JP2018099003A - 電動機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換器の損失および電動機の損失、並びに、電力変換器および電動機の駆動に伴う騒音を低減する最適なキャリア周波数を設定して、電力変換器を開閉制御可能な電動機制御装置を提供する。【解決手段】電動機制御装置の制御装置は、損失騒音推定部７６とキャリア周波数制御部７７とパルス幅変調信号生成部７８とを備える。損失騒音推定部７６は、キャリア周波数Ｆｃを少なくとも因子に含む応答曲面法によって、電力変換器損失推定値Ｌｉおよび電動機損失推定値Ｌｍ、並びに、電力変換器および電動機の駆動に伴う騒音推定値である駆動騒音推定値Ｌｓを算出する。キャリア周波数制御部７７は、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓに基づいて、キャリア周波数Ｆｃの適正値を判定する判定値Ｊを算出して、判定値Ｊが最小になるときのキャリア周波数Ｆｃを出力する。【選択図】 図４

Description

本発明は、電動機の制御装置に関する。

上記発明の一例として、特許文献１〜特許文献５に記載の発明が挙げられる。特許文献１に記載の回転電機の制御装置は、予め定められた同期数と回転電機の回転数とに基づいて、搬送波の基準周波数を設定する搬送波制御部を備える。搬送波制御部は、電流指令に基づいて、搬送波の周波数を基準周波数の整数倍に設定（高キャリア化）する。また、搬送波制御部は、電流指令が高くなる高電流位相領域では、同じスイッチング素子について、連続して高周波数に切り換えない。これにより、特許文献１に記載の発明は、低周波数の搬送波に起因する電磁騒音を抑制するとともに、スイッチング素子の発熱を抑制しようとしている。

特許文献２に記載の回転電機のインバータ装置は、キャリア周波数可変制御と、キャリア周波数固定制御とを切り換え可能な周波数設定手段を備える。周波数設定手段は、回転電機の回転速度が所定の回転速度以上であるときにキャリア周波数可変制御にて各相のキャリア周波数を設定し、回転電機の回転速度が所定の回転速度未満であるときにキャリア周波数固定制御にて各相のキャリア周波数を設定する。これにより、特許文献２に記載の発明は、回転電機の低回転時に騒音を抑制し、周囲環境音が比較的大きくなる回転電機の高回転時にスイッチング損失を低減しようとしている。

特許文献３に記載の空気調和機は、使用環境に応じてＰＷＭ制御する際のキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段を備えている。キャリア周波数変更手段は、使用環境が明るい場合はキャリア周波数を下げ、使用環境が暗い場合はキャリア周波数を上げる。これにより、特許文献３に記載の発明は、インバータのキャリア周波数による騒音の低減と、スイッチング素子の損失の低減とを図ろうとしている。

特許文献４に記載の電動機駆動用インバータ装置は、インバータをＰＷＭ制御するインバータ制御部を備えている。また、インバータ制御部には、出力電圧指令およびキャリア周波数の双方の変動を考慮してモータ損失およびインバータ損失を算出する損失推定器が設けられている。インバータ制御部は、損失推定器の算出結果を用いて出力電圧指令およびキャリア周波数を決定する。これにより、特許文献４に記載の発明は、キャリア周波数だけでなく、出力電圧指令の変化による損失変動をも考慮に入れたＰＷＭ制御を行い、インバータ損失およびモータ損失を低減しようとしている。

特許文献５に記載の車両の電力変換装置は、検出騒音が大きくなってＰＷＭ制御のキャリア周波数に起因したノイズ音がその騒音にかき消されてしまうようになる高速走行時等には、キャリア周波数を低く設定する。一方、車両の電力変換装置は、車内の検出騒音が小さくなってキャリア周波数に起因したノイズ音が相対的に大きくなる低速走行時等には、キャリア周波数を高く設定する。これにより、特許文献５に記載の発明は、ノイズ音の低減とスイッチング部の電力変換効率の向上との両立を図ろうとしている。

特開２０１２−２３５６１９号公報 特開２０１４−２３３５０号公報 特開２０１１−１５８１７０号公報 特開２０１５−１７７６９６号公報 特開２００６−３３３５７２号公報

