JP5121906B2 - インバータ駆動装置および冷凍空気調和装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ駆動装置およびインバータ駆動装置を有する冷凍空気調和装置に関するものである。

可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置の応用分野が開拓されてきた。

例えば、電動機駆動装置等に用いられる駆動回路には、三相電圧形インバータ駆動装置等が用いられる。三相電圧形インバータ駆動装置は、サイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いた三相のブリッジ回路等で構成される。本回路において、各相のスイッチング素子は、正極端子および負極端子を直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ直接接続することで実現できる。

近年、スイッチング周波数の高速化や、素子の高耐圧化、また装置の高効率化が進むにつれ、上記回路を改良することで、スイッチング損失を低減する手法が提案されてきている。

例えば、パワー・スイッチング素子駆動回路の制御用電源に接続された昇圧コンバータ回路と、昇圧コンバータ回路の出力に接続された電圧比較回路とを有し、電圧比較回路の出力を他の相のインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに接続し、パワー・スイッチング素子をＯＦＦする時に、昇圧コンバータ回路のスイッチング手段をＯＦＦし、スナバ回路のエネルギーにより昇圧コンバータ回路を昇圧動作させ、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに印加することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置を開示している（例えば、特許文献１参照）。

また、パワー・スイッチング素子駆動回路の制御用電源に接続された昇圧コンバータ回路と、昇圧コンバータ回路の出力に接続された電圧比較回路とを有し、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに接続し、パワー・スイッチング素子をＯＦＦする時に、昇圧コンバータ回路のスイッチング手段をＯＦＦし、昇圧コンバータ回路を昇圧動作させ、電圧比較回路の出力をインバータ回路のフリーホイール・ダイオードに印加することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置を開示している（例えば、特許文献２参照）。これら装置では、フリーホイール・ダイオードが逆阻止能力を回復（以下、逆回復という）するまでの間に発生するスパイク電圧を低減させて損失の低減をはかることで効率の高いモータ駆動用インバータ制御装置を提供している。

そして、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用い、直流電圧源に直列接続された負荷に電力を供給する一対の主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備えたインバータ駆動装置を開示している（例えば、特許文献３参照）。本装置では、還流ダイオードが遮断するにあたって逆電圧印加回路から還流ダイオードに直流電圧源より小さな逆電圧を印加する。逆電圧印加回路の低電圧源からの電力供給により逆回復を支援するので、還流ダイオードによって生じる損失が少なくなる。

特開２００８−１０９７９２号公報（要約、図１） 特開２００８−１０４３１４号公報（要約、図１） 特開平１０−３２７５８５号公報（図１）

上記のように、従来のインバータ駆動装置では、効率の改善を図るため、スイッチング素子の選定、逆回復における損失低減をはかるための対策回路の付加等が行われている。このとき、定常状態の際は高効率化が行えるが、例えばスイッチング素子等が故障した際のシステム保護等まで十分に考慮されていなかった。また、高い信頼性を確保するために高電圧側で対策を行う場合、大幅なコストアップが避けられなかった。

本発明は、上記課題に基づき、逆回復における損失低減をはかりつつ、システムの高効率化をはかり、また、素子の損傷等に対応して信頼向上等をはかることができるインバータ駆動装置およびそのインバータ駆動装置を有する冷凍空気調和装置を提供することを目的とする。

この発明に係るインバータ駆動装置は、変換用スイッチング素子と、変換用スイッチング素子に並列接続された還流手段とを備えるアームを一対以上有するインバータ駆動装置であって、変換用スイッチング素子および還流手段に、二次側巻線を並列接続する変圧器と、変圧器の一次側巻線への電流供給を制御する変圧器駆動回路とを備え、変圧器駆動回路内に、直流電源および少なくとも１つの変圧器用スイッチング素子を有するものである。

本発明によれば、変圧器と変圧器駆動回路とにより、変圧器駆動回路から制御しながら変圧器の一次側巻線に電流供給を行うようにし、二次側巻線から、変換用スイッチング素子、還流手段側に電流を流すようにしたので、逆回復の際に発生する電流を抑制することができる。このため、例えば、逆回復に係る時間を短縮することができ、スイッチ切り替えに係る損失を低減し、高効率で、省エネルギーのインバータ駆動装置を得ることができる。また、変圧器の一次側巻線と二次側巻線との間は絶縁されているため、変圧器駆動回路とインバータ主回路とが相互に影響を及ぼすことが少なく、信頼性を高めることができる。

スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴの構成例を示した図である。 リカバリー電流の経路を表す図である。 実施の形態１に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態１に係る変圧器駆動回路１１ａを中心とする図である。 実施の形態１に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 ヒューズ９１ａを有していない変圧器駆動回路１１ａを中心とする図である。 ヒューズ９１ａ等を共通にした変圧器駆動回路１１を中心とする図である。 実施の形態２に係るインバータ駆動装置を中心としたシステムの図である。 実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ｇを中心とする図である。 実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ｇを中心とする別例の図である。 実施の形態２に係るＰＷＭ信号等の波形の一例を示す図である。 実施の形態３に係る冷凍サイクル装置の構成図である。 実施の形態３に係る電圧検出手段９２ａを中心とする図である。 実施の形態３に係る正常運転時における信号の一例を表す図である。 実施の形態４に係る冷凍サイクル装置の構成図である。

以下、本発明のインバータ駆動装置等について図面等を参照しながら説明する。

ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor ）等のパワーデバイスは、民生機器から産業機器まで様々な分野に使用されており、素子の高耐圧化、スイッチングの高速化、高効率化、低ノイズ化といった観点から様々なデバイス改良・開発が行われてきている。ＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンド等を材料とするワイドバンドギャップの半導体素子、スーパージャンクション（Super Junction）構造のＭＯＳＦＥＴ等はその代表例である。

図１はスーパージャンクション（以下、ＳＪという）構造のＭＯＳＦＥＴの概略を示す図である。例えば、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴは、ｐ層６１とｎ層６２とのチャージをバランスさせることで、オン抵抗を低く抑えつつ、高耐圧化できるといったメリットを有する。

しかしながら、ＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴをインバータ駆動装置の変換用スイッチング素子として適用する際、素子に内蔵する寄生ダイオードにより、逆回復時間が遅いといった問題が存在する。以下、主回路において交流電圧を直流電圧に変換する変換用スイッチング素子を、単にスイッチング素子という。

図２は短絡電流の経路を表す図である。例えば、一対のアームのうち、任意の一方のアーム（以下、片側アームという）のスイッチング素子がターンオフし、他方のアームのスイッチング素子がターンオンする際、主回路側とのループ経路にて等価的な短絡電流（リカバリー電流）が流れる。このため、寄生ダイオードの電荷が放出し終わるまでの間の分だけ損失悪化を招くといった問題があった（以下、このような逆回復時における損失をリカバリー損失と称する）。