しかしながら、損失（電力変換器の損失および電動機の損失）と、騒音（電力変換器および電動機の駆動に伴う騒音）とは、一方を改善すると他方が悪化するトレードオフの関係にある。特許文献１〜特許文献５に記載の発明では、損失の低減と騒音の低減とを両立させることについて、十分に考慮されていない可能性がある。そのため、特許文献１〜特許文献５に記載の発明では、損失の低減と騒音の低減とを両立させる最適なキャリア周波数に設定されていない可能性がある。

本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、電力変換器の損失および電動機の損失、並びに、電力変換器および電動機の駆動に伴う騒音を低減する最適なキャリア周波数を設定して、電力変換器を開閉制御可能な電動機制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係る電動機制御装置は、複数のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して前記変換された前記交流電力を電動機に給電する電力変換器と、前記電力変換器の前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御によって前記開閉制御する制御装置と、を備える電動機制御装置であって、前記制御装置は、前記パルス幅変調制御における搬送波の周波数であるキャリア周波数を少なくとも因子に含む応答曲面法によって、前記電力変換器の損失推定値である電力変換器損失推定値および前記電動機の損失推定値である電動機損失推定値、並びに、前記電力変換器および前記電動機の駆動に伴う騒音推定値である駆動騒音推定値を算出する損失騒音推定部と、前記損失騒音推定部によって算出された前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値に基づいて、前記キャリア周波数の適正値を判定する判定値を算出して、前記判定値が最小になるときの前記キャリア周波数を出力するキャリア周波数制御部と、前記キャリア周波数制御部から出力された前記キャリア周波数を用いて、前記電力変換器の前記複数のスイッチング素子の開閉信号を生成するパルス幅変調信号生成部と、を備える。

本発明に係る電動機制御装置によれば、制御装置は、損失騒音推定部とキャリア周波数制御部とパルス幅変調信号生成部とを備える。これらにより、本発明に係る電動機制御装置は、電力変換器の損失および電動機の損失、並びに、電力変換器および電動機の駆動に伴う騒音を低減する最適なキャリア周波数を設定して、電力変換器を開閉制御することができる。

電動機制御装置１０の一例を示す構成図である。 回転子５２の一例を示す構成図である。 制御装置６０の一例を示す構成図である。 制御装置６０の制御ブロックの一例を示す構成図である。 トルクと電機子電流との間の関係の一例を示す図である。 電動機損失推定値Ｌｍとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示す図である。 電力変換器損失推定値Ｌｉとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示す図である。 駆動騒音推定値Ｌｓとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示す図である。 特性Ｄｅｆとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示す図である。 電動機損失推定値ＬｍとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示す図である。 電力変換器損失推定値ＬｉとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示す図である。 駆動騒音推定値ＬｓとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示す図である。 特性ＤｅｆとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示す図である。 電動機損失推定値Ｌｍと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示す図である。 電力変換器損失推定値Ｌｉと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示す図である。 駆動騒音推定値Ｌｓと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示す図である。 特性Ｄｅｆと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示す図である。 電動機損失推定値Ｌｍと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示す図である。 電力変換器損失推定値Ｌｉと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示す図である。 駆動騒音推定値Ｌｓと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示す図である。 特性Ｄｅｆと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示す図である。 電動機損失推定値Ｌｍに係り、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑと特性Ｄｅｆとの間の関係の一例を示す図である。 電力変換器損失推定値Ｌｉに係り、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑと特性Ｄｅｆとの間の関係の一例を示す図である。 駆動騒音推定値Ｌｓに係り、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑと特性Ｄｅｆとの間の関係の一例を示す図である。 損失騒音推定部７６およびキャリア周波数制御部７７における制御手順の一例を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。なお、図面は、概念図であり、細部構造の寸法まで規定するものではない。

＜電力変換システム１の概要＞
図１に示すように、本実施形態の電力変換システム１は、電動機制御装置１０と、直流電源２０と、平滑コンデンサ３０とを備える。また、電動機制御装置１０は、電力変換器４０と、制御装置６０とを備える。なお、電力変換器４０には、電動機５０が電気的に接続されている。

（直流電源２０）
直流電源２０は、直流電力を出力する。直流電源２０は、直流電力を出力することができれば良く、限定されない。直流電源２０は、例えば、鉛蓄電池（バッテリ）、リチウムイオン電池、発電装置（例えば、燃料電池）などを用いることができる。また、直流電源２０は、公知の交流発電機などを用いて、直流電力を生成することもできる。この場合、直流電源２０は、公知の整流回路および平滑回路などを用いて、交流発電機が出力する交流電力を整流し平滑して、直流電力を生成することができる。

また、直流電源２０は、例えば、公知の昇圧コンバータなどを用いて、低電圧の直流電力を昇圧することもできる。この場合、直流電源２０は、例えば、公知の昇圧型チョッパコンバータなどの非絶縁型の昇圧コンバータを用いることができる。また、直流電源２０は、例えば、公知のフライバック型コンバータ、フォワード型コンバータなどの絶縁型の昇圧コンバータを用いることもできる。

（平滑コンデンサ３０）
平滑コンデンサ３０は、直流電源２０から出力された直流電力を平滑する。直流電源２０の正極側２０ｐは、平滑コンデンサ３０の正極側３０ｐと接続されている。直流電源２０の負極側２０ｎは、平滑コンデンサ３０の負極側３０ｎと接続されており、パワーグランド（直流電源２０を含む高電圧側の回路の基準電位）と接続されている。平滑コンデンサ３０は、例えば、電解コンデンサを用いることができる。直流電源２０から供給された直流電力は、平滑コンデンサ３０によって平滑されてリップルが低減される。

（電力変換器４０）
電力変換器４０は、複数のスイッチング素子（本実施形態では、三組の一対のスイッチング素子４１）が開閉制御されることにより、直流電力（本実施形態では、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力）を交流電力に変換して、変換された交流電力を電動機５０に給電する。図１に示すように、三組の一対のスイッチング素子４１は、フルブリッジ接続されている。三組の一対のスイッチング素子４１の各々は、平滑コンデンサ３０の正極側３０ｐに接続される正極側スイッチング素子４ｘｐと、平滑コンデンサ３０の負極側３０ｎに接続される負極側スイッチング素子４ｘｎとが直列接続されている。なお、本実施形態の電力変換器４０は、三相の電力変換器であり、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。例えば、正極側スイッチング素子４ｕｐは、Ｕ相の正極側スイッチング素子を示しており、負極側スイッチング素子４ｕｎは、Ｕ相の負極側スイッチング素子を示している。

正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、公知の電力用スイッチング素子を用いることができる。正極側スイッチング素子４ｘｐおよび負極側スイッチング素子４ｘｎは、例えば、公知の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いることができる。

図１に示すように、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御端子４ｇと、入力端子４ｃと、出力端子４ｅと、還流ダイオード４ｄとを備えている。例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）では、制御端子４ｇは、ゲート端子に相当し、入力端子４ｃは、コレクタ端子に相当し、出力端子４ｅは、エミッタ端子に相当する。制御端子４ｇは、駆動回路６１ｂを介して、制御装置６０と接続されている。複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐの各々は、制御装置６０から出力される駆動信号に基づいて開閉制御される。

制御端子４ｇと出力端子４ｅとの間の電圧を制御電圧Ｖｇｅとする。例えば、制御電圧Ｖｇｅがローレベル（所定電圧値以下の状態）のときには、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間が電気的に遮断された開状態に制御される。一方、制御電圧Ｖｇｅがハイレベル（所定電圧値を超えている状態）のときには、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間が電気的に導通された閉状態に制御される。

還流ダイオード４ｄは、例えば、スイッチング素子のボディダイオード（寄生ダイオード）を用いることができる。また、ボディダイオードの代わりに、還流ダイオードを別途設けて、入力端子４ｃと出力端子４ｅとの間に並列接続することもできる。還流ダイオード４ｄは、スイッチング素子が開状態のときに、出力端子４ｅ側から入力端子４ｃ側に向かう電流経路を形成する。これにより、スイッチング素子の開閉に伴って生じる逆電流から当該スイッチング素子を保護することができる。