そこで、以下の実施の形態では、変圧器を活用して、簡易な構成でリカバリー損失を低減することができるインバータ駆動装置について説明する。このとき、各実施の形態のインバータ駆動装置において用いる半導体素子は、特に断らない限り、基本的には上述したＳｉＣ（炭化ケイ素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ダイヤモンド等を材料とするワイドバンドギャップ半導体の素子であるものとする。ここでは全ての半導体素子をワイドバンドギャップ半導体の素子とするが、一部の素子に用いた場合でも、発明に係る課題に対する効果を奏することができる。

ここで、以下の実施の形態では、本発明の効果が最も発揮されるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを一部のスイッチング素子に適用する場合について説明するが、スイッチング素子については特に限定するものではない。例えば、比較的高電圧な領域（約４００Ｖ）においては、ＩＧＢＴ等を用いた場合でも、還流ダイオードの特性等により、リカバリー損失増加が顕著になるため、本発明に係るインバータ駆動装置を適用することができる。

実施の形態１．
図３は、本発明の実施の形態１に係るインバータ駆動装置を中心とするシステムの構成を示す図である。ここで、添字を付している素子等については、特に区別したり、特定したりする必要がない場合には、添字を省略して記載する場合もある。

図３に示すように、本実施の形態のシステムは、直流電圧源１３、インバータ駆動装置（回路）２、電動機１、電動機１に流れる電動機巻線電流を検出する電流検出手段８（８ａ〜８ｂ）、増幅器９（９ａ〜９ｂ）、電圧検出手段１０、インバータ制御装置１２で構成する。直流電圧源１３は、本実施の形態では、例えば１００Ｖ〜２００Ｖの範囲における直流電圧を印加するものである。また、本実施の形態の電動機１は三相交流電動機である。

本実施の形態におけるインバータ駆動装置２は、三対の片側アーム３ａ〜３ｆを有している。本実施の形態では、片側アーム３ａと３ｄ、片側アーム３ｂと３ｅ、片側アーム３ｃと３ｆを対とし、それぞれ電動機１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対して電力供給を行う。また、片側アーム３ａ〜３ｃが直流電圧源１３と正側で接続された上側アーム、片側アーム３ｄ〜３ｆが直流電圧源１３と負（接地）側で接続された下側アームとなる。

上側アームである各相の片側アーム３ａ〜３ｃは、それぞれスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ、変圧器６ａ〜６ｃ、ダイオード７ａ〜７ｃおよび変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃで構成する。

ここでスイッチング素子４ａ〜４ｃは上述したＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴである。対となるスイッチング素子４ｄ〜４ｆとの間で連携したスイッチング動作を行うことで、電動機１の各相に交流電力を供給する。

還流手段となる還流ダイオード５ａ〜５ｃは、それぞれスイッチング素子４ａ〜４ｃに逆並列接続され、スイッチング素子４ａ〜４ｃの切り替え（スイッチング）により発生する還流電流を流すようにする。ここではダイオードを用いているが、他の同様の機能を有する素子を代用することもできる。

また、変圧器６ａ〜６ｃは、所定のタイミングでスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ側に電力供給する。これにより、スイッチング素子４ａ〜４ｃの寄生ダイオード、還流ダイオード５ａ〜５ｃによって逆回復時に発生するリカバリー電流を抑制して逆回復を素早く行わせる。そのため、変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線とダイオード７ａ〜７ｃとを、スイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃと並列接続する。そして、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃから変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線への電流（電力）供給に基づいて、二次側巻線に起電力による電流を生じさせる。変圧器６ａ〜６ｃを用いることで、リカバリー電流を抑制する制御を行う変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃとスイッチング素子４ａ〜４ｃ、還流ダイオード５ａ〜５ｃ（主回路）とを絶縁することになる。このため、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃの故障等が直接主回路側に影響を与えることがなく、安全性、信頼性を高めることができる。ここで、本実施の形態では、変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線と二次側巻線との極性を同じにする。そして、一次側巻線に蓄積されるエネルギーを回生させる（電力回収する）ため、一次側巻線を２つの巻線で構成する。

ダイオード７ａ〜７ｃは、それぞれ変圧器６ａ〜６ｃの二次側巻線と直列接続しており、例えば逆回復をすばやく行えるようにするため回復時間がはやい高速ダイオードで構成する。スイッチング素子４ａ〜４ｃとの関係においては、ドレイン側、ソース側のどちら側と接続されるようにしてもよい。ここで、ダイオード７ａ〜７ｃに、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体のダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード等を用いることで、逆回復時間が短くて済むので、さらに低損失化することができる。変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃについては後述する。

一方、下側アームとなる各相の片側アーム３ｄ〜３ｆは、スイッチング素子４ｄ〜４ｆ、スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオード５ｄ〜５ｆで構成する。ここで、本実施の形態では、スイッチング素子４ｄ〜４ｆはＩＧＢＴであるものとする。インバータ駆動装置を高電圧の領域で適用しないため、ＩＧＢＴにおけるリカバリー損失を無視できるものとし、片側アーム３ｄ〜３ｆでは変圧器６等を有していない。このため、これらの素子等に係るコストを削減することができる。

また、電流検出手段８ａ、８ｂは、それぞれ電動機１のＵ相、Ｗ相に供給される電流を検出するための素子である。電流検出手段８ａ、８ｂの検出に係る信号（Ｉｕ、Ｉｗ）が、増幅器９（９ａ〜９ｂ）を介してインバータ制御装置１２に入力される。インバータ制御装置１２は信号に基づいて電流値に換算し、データとして用いる。本実施の形態では、電流検出手段８ａ、８ｂとしてカレントトランス等を用いているが、この検出方法に限定するものではない。例えば直流母線経路に挿入した抵抗に流れる直流電流を用いて電動機１に供給される電流を再現する方法（１シャント電流検出方式）、スイッチング素子４ｄ〜４ｆとＮ側の間に挿入した抵抗により電動機電流を再現する方法（３シャント電流検出方式）等を用いるようにしてもよい。

また本実施形態の電圧検出手段１０は、抵抗、コンデンサ等から成る分圧回路、増幅器等で構成される。電圧検出手段１０の検出に係る電圧の信号（Ｖｄｃ）がインバータ制御装置１２に入力される。インバータ制御装置１２は信号に基づいて直流母線電圧値に換算し、データとして用いる。