複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐについて上述したことは、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎについても同様に言える。制御装置６０は、電力変換器４０の複数のスイッチング素子（三組の一対のスイッチング素子４１）を開閉制御して、電力変換器４０を制御する。

例えば、電力変換器４０は、制御装置６０の指令に基づいて、複数（三つ）の正極側スイッチング素子４ｘｐのうちの一の正極側スイッチング素子４ｘｐと、複数（三つ）の負極側スイッチング素子４ｘｎのうちの一の負極側スイッチング素子４ｘｎとが閉状態にされ、他のスイッチング素子が開状態にされる。閉状態にされる一の正極側スイッチング素子４ｘｐおよび一の負極側スイッチング素子４ｘｎの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）は、異なる。制御装置６０が閉状態にするスイッチング素子の組み合わせを順に変更することにより、電力変換器４０は、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力を交流電力に変換することができる。

図１に示すように、正極側スイッチング素子４ｘｐと負極側スイッチング素子４ｘｎとの間には、出力端子４２ｘが設けられている。出力端子４２ｘと、電動機５０の相端子４３ｘとの間は、電力ケーブル４４ｘによって電気的に接続されている。電力ケーブル４４ｘは、電力変換器４０によって変換された交流電力を電動機５０に給電する。なお、ｘは、ｕ、ｖ、ｗのうちのいずれかである。

（電動機５０）
電動機５０は、固定子５１と回転子５２とを備えている。電動機５０は、例えば、固定子５１および回転子５２が同軸に配設されるラジアル空隙型の円筒状電動機である。なお、電動機５０は、アキシャル空隙型の円筒状電動機であっても良い。また、電動機５０は、インナー型の円筒状電動機であっても良く、アウター型の円筒状電動機であっても良い。インナー型の円筒状電動機は、回転子５２が、固定子５１の内方（電動機５０の軸心側）に設けられる。アウター型の円筒状電動機は、回転子５２が、固定子５１の外方に設けられる。

固定子５１は、複数のスロットが形成されている固定子鉄心（図示略）と、電機子巻線（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）とを備えている。固定子鉄心は、薄板状の電磁鋼板（例えば、ケイ素鋼板）が軸線方向に複数積層されて形成されている。複数のスロットには、電機子巻線が巻装されている。電機子巻線は、銅などの導体（コイル）が巻き回されて形成されており、導体表面がエナメルなどの絶縁層で被覆されている。電機子巻線の断面形状は、限定されるものではなく、任意の断面形状とすることができる。例えば、電機子巻線は、断面円形状の丸線、断面多角形状の角線などの種々の断面形状の導体（コイル）を用いることができる。また、電機子巻線は、複数のより細いコイル素線を組み合わせた並列細線を用いることもできる。並列細線を用いる場合、単線の場合と比べて電機子巻線に発生する渦電流損が低減され、電動機５０の効率が向上する。また、コイル成形に要する力を低減することができるので、コイルの成形性が向上してコイル製作が容易になる。

電機子巻線は、分布巻（例えば、同心巻、波巻、重ね巻など）または集中巻などの公知の方法で巻装することができる。また、図１に示すように、電機子巻線（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）は、Ｙ結線で接続することができる。同図では、中性点を中性点５１ｎで示している。なお、電機子巻線（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）は、Δ結線で接続することもできる。

図２に示すように、回転子５２は、回転子鉄心５２ａと、複数（本実施形態では、八つ）の永久磁石５２ｂと、シャフト５２ｃとを備えている。同図は、回転子５２の軸線方向（同図の紙面垂直方向）視の模式図であり、これらの配置を模式的に示している。回転子鉄心５２ａは、薄板状の電磁鋼板（例えば、ケイ素鋼板）が軸線方向（同図の紙面垂直方向）に複数積層されて円柱状に形成されている。回転子鉄心５２ａには、シャフト５２ｃが設けられており、シャフト５２ｃは、回転子鉄心５２ａの軸心を軸線方向に沿って貫通している。シャフト５２ｃの軸線方向両端部は、ベアリングなどの軸受部材（図示略）によって、回転可能に支持されている。

回転子鉄心５２ａには、複数（八つ）の永久磁石５２ｂが埋設されている。具体的には、回転子鉄心５２ａには、周方向に等間隔で、複数の磁石収容部（図示略）が設けられている。複数の磁石収容部には、所定磁極対分（本実施形態では四磁極対分であり、八つ）の永久磁石５２ｂが埋設されている。永久磁石５２ｂは、例えば、公知のフェライト系磁石や希土類系磁石を用いることができる。永久磁石５２ｂの製法は、限定されない。永久磁石５２ｂは、例えば、樹脂ボンド磁石や焼結磁石を用いることができる。樹脂ボンド磁石は、例えば、フェライト系の原料磁石粉末と樹脂などを混合して、射出成形などによって回転子鉄心５２ａに鋳込み形成することができる。焼結磁石は、例えば、希土類系の原料磁石粉末を磁界中で加圧成形して、高温で焼き固めて形成することができる。なお、固定子５１のスロット数および回転子５２の磁極数は、限定されない。

（制御装置６０）
制御装置６０は、電力変換器４０を含む電力変換システム１を制御する。より詳細には、制御装置６０は、電力変換器４０の複数のスイッチング素子（三組の一対のスイッチング素子４１）をパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御によって開閉制御する。図３に示すように、制御装置６０は、公知の中央演算装置６０ａ、記憶装置６０ｂおよび入出力インターフェース６０ｃを備えており、これらは、バス６０ｄを介して接続されている。

中央演算装置６０ａは、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔであり、種々の演算処理を行うことができる。記憶装置６０ｂは、第一記憶装置６０ｂ１および第二記憶装置６０ｂ２を備えている。第一記憶装置６０ｂ１は、読み出しおよび書き込み可能な揮発性の記憶装置（ＲＡＭ：Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）であり、第二記憶装置６０ｂ２は、読み出し専用の不揮発性の記憶装置（ＲＯＭ：Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）である。

また、図１に示すように、制御装置６０は、直流電圧検出器６１ａと、駆動回路６１ｂと、電流検出器６１ｃと、位置検出器６１ｄとを備えている。直流電圧検出器６１ａは、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力の直流電圧を検出する。具体的には、直流電圧検出器６１ａは、例えば、抵抗値が既知の複数の抵抗器によって当該直流電圧を分圧して、分圧された直流電圧を制御装置６０に出力する。制御装置６０は、公知のＡ／Ｄ変換器（図示略）などによって分圧された直流電圧値を知得し、平滑コンデンサ３０によって平滑された直流電力の直流電圧（電力変換器４０に入力される直流電圧）を知得することができる。

駆動回路６１ｂは、制御装置６０から出力される駆動信号を増幅する駆動回路であり、例えば、公知のドライバ回路を用いることができる。なお、図１では、電力変換器４０の各スイッチング素子の制御端子４ｇと、駆動回路６１ｂとの間の接続は、記載が省略されている。

電流検出器６１ｃは、電力変換器４０から出力される出力電流を検出する。本実施形態では、電流検出器６１ｃは、電力ケーブル４４ｕおよび電力ケーブル４４ｖに設けられており、Ｕ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを検出する。本明細書では、電流検出器６１ｃによって検出されたＵ相電流ＩｕをＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂといい、電流検出器６１ｃによって検出されたＶ相電流ＩｖをＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂという。なお、Ｗ相電流Ｉｗは、０からＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂおよびＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂをそれぞれ減じて算出することができる。電流検出器６１ｃは、公知の電流検出器（例えば、カレントトランスを使用した電流検出器、シャント抵抗器を使用した電流検出器など）を用いることができる。

位置検出器６１ｄは、固定子５１に対する回転子５２の位置を検出する。位置検出器６１ｄは、公知の位置検出器（例えば、レゾルバ、エンコーダ、ホールセンサなど）を用いることができる。なお、制御装置６０は、上述した検出器以外にも種々の検出器を設けることができる。

図３に示す中央演算装置６０ａは、第二記憶装置６０ｂ２に記憶されている電力変換器４０の制御プログラムを第一記憶装置６０ｂ１に読み出して、制御プログラムを実行する。また、上述した検出値などは、絶縁部（図示略）および入出力インターフェース６０ｃを介して、制御装置６０に入力される。中央演算装置６０ａは、入出力インターフェース６０ｃ、絶縁部（図示略）および図１に示す駆動回路６１ｂを介して、電力変換器４０の各スイッチング素子に開閉信号を出力して、電力変換器４０を開閉制御する。なお、絶縁部は、制御装置６０を含む低電圧側の回路と、直流電源２０を含む高電圧側の回路とを電気的に絶縁する。絶縁部は、例えば、公知のフォトカプラなどを用いることができる。