インバータ制御装置１２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit ）、Ａ／Ｄ変換器等を有し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御し、電動機１を駆動させる。例えば、入力される信号に基づいて、電動機１に供給する電流値、直流母線電圧値に変換し、これらのデータに基づいて各種ベクトル制御演算を行ってＰＷＭデューティ信号（以下、ＰＷＭ信号という）を生成する。そして、インバータ駆動装置２内のスイッチング素子４ａ〜４ｆにＰＷＭ信号を出力して動作させ、電動機１に電圧を印加させて電動機１を駆動させる。

また、本実施の形態では、所定のタイミングで変圧器６ａ〜６ｃの一次側巻線に電力（電力）供給するための変圧器駆動信号を作成する。ここで、本実施の形態では、インバータ制御装置１２が有するＣＰＵ等で変圧器駆動信号を作成するものとして説明するが、例えば、ロジック回路を用いて上側アームおよび下側アームのゲート信号等を用いてロジックを構成し、所望の区間に変圧器駆動信号を出力するようにしてもよい。

図４は実施の形態１に係る変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを中心とする片側アーム３ａ〜３ｃの構成例を表す図である。ここでは、代表として電動機１のＵ相に電力供給を行うための片側アーム３ａについて説明するが、他の片側アーム３ｂ、３ｃについても同様である。ここでは、図４（ａ）について説明する。

変圧器駆動回路１１ａは、変圧器用スイッチング素子２１ａ、ダイオード２２ａ、ヒューズ９１ａおよび直流電源（直流電圧電源）７１ａを基本構成として有している。変圧器駆動回路１１ａは、変圧器６ａの一次側巻線に電力（電流）供給を制御する回路である。

変圧器用スイッチング素子２１ａはインバータ制御装置１２が出力する変圧器駆動信号に基づいてオンオフ動作をする。本実施の形態では、変圧器用スイッチング素子２１ａがオンすると、変圧器６ａの一次側巻線に電力（電流）が供給される。回生エネルギー帰還用となるダイオード２２ａは、変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーを直流電源７１ａに回生させ、磁束をリセットさせるためのバイパス経路に設ける。直流電源７１ａは、変圧器６ａの一次側巻線に電力供給するための電源である。

直流電源７１は、巻線の励磁電流およびスイッチング素子４ａ〜４ｃのリカバリー電流補償のために設けるものであるが、補償電流の大きさはそれほど大きいものでないため、必要な電圧は小さくてすむ。一般に、直流母線電圧（図３のＰ側−Ｎ側間電圧）と比較して、１／１０〜１／２０程度以下の直流電圧で変圧器６に変圧させると十分な補償電流を得ることができる。

このとき、変圧器６において一次側巻線と二次側巻線とが絶縁しているため、各相の上側アームに対して変圧器駆動回路１１を設置する場合でも、特別に電源を作成することは不要となる。このため、低圧制御電源を用いて変圧器６に所定の変圧を行わせることが可能となり、低コスト化が可能となる。また、一次側巻線と二次側巻線とが絶縁しているため、変圧器用スイッチング素子２１ａやダイオード２２ａの耐圧は母線電圧と比較して十分小さく設定することができる。よって、コスト的にも低く抑えることができる。

ここで、図４（ａ）の変圧器駆動回路１１ａにおいて、変圧器６ａに蓄積されたエネルギーを電力回収する例を示したが、実施段階では変圧器駆動回路１１ａの機能を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化することができる。例えば、リセット巻線と一次側巻線の共通線の結線を変圧器６の内部で行うことが難しい場合には、図４（ｂ）に示すように、変圧器６の外側にて結線接続してもよい。

また、例えば、図４（ａ）に示す変圧器駆動回路１１ａでは、変圧器６ａの一次側巻線と接続した直流電源７１ａに電力回収をさせることができる（回生させることができる）ため、高効率な駆動を行うことができる。ただし、電流Ｉａｐ１、Ｉａｐ２がそれほど大きくなく、二次側巻線で電力消費させても効率への影響が少ない場合には、リセット巻線を省略してもよい。また、電流ピークを抑制したい場合には、効率への影響を考慮しつつ、適宜、一次側巻線と直流電源７１ａとの間に電流制限抵抗を挿入してもよい。また、高周波ノイズ対策として、変圧器駆動回路１１ａの直流電源７１ａ、変圧器用スイッチング素子２１ａ、変圧器６ａ、ヒューズ９１間のいずれかに、適宜、高周波コンデンサを挿入してもよい。

また、変圧器用スイッチング素子２１のサージやノイズが大きい場合は、適宜変圧器用スイッチング素子２１の両端等にスナバ回路を設けるようにしてもよい。

さらに、ダイオード７ａ〜７ｃについて、スイッチング素子４ａ〜４ｃの寄生ダイオードまたはスイッチング素子に対して逆並列接続したダイオードよりも逆回復時間を極力短くなるように、炭化けい素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、またはダイヤモンド等を材料とするダイオード、高耐圧のショットキーバリアダイオード、高速なファースト・リカバリダイオード等を用いることで、さらに低損失化することができる。

次に、変圧器６を活用して、リカバリー損失を低減させるようにする基本的なスイッチング動作について説明する。

図５はＰＷＭ信号および変圧器駆動回路１１における各部波形の一例を示す図である。ここではＵ相について説明する。

通常、インバータ制御装置１２から、図５に示すようなＰＷＭ信号（Ｕｐ、Ｕｎ）が出力される。図５ではアクティブ方向をＨｉ側としている。このため、信号がＨｉだとスイッチング素子４、変圧器用スイッチング素子２１がオンし、Ｌｏｗだとオフする。Ｕｐは、図３の例ではＵ相の上側アームにおけるスイッチング素子４ａの駆動信号を示している。また、Ｕｎは、Ｕ相の下側アームにおけるスイッチング素子４ｄの駆動信号を示している。

インバータ制御装置１２は、図５に示すａ点（スイッチング素子４ａがオフするタイミング）からｂ点（スイッチング素子４ｄがオンするタイミング）までの間、変圧器駆動信号により変圧器用スイッチング素子２１ａをオンさせる。ここで、図５では、変圧器用スイッチング素子２１ａに係る変圧器駆動信号をＳｔｒａで示す。変圧器用スイッチング素子２１ａがオンすると、図４に示すように、変圧器６ａの一次側巻線に電流Ｉａｐ１が流れ、二次側巻線にも電流Ｉａｐ２が流れる。このとき、変圧器６ａの一次側巻線と二次側巻線との極性が同じであるため、電流Ｉａｐ２は電流Ｉａｐ１と同じタイミングで流れる。