＜電動機制御装置１０＞
図４に示すように、本実施形態の制御装置６０は、制御ブロックとして捉えると、三相／二相変換部７１と、回転数算出部７２と、電流指令値設定部７３と、電流制御部７４と、二相／三相変換部７５と、損失騒音推定部７６と、キャリア周波数制御部７７と、パルス幅変調信号生成部７８とを備えている。

図２に示すように、永久磁石５２ｂの主磁束方向をｄ軸方向とし、ｄ軸方向と電気的に直交する方向をｑ軸方向とする。電動機５０のｄｑ座標系における電圧方程式は、下記数１で表すことができる。

但し、ｄ軸方向の電圧をｄ軸電圧Ｖｄで表し、ｑ軸方向の電圧をｑ軸電圧Ｖｑで表す。また、電機子巻線（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）の各相コイルの巻線抵抗を巻線抵抗Ｒで表す。さらに、ｄ軸方向のインダクタンスであるｄ軸インダクタンスをｄ軸インダクタンスＬｄで表し、ｑ軸方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスをｑ軸インダクタンスＬｑで表す。また、ｄ軸方向の電流をｄ軸電流Ｉｄで表し、ｑ軸方向の電流をｑ軸電流Ｉｑで表す。さらに、回転子５２の角速度を角速度ωで表し、誘起電圧定数を誘起電圧定数Φで表す。また、微分演算子は、微分演算子ｐ（＝ｄ／ｄｔ）で表す。

制御装置６０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆをそれぞれ設定して、電力変換器４０を制御する。より詳細には、制御装置６０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを設定して、電力変換器４０を制御する。但し、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸方向の電流指令値をいい、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸方向の電流指令値をいう。また、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸方向の電圧指令値をいい、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸方向の電圧指令値をいう。

（三相／二相変換部７１）
三相／二相変換部７１は、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂを算出する。ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂは、ｄ軸方向の電流算出値をいい、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂは、ｑ軸方向の電流算出値をいう。図４に示すように、三相／二相変換部７１には、電流検出器６１ｃによって検出されたＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂおよびＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂが入力される。既述したように、Ｗ相電流Ｉｗは、０からＵ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂおよびＶ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂをそれぞれ減じて算出することができる。Ｗ相電流Ｉｗの検出値（算出値）をＷ相電流検出値Ｉｗ＿ｆｂとする。また、三相／二相変換部７１には、位置検出器６１ｄによって検出された回転子５２の回転角（回転位置θ）が入力される。

三相／二相変換部７１は、Ｕ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂおよびＷ相電流検出値Ｉｗ＿ｆｂ、並びに、回転位置θを用いて、下記数２に基づいてｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂおよびｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂを算出する。なお、回転位置θは、例えば、Ｕ相電流検出値Ｉｕ＿ｆｂ、Ｖ相電流検出値Ｉｖ＿ｆｂおよびＷ相電流検出値Ｉｗ＿ｆｂの経時変化から推定することもできる。また、回転位置θは、例えば、電機子巻線（Ｕ相コイル５１ｕ、Ｖ相コイル５１ｖ、Ｗ相コイル５１ｗ）の各相電圧の経時変化から推定することもできる。

（回転数算出部７２）
回転数算出部７２は、回転子５２の回転数を算出する。図４に示すように、回転数算出部７２には、位置検出器６１ｄによって検出された回転子５２の回転角（回転位置θ）が入力される。回転数算出部７２は、例えば、回転位置θを時間微分して回転子５２の回転数を算出することができる。なお、制御装置６０は、公知の回転数検出器を用いて、回転子５２の回転数を測定することもできる。回転数算出部７２によって算出された回転子５２の回転数を回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂで表す。回転数算出部７２によって算出された回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂは、後述する損失騒音推定部７６に対して出力される。