また、変圧器用スイッチング素子２１ａがオフすると、変圧器６ａの一次側巻線の励磁電流はこのバイパス経路を通り、ダイオード２２ａを介して変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーが直流電源７１ａに回生される。このため、変圧器コアの磁束密度をキャリア周期ごとにリセットでき、変圧器６の飽和防止、システム高効率化をはかることができる。

また、この励磁電流による電流Ｉａｐ１が変圧器６ａを介してダイオード７ａに電流（Ｉａｐ２）を流すことで、寄生ダイオード、還流ダイオード５ａは逆回復を行うことができ、リカバリー損失を低減することができる。

ここではＵ相に係る上側アームの例を示したが、Ｖ相、Ｗ相に係る上側アームについても、所定のタイミングで電流を流すことで同様の効果が得られる。

本実施の形態では、インバータ制御装置１２が有するＣＰＵ等で変圧器駆動信号を作成するものとして説明するが、例えば、ロジック回路を用いて上側アームおよび下側アームのゲート信号等を用いてロジックを構成し、所望の区間に変圧器駆動信号を出力するようにしてもよい。

ここで、図４（ａ）の変圧器駆動回路１１ａでは、変圧器６ａの一次側巻線が蓄えたエネルギーを直流電源７１ａによって電力回収できるため、高効率な駆動が行える。ただし、Ｉａｐ１、Ｉａｐ２がそれほど大きくなく、二次側巻線で電力消費させても効率への影響が少ない場合には、リセット巻線は必ずしも必要でない。この場合、励磁電流対策で追加で巻線を付加する必要がないため、一次側巻線をシンプルな構造にできる。このため、変圧器６を小型化することができる。以上、変圧器６に蓄積されたエネルギーを電力回収する例を示したが、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化することができる。

次に変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃ内の素子が故障したときの回路保護等について説明する。ここでは、Ｕ相の上側アームにおいて、例えば、変圧器用スイッチング素子２１ａ、ダイオード２２ａが短絡故障した場合について説明する。

図６はヒューズ９１ａを有していない変圧器駆動回路１１ａの回路構成例を示す図である。例えば、Ｕ相で見ると、変圧器用スイッチング素子２１ａが短絡故障した場合、直流電源７１ａの正側→変圧器６ａの一次側巻線→変圧器用スイッチング素子２１ａ→直流電源７１ａの負側の経路で常時通電してしまう常時通電モードが発生する。また、ダイオード２２ａが短絡故障した場合、リセット経路として、直流電源７１ａの正側→変圧器６ａのリセット巻線→ダイオード２２ａ→直流電源７１の負側の経路で常時通電してしまう常時通電モードが発生する。

常時通電モードが継続した場合、変圧器６ａは磁気飽和を起こし、巻線温度が上昇する懸念があるため、システムの保護をはかる必要がある。

そこで、図４（ａ）に示すように、本実施の形態の装置においては、電源の正側と変圧器６ａの一次側巻線との間に、回路、ひいては装置全体を保護するための保護手段となるヒューズ９１ａを挿入している。このため、変圧器用スイッチング素子２１ａまたはダイオード２２ａが短絡故障しても、ヒューズ９１ａが切れることで、変圧器６ａへの電力供給を停止することができ、システムを安全に保護することが可能である。

また、図４（ｂ）のように、変圧器６ａのリセット巻線と一次側巻線とを変圧器６ａの外部で結線する場合も同様の効果が得られる。ただし、例えば図４（ｃ）のように、部品実装する基板のパターン制約等により、上記結線を電源の正側→ヒューズ９１ａ間で行うと、ダイオード２２ａの短絡故障は保護できないため、結線箇所には注意を要する。

また、基板パターン制約等のため、図４（ｄ）のようにヒューズ９１ａを電源の負側とダイオード２２ａおよび変圧器用スイッチング素子２１ａ間に挿入してもよい。

図７は各相の上側アームについて直流電源７１およびヒューズ９１ａを共通化した回路構成を示す図である。

例えば図４では各相の上側アームがそれぞれ直流電源７１を有しているが、変圧器駆動回路１１ｂ、１１ｃと共通させるようにしてもよい。また、ヒューズ９１ａについても共通させるようにしてもよい。

図７のような回路構成でも、基板パターン制約により実装位置変更したい場合は、ヒューズ９１ａを電源の負側とダイオード２２ａ〜２２ｃおよび変圧器用スイッチング素子２１ａから２１ｃ間に設置してもよい。

例えば、基本的には保護手段の数は１つでもよく、低コスト化可能である。ただ、少なくとも変圧器駆動回路１１の数より減らすことができるため、使用条件・使用環境に応じ、ヒューズ９１の使用数は適宜選定すればよい。

ここでは、ヒューズ９１を用いた回路保護について説明したが、使用環境や使用条件によってはヒューズ９１の代わりに正特性のサーミスタで置き換えることができる。例えば回路が短絡した状態になり、電流が流れることでサーミスタは自己発熱する。これによって抵抗値がアップ（電流制限）することで、装置、システムの保護をはかることができる。

このとき、サーミスタを変圧器６の近傍に設置すれば、変圧器６が発した熱がサーミスタに伝わることで、変圧器６に係る回路保護の機能も付加することができる。また、素子の短絡故障だけでなく、例えばダイオード２２が開放したことにより故障（オープン故障）となった際の保護も可能となる。このとき、ダイオード２２を介した回生を行うことができないため、その分、変圧器６で損失発生（熱ロス）するが、正特性のサーミスタを変圧器６の近傍に設置することで、異常時のシステム保護が行える。また、例えば、従来のように温度センサを変圧器６近傍に設置して、システムと併用するようにしてもよい。

以上のように、実施の形態１のシステムによれば、インバータ駆動装置２において、変圧器６と変圧器駆動回路１１とを有し、インバータ制御装置１２が、変圧器駆動回路１１に変圧器駆動信号を出力して、変圧器６の一次側巻線に電流を流し、変圧器６の二次側巻線からスイッチング素子４、還流ダイオード５側に電流を流すようにしたので、リカバリー電流を抑制することができ、逆回復に係る時間を短縮することができる。そのため、リカバリー損失を低減することができ、高効率のインバータ駆動装置を得ることができる。このとき、変圧器６の一次側巻線と二次側巻線との間は絶縁されており、変圧器駆動回路１１とインバータ主回路とが基本的には切り離されているため、相互に影響を及ぼすことが少なく、信頼性を高めることができる。

このとき、変圧器駆動回路１１にヒューズ９１、サーミスタ等の保護手段を直流電源７１と変圧器６の一次側巻線との間に設けることにより、変圧器用スイッチング素子２１、ダイオード２２が短絡故障したときに、電流を遮断して一次側巻線への電力供給を停止することができるので、システムを安全に保護することができる。サーミスタの場合には、電気的な短絡だけでなく、変圧器６等温度上昇による電流制限も行うことができる。そして、複数の変圧器駆動回路１１において、ヒューズ９１等の保護手段、直流電源７１を共通化することにより、数を減らすことができるので、コスト削減をはかることができる。

そして、本実施の形態のようなインバータ駆動装置の構成においては、従来の装置よりもスイッチング素子、ダイオード等の半導体素子を多く用いることになるが、これらの半導体素子に対して、ＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンド等を材料としたワイドバンドギャップ半導体を用いることによって、低損失、小型のインバータ駆動装置２を得ることができる。また、電力損失が小さいため、素子の高効率化をはかることができ、さらに全体としても高効率なインバータ駆動装置を得ることができる。特にダイオード７にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、逆回復時間を短くすることができ、さらに低損失化をはかることができる。

また、逆回復の時間が遅くなるＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子４を有する片側アーム３ａ〜３ｃについて、変圧器６、変圧器駆動回路１１を設けるようにすることで、スイッチング素子４ｄ〜４ｆにリカバリー損失対策用の回路を特に設けることなく、大幅なコストアップをせずに高効率化することができる。これは、ＩＧＢＴについても同様である。そして、変圧器６ａ〜６ｃによるサージ量調整が可能であるため、直流電圧源１３と正側で接続している上側アーム（片側アーム３ａ〜３ｃ）にも容易に変圧器駆動回路１１を設けることができる。また、必要に応じ、下側アームと上側アームとの素子構成を逆にして構成してもよい。また、変圧器駆動回路１１の直流電源７１による印加電圧が、直流電圧源１３による母線電圧よりも低い電圧でも変圧器駆動回路１１を駆動することができ、変圧器駆動回路１１における素子の耐圧が低くても、リカバリー損失を低減し、高効率のインバータ駆動装置を得ることができる。

実施の形態２．
図８は、本発明の実施の形態２に係るインバータ制御装置を中心とするシステムの構成を示す図である。図８において、図１等と同じ符号を付している素子等については、同様の動作を行う。本実施の形態では、一対の片側アーム（上側アームおよび下側アームの組み合わせ）を両側アーム３ｇ〜３ｉとして有している。また、下側アームに関してダイオード７ｄ〜７ｆを有している。

図９は実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ｇ〜１１ｉを中心とする回路構成を表す図である。図９では、Ｕ相に係る回路等について説明する。本実施の形態の変圧器６ｇは、二次側巻線を２巻線有し、１つの変圧器６で上側アームおよび下側アームへの電流（電力）供給に対応することができる。また、図９では、変圧器駆動回路１１ｇ内に変圧器用スイッチング素子４１ｇ、４２ｇおよび分圧用のコンデンサ５１ｇ、５２ｇを有している。また、特に限定はしないが、本実施の形態では回生用のダイオード２２は有していない。

図１０は実施の形態２に係る変圧器駆動回路１１ｇ〜１１ｉを中心とする回路の別構成を表す図である。図１０では、コンデンサ５１ｇ、５２ｇの代わりに変圧器用スイッチング素子４３ｇ、４４ｇを有している。

図１１は実施の形態２に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号および電流の波形の一例を示す図である。ここでは、電動機１のＵ相への電力供給に係るＰＷＭ信号、変圧器駆動信号および電流について説明する。図１１ではアクティブ方向をＨｉ側としている。

まず、基本動作等について説明する。まず、図９の回路において、変圧器駆動信号Ｓｔｒａにより、図１１のａ点からｂ点まで変圧器用スイッチング素子４１ｇをオンさせる。これにより、直流電源７１ｇの正側→ヒューズ９１ｇ→一次側巻線→コンデンサ５２ｇの経路で電流Ｉａｐ１が流れ、コンデンサ５２ｇが充電する。さらに二次側巻線を流れる電流Ｉａｐ２も、上側アームに係るリカバリー電流を低減させる方向（スイッチング素子４ａのドレイン方向）に流れることにより、還流ダイオード５ａ、寄生ダイオードの逆回復を行うことができる。

また、変圧器駆動信号Ｓｔｒｄにより、図１１のｃ点からｄ点まで変圧器用スイッチング素子４２ｇをオンさせる。これにより、コンデンサ５２ｇ→変圧器６ｇの一次側巻線→変圧器用スイッチング素子４２ｇ→直流電源７１ｇの負側の経路、または直流電源７１ｇの正側→コンデンサ５１ｇ→変圧器６ｇの一次側巻線→変圧器用スイッチング素子４２ｇ→直流電源７１ｇの負側の経路でａ〜ｂ区間とは逆方向のＩａｐ１が流れる。また、二次側巻線にはＩｄｐ２の電流が流れるので、下側アームに並列接続された還流ダイオード５ｄ、寄生ダイオードの逆回復を行うことができる。

以上のような構成にすることで、一次側巻線を１巻とした場合であっても、上側アームおよび下側アームを構成する両方のスイッチング素子４ａ〜４ｆと並列接続した還流ダイオード５ａ〜５ｆ、寄生ダイオードの逆回復を行うことができる。

次に図１０の回路について説明する。スイッチング素子４１ｇおよび４４ｇをオン（図１１の駆動信号Ｓｔｒａのオン区間に相当）させると、直流電源７１ｇの正側→４１ｇ→変圧器６ｇの一次側巻線→４４ｇ→直流電源７１ｇの負側の経路で電流Ｉａｐ１が流れる。

図１１のａ点〜ｂ点の区間でスイッチング素子４１ｇおよび４４ｇをオンさせた場合、この区間で二次側巻線にＩａｐ２の電流が流れるので、上側アームにおける還流ダイオード５、寄生ダイオードの逆回復を行うことができる。

次に、スイッチング素子４１ｇおよび４４ｇをオフさせた後、スイッチング素子４２ｇおよび４３ｇをオン（図１１の駆動信号Ｓｔｒｄのオン区間に相当）させると、変圧器６の一次側巻線には、スイッチング素子４１ｇおよび４４ｇをオンさせたときとは異なる方向に電流Ｉａｐ１が流れる。

図１１のｃ点〜ｄ点の区間でスイッチング素子４２ｇおよび４３ｇをオンさせた場合、この区間で二次側巻線にＩｄｐ２の電流が流れるので、下側アームにおける還流ダイオード５、寄生ダイオードの逆回復を行うことができる。

次に変圧器駆動回路１１ｇ〜１１ｉ内の素子が故障したとき（例えば、図９のスイッチング素子４１ｇの短絡故障したとき）の回路保護等について説明する。

例えば、図９の構成で、変圧器駆動回路１１（１１ｇ〜１１ｉ）内にヒューズを挿入しないでスイッチング素子４１ｇが短絡故障した場合を考える。この際、スイッチング素子４１ｇにはコンデンサ５２ｇの充電が完了するまで電流が流れ続ける。その後、スイッチング素子４２ｇのオンタイミングで短絡経路が発生し、大電流が流れるため、場合によってはスイッチング素子４２ｇも短絡故障してしまうことがある。２つのスイッチング素子が短絡すると、直流電源７１ｇと２つのスイッチング素子と間で常時通電モードが発生することになる。

これは素子の故障の一事例であるが、このようなときに、短絡経路にヒューズ９１ｇを挿入しておくことで、短絡故障しても、ヒューズ９１ｇが切れることで、変圧器６ｇへの電力供給を停止することができ、システムを安全に保護することが可能となる。

図１０の場合も同様に、スイッチング素子４１ｇ〜４４ｇのいずれかが短絡故障を起こすと、その後、対向するスイッチング素子のオンタイミングで短絡してしまい、常時通電モードが発生することがある。そこで、短絡経路にヒューズ９１ｇを挿入しておくことで、短絡故障しても、ヒューズ９１ｇが切れることで、変圧器６ｇへの電力供給を停止することができ、システムを安全に保護することが可能である。

ここで実施の形態１でも述べたように、ヒューズ９１ｇの挿入位置については、基板パターン等を考慮し、要旨を逸脱しない範囲で適切な位置に挿入すればよい（例えば直流電源７１ｇの負側と下側スイッチ素子の間に挿入等）。

また、実施の形態１で説明したように、変圧器駆動回路１１ｇ〜１１ｉで直流電源７１ｇを共通させるとともに、ヒューズ９１ｇについても共通させるようにしてもよい。

また上側アームに補償回路を設ける場合を示したが、下側アームの各相や両側アームに補償回路を設ける場合にも同様な考え方で電源共通化・ヒューズ共通化・あるいは各相へのヒューズ９１の設置を行えばよい。

ここでは、ヒューズ９１を用いた回路保護について説明したが、実施の形態１と同様に、使用環境や使用条件によってはヒューズ９１の代わりに正特性のサーミスタで置き換えることができる。

また、サーミスタを変圧器６の近傍に設置すれば、変圧器６が発した熱がサーミスタに伝わることで、変圧器６に係る回路保護の機能も付加することができる。また、従来の温度センサを変圧器６近傍に設置して、本システムと併用してもよい。

以上のように、実施の形態２のシステムによれば、複数の変圧器用スイッチング素子４１等、複数のコンデンサ５２等を設けることにより、上側アームと下側アームとを組み合わせた両側アーム３ｇ〜３ｉについても変圧器駆動回路１１を駆動動作させてリカバリー電流を抑制し、逆回復に係る時間を短縮することができる。また、実施の形態１と同様に、電流ピークを抑制したい場合には、効率への影響を考慮しつつ、適宜、一次側巻線と直流電源７１ｇとの間に電流制限抵抗を挿入してもよい。また、高周波ノイズ対策として、変圧器駆動回路１１ｇの直流電源７１ｇ、変圧器用スイッチング素子２１ｇ、変圧器６ｇ、ヒューズ９１ｇ間のいずれかに、適宜、高周波コンデンサを挿入してもよい。

実施の形態３．
図１２は、本発明の実施の形態３に係るインバータ制御装置を中心とするシステムの構成を示す図である。図１２において、図１等と同じ符号を付している素子等については、同様の動作を行う。図１２に示すように、本実施の形態では、変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃに係る電圧Ｖａ〜Ｖｃを検出する電圧検出手段９２ａ〜９２ｃを有している。

図１３は実施の形態３に係る変圧器駆動回路１１ａ〜１１ｃを中心とする回路構成を表す図である。ここでは、電動機１のＵ相に係る変圧器駆動回路１１ａ等について説明する。電圧検出手段９２ａを有している。基準電位を直流電源７１ａの負側電位としたときの各部の電圧レベルを検出する。また、本実施の形態のインバータ制御装置１２は、電圧検出手段９２の検出に係る電圧レベルとあらかじめ定めた所定の電圧（スレッショルド電圧）との比較に基づいて変圧器駆動回路１１の部品（素子等）の故障を検出する故障検出手段、変圧器駆動回路１１の制御停止を行う停止手段として機能する。

図１４は、変圧器用スイッチング素子２１ａのオンオフに関するタイムチャートの一例を示す図である。ここで、一例として、変圧器用スイッチング素子２１ａの異常（短絡故障）を検出する場合について説明する。図１４（ａ）は、下側アームにおけるスイッチング素子４ｄのオンタイミング前後におけるスイッチング素子４ｄのゲート電圧を示す。また、図１４（ｂ）は対向する上側アームの変圧器駆動回路１１ａ内の変圧器用スイッチング素子２１ａに係る変圧器駆動信号を示す。図１４（ｃ）は正常時の変圧器用スイッチング素子２１ａのドレイン−ソース間電圧Ｖａについて示す。そして、図１４（ｄ）は短絡故障時の変圧器用スイッチング素子２１ａのドレイン−ソース間電圧Ｖａについて示す。

変圧器用スイッチング素子２１ａのオフ時には、ドレイン−ソース間電圧Ｖａはハイレベルを維持している。変圧器用スイッチング素子２１ａが正常であれば、下側アームのスイッチング素子４ｄのオン直前のデッドタイム区間中またはその前後のタイミングで変圧器用スイッチング素子２１ａは所定区間オンする。このため、この区間におけるドレイン−ソース間電圧Ｖａはローレベルを示す。その後、変圧器用スイッチング素子２１ａはオフ動作に移行し、またドレイン−ソース間電圧Ｖａはハイレベルに戻る（オフ直後、一時的に変圧器の逆起電圧の影響で一次側巻線に対するリセット巻線の比率分だけ電圧上昇するが、その後、元の電圧レベルに戻る）。

また、例えば、時間ｘにおいて変圧器用スイッチング素子２１ａに短絡異常が発生した場合、ドレイン−ソース間電圧Ｖａは常時ローレベルを示すことになる。

よって例えば、変圧器用スイッチング素子２１ａに係る変圧器駆動信号がオフ区間のときにドレイン−ソース間電圧Ｖａを少なくとも１回検出することで、スレッショルドによるレベル判定にてスイッチ故障を検出することが可能である。このため、比較的簡易な方法で、変圧器用スイッチング素子２１ａの異常判定をおこなうことができる。

また、ドレイン−ソース間電圧Ｖａの代わりにダイオード２２ａのカソード電圧を検出するようにすれば、正常時に関してはリセット区間で電圧ローレベルを示し、リセット区間以外は電圧ハイレベルを示す。しかしながら、異常（短絡故障）時に関しては、常時電圧ローレベルを示すため、上記同様にスレッショルド判定によって異常判定を行うことができる。

さらに、ドレイン−ソース間電圧Ｖａの代わりに直流電源７１の正側電圧を検出するようにした場合、正常時においては、正側電圧はハイレベルを示す。一方、変圧器駆動回路１１内の部品故障（短絡故障）時においては、回路内インピーダンスが低下し、電圧レベルが低下する。このため、上記と同様に、スレッショルド判定にて直流電源７１または変圧器駆動回路１１ａ内の部品について異常判定を行うことができる。ここで、変圧器用スイッチング素子２１のドレイン−ソース間電圧、ダイオード２２のカソード電圧、直流電源７１の正側電圧を組み合わせて検出するようにしてもよい。

以上のようにして、各電圧検出手段９２（９２ａ〜９２ｃ）が検出した電圧検出信号（Ｖａ’〜Ｖｃ’等）に基づいて、インバータ制御装置１２は、回路の状態を判断する。回路異常（部品故障）と判断した場合は、例えば、変圧器駆動回路１１から変圧器駆動信号を停止・出力禁止する。また、また必要に応じてＰＷＭ信号を出力禁止にする。よって本装置において、早期の故障検知およびシステム保護が可能となる。ここで、本実施の形態においても実施の形態１で説明したヒューズ９１等の保護手段を設けるようにしてもよい。

ここで、異常判定をハードウェアで行う場合は、電圧検出手段９２とインバータ制御装置１２との間に比較器（図示せず）を設けて故障検出の判定等を行うようにしてもよい。そして、これを異常信号としてインバータ制御装置１２が駆動信号停止・ＰＷＭ信号出力禁止等を行うようにしてもよい。

実施の形態４．
図１５は本発明の実施の形態５に係る冷凍空気調和装置の構成図である。図１５の冷凍空気調和装置は、熱源側ユニット（室外機）１００と負荷側ユニット（室内機）２００とを備え、これらが冷媒配管で連結され、主となる冷媒回路（以下、主冷媒回路という）を構成して冷媒を循環させている。冷媒配管のうち、気体の冷媒（ガス冷媒）が流れる配管をガス配管３００とし、液体の冷媒（液冷媒。気液二相冷媒の場合もある）が流れる配管を液配管４００とする。

熱源側ユニット１００は、本実施の形態においては、圧縮機１０１、油分離器１０２、四方弁１０３、熱源側熱交換器１０４、熱源側ファン１０５、アキュムレータ（気液分離器）１０６、熱源側絞り装置（膨張弁）１０７、冷媒間熱交換器１０８、バイパス絞り装置１０９および熱源側制御装置１１１の各装置（手段）で構成する。

圧縮機１０１は、構造については、上述した電動機１を圧縮機用として用いている。一方、運転制御については、実施の形態１〜３に記載したインバータ駆動装置２等を備え、運転周波数を任意に変化させることにより、圧縮機１０１の容量（単位時間あたりの冷媒を送り出す量）を細かく変化させることができるものとする。

また、油分離器１０２は、冷媒に混じって圧縮機１０１から吐出された潤滑油を分離させるものである。分離された潤滑油は圧縮機１０１に戻される。四方弁１０３は、熱源側制御装置１１１からの指示に基づいて冷房運転時と暖房運転時とによって冷媒の流れを切り換える。また、熱源側熱交換器１０４は、冷媒と空気（室外の空気）との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては蒸発器として機能し、熱源側絞り装置１０７を介して流入した低圧の冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を蒸発させ、気化させる。また、冷房運転時においては凝縮器として機能し、四方弁１０３側から流入した圧縮機１０１において圧縮された冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮して液化させる。熱源側熱交換器１０４には、冷媒と空気との熱交換を効率よく行うため、熱源側ファン１０５が設けられている。熱源側ファン１０５も、実施の形態１〜４に記載したインバータ駆動回路２を有してファンモータの運転周波数を任意に変化させてファンの回転速度を細かく変化させるようにする。

冷媒間熱交換器１０８は、冷媒回路の主となる流路を流れる冷媒と、その流路から分岐してバイパス絞り装置１０９（膨張弁）により流量調整された冷媒との間で熱交換を行う。特に冷房運転時において冷媒を過冷却する必要がある場合に、冷媒を過冷却して負荷側ユニット２００に供給するものである。バイパス絞り装置１０９を介して流れる液体は、バイパス配管を介してアキュムレータ１０６に戻される。アキュムレータ１０６は例えば液体の余剰冷媒を溜めておく手段である。熱源側制御装置１１１は、例えばマイクロコンピュータ等からなる。負荷側制御装置２０４と有線または無線通信することができ、例えば、冷凍空気調和装置内の各種検知手段（センサ）の検知に係るデータに基づいて、インバータ回路制御による圧縮機１０１の運転周波数制御等、冷凍空気調和装置に係る各手段を制御して冷凍空気調和装置全体の動作制御を行う。

一方、負荷側ユニット２００は、負荷側熱交換器２０１、負荷側絞り装置（膨張弁）２０２、負荷側ファン２０３および負荷側制御装置２０４で構成される。負荷側熱交換器２０１は冷媒と空気との熱交換を行う。例えば、暖房運転時においては凝縮器として機能し、ガス配管３００から流入した冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒を凝縮させて液化（または気液二相化）させ、液配管４００側に流出させる。一方、冷房運転時においては蒸発器として機能し、負荷側絞り装置２０２により低圧状態にされた冷媒と空気との熱交換を行い、冷媒に空気の熱を奪わせて蒸発させて気化させ、ガス配管３００側に流出させる。また、負荷側ユニット２００には、熱交換を行う空気の流れを調整するための負荷側ファン２０３が設けられている。この負荷側ファン２０３の運転速度は、例えば利用者の設定により決定される。負荷側絞り装置２０２は、開度を変化させることで、負荷側熱交換器２０１内における冷媒の圧力を調整するために設ける。

また、負荷側制御装置２０４もマイクロコンピュータ等からなり、例えば熱源側制御装置１１１と有線または無線通信することができる。熱源側制御装置１１１からの指示、居住者等からの指示に基づいて、例えば室内が所定の温度となるように、負荷側ユニット２００の各装置（手段）を制御する。また、負荷側ユニット２００に設けられた検知手段の検知に係るデータを含む信号を送信する。

以上のように実施の形態４の冷凍空気調和装置によれば、インバータ駆動装置におけるリカバリー損失を低減することができるため、高効率で、電力消費を抑えることができる冷凍空気調和装置を得ることができる。また、例えば、冷凍空気調和装置の中で特に重要な圧縮機１０１において、信頼性が高く、コストの低減を図ることができるため、冷凍空気調和装置全体としても信頼性が高く、コスト低減を図ることができる。

実施の形態５．
前述の実施の形態４では冷凍空気調和装置にインバータ駆動装置を適用する場合について説明したが、例えば、冷凍、冷蔵倉庫等に利用する冷却装置、ヒートポンプ装置等にも利用することができる。また、電動機を使用する他の機器にも利用することができるし、照明機器等にも利用することができる。

１ 電動機、２ インバータ駆動装置、３ａ〜３ｆ 片側アーム、３ｇ〜３ｉ 両側アーム、４，４ａ〜４ｆ スイッチング素子、５，５ａ〜５ｆ 還流ダイオード、６，６ａ〜６ｃ 変圧器、７，７ａ〜７ｆ ダイオード、８，８ａ，８ｂ 電流検出手段、９，９ａ，９ｂ 増幅器、１０ 電圧検出手段、１１，１１ａ〜１１ｃ 変圧器駆動回路、１２ インバータ制御装置、１３ 直流電圧源、２１，２１ａ，４１ｇ，４２ｇ，４３ｇ，４４ｇ 変圧器用スイッチング素子、２２，２２ａ ダイオード、５１，５２，５１ｇ，５２ｇ コンデンサ、６１ ｐ層、６２ ｎ層、７１，７１ａ，７１ｇ 直流電源、９１，９１ａ，９１ｇ ヒューズ、９２，９２ａ〜９２ｃ 電圧検出手段、１００ 熱源側ユニット、１０１ 圧縮機、１０２ 油分離器、１０３ 四方弁、１０４ 熱源側熱交換器、１０５ 熱源側ファン、１０６ アキュムレータ、１０７ 熱源側絞り装置、１０８ 冷媒間熱交換器、１０９ バイパス絞り装置、１１０ 熱源側制御装置、２００ 負荷側ユニット、２０１ 負荷側熱交換器、２０２ 負荷側絞り装置、２０３ 負荷側ファン、２０４ 負荷側制御装置、３００ ガス配管、４００ 液配管。

Claims (25)

1. 変換用スイッチング素子と、該変換用スイッチング素子に並列接続された還流手段とを備えるアームを一対以上有するインバータ駆動装置であって、
   前記一対のアームの少なくとも一方に二次側巻線を並列接続する変圧器と、
   該変圧器の一次側巻線への電流供給を制御する変圧器駆動回路と、
   を備え、
   前記変圧器駆動回路内に、直流電源および少なくとも１つの変圧器用スイッチング素子を有することを特徴とするインバータ駆動装置。
2. 前記変圧器駆動回路内に、回生エネルギー帰還用のダイオードを備えることを特徴とする請求項１記載のインバータ駆動装置。
3. 前記変圧器駆動回路内に、分圧用コンデンサを備えることを特徴とする請求項１または２記載のインバータ駆動装置。
4. 前記変圧器駆動回路の直流電源が印加する電圧は、装置に印加される母線電圧よりも低く設定することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
5. 前記変圧器駆動回路内に備えるスイッチング素子は、前記変換用スイッチング素子よりも低耐圧の素子であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
6. 前記回生エネルギー帰還用のダイオードは、前記変換用スイッチング素子よりも低耐圧の素子であることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
7. 前記変圧器駆動回路の直流電源を、インバータ駆動電源または制御装置電源と共通化することを特徴とする１〜６のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
8. 前記一対のアームのうち、装置に電力供給を行う直流電圧電源と正側で接続された上側アームに、前記変圧器および前記変圧器駆動回路を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
9. 前記変圧器および前記変圧器駆動回路を備えるアームの前記変換用スイッチング素子は、スーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
10. 前記変圧器駆動回路の数に対して、直流電源の数が少なくとも１つ以上少ないことを特徴とする１〜９のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
11. 装置内の半導体素子をワイドバンドギャップ半導体を用いて構成することを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
12. 前記変圧器の二次側巻線と接続されたダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
13. 前記変圧器の二次側巻線と接続されたダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体を用いた素子であることを特徴とする請求項１２記載のインバータ駆動装置。
14. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドを材料とすることを特徴とする請求項１３記載のインバータ駆動装置。
15. 前記変圧器駆動回路の故障を検出するための故障検出手段または前記変圧器駆動回路が故障したときに電流供給を遮断若しくは抑制するための保護手段のうち少なくとも１つを備えることを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
16. 前記変圧器駆動回路内における電圧を検出する電圧検出手段をさらに備え、
    前記故障検出手段は、前記電圧検出手段が検出した電圧に基づいて故障を検出することを特徴とする請求項１５記載のインバータ駆動装置。
17. 前記電圧検出手段は、前記変圧器駆動回路が有する直流電源、前記回生エネルギー帰還用ダイオードのアノード電圧または前記変圧器用スイッチング素子のドレイン−ソース電圧の少なくともいずれかにおける電圧を検出することを特徴とする請求項１６記載のインバータ駆動装置。
18. 前記電圧検出手段の検出に係る電圧と異常電圧として定めた電圧とを比較する比較器をさらに備えることを特徴とする請求項１６または１７記載のインバータ駆動装置。
19. 前記故障検出手段の検出結果に基づいて、前記変換用スイッチング素子または前記変圧器駆動回路の制御を停止する停止手段をさらに備えることを特徴とする請求項１５〜１８のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
20. 前記保護手段は、電流供給遮断用のヒューズであることを特徴とする請求項１５〜１９のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
21. 前記保護手段は、電流供給抑制用の正特性を有するサーミスタであることを特徴とする請求項１５〜１９のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
22. 複数の前記変圧器駆動回路に対して、１つの保護手段を有することを特徴とする請求項１５〜２１のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
23. 変圧器駆動回路の数に対して、保護手段の数を少なくとも１つ以上少なくすることを特徴とする請求項１５〜２１のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
24. 前記保護手段を、前記変圧器駆動回路における前記直流電源と前記変圧器の一次側巻線までの経路上に備えることを特徴とする請求項１５〜２２のいずれかに記載のインバータ駆動装置。
25. 請求項１〜２４のいずれかに記載のインバータ駆動装置を、圧縮機または送風機の少なくとも一方を駆動するために備えることを特徴とする冷凍空気調和装置。

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