（電流指令値設定部７３）
電流指令値設定部７３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆの算出方法は、限定されない。電流指令値設定部７３は、所要トルクに対して電機子電流が最小になるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを設定すると好適である。

図５は、トルクと電機子電流との間の関係の一例を示している。曲線Ｌ１１は、所要トルク（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ）が一定のときのｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆとｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆとの関係（電機子電流の電流ベクトルの関係）の一例を示している。電機子電流の電流ベクトルが曲線Ｌ１１上に設定されることにより、所要トルクが得られる。矢印Ｌ１２は、曲線Ｌ１１で示す所要トルクを得るときに電機子電流が最小になる電流ベクトルを示している。直線Ｌ１３は、曲線Ｌ１１の極値における接線を示している。つまり、電機子電流の電流ベクトルが直線Ｌ１３で示す接線と直交するときに、所要トルクを得るときの電機子電流が最小になる。

所要トルクが増加するとトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆが増大され、曲線Ｌ１１は、曲線Ｌ１１ａに移動する。矢印Ｌ１２ａは、このときに電機子電流が最小になる電流ベクトルを示している。一方、所要トルクが減少するとトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆが低減され、曲線Ｌ１１は、曲線Ｌ１１ｂに移動する。矢印Ｌ１２ｂは、このときに電機子電流が最小になる電流ベクトルを示している。なお、同図の横軸は、ｄ軸を示し、縦軸は、ｑ軸を示している。

制御装置６０は、所要トルクに応じて、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆを設定する。図４に示すように、電流指令値設定部７３には、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆが入力される。電流指令値設定部７３は、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆに対して電機子電流が最小になるように、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを設定する。所要トルク（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ）に対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆは、予め算出され、例えば、マップ、テーブル、関係式（多項式）などに変換されて、図３に示す第二記憶装置６０ｂ２に記憶される。電流指令値設定部７３は、電力変換器４０の制御プログラムとともに、起動時に第二記憶装置６０ｂ２から第一記憶装置６０ｂ１にマップ等を読み出す。これにより、電流指令値設定部７３は、所要トルク（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ）に対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆを容易に設定することができる。

（電流制御部７４）
電流制御部７４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆを算出する。また、電流制御部７４は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆに基づいて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。具体的には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂがｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆと一致するように算出される。また、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂがｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆと一致するように算出される。電流制御部７４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出することができれば良く、限定されない。

図４に示すように、本実施形態では、電流制御部７４は、減算器７４ａと、ＰＩ制御部７４ｂと、減算器７４ｃと、ＰＩ制御部７４ｄとを備えている。減算器７４ａには、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆと、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂとが入力される。減算器７４ａは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆからｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂを減じて偏差ΔＩｄを算出する。減算器７４ａによって算出された偏差ΔＩｄは、ＰＩ制御部７４ｂに対して出力される。本実施形態では、ＰＩ制御部７４ｂは、ｄ軸電流算出値Ｉｄ＿ｆｂがｄ軸電流指令値Ｉｄ＿ｒｅｆと一致するように、比例制御および積分制御を行う。

ＰＩ制御部７４ｂは、比例演算器７４ｂ１と、積分演算器７４ｂ２と、加算器７４ｂ３とを備えている。比例演算器７４ｂ１は、偏差ΔＩｄに比例ゲインＫｐｄを乗じた演算結果を出力する。積分演算器７４ｂ２は、偏差ΔＩｄを積分した積分値に積分ゲインＫｉｄを乗じた演算結果を出力する。加算器７４ｂ３は、比例演算器７４ｂ１の演算結果と、積分演算器７４ｂ２の演算結果とを加算する。そして、ＰＩ制御部７４ｂは、加算器７４ｂ３の演算結果をｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆとして出力する。なお、ＰＩ制御部７４ｂは、偏差ΔＩｄを微分した微分値に微分ゲインを乗じた演算結果を出力する微分演算器を備えることもできる。つまり、ＰＩ制御部７４ｂは、比例制御、積分制御および微分制御を行うＰＩＤ制御部とすることができる。この場合、加算器７４ｂ３は、比例演算器７４ｂ１の演算結果と、積分演算器７４ｂ２の演算結果と、微分演算器の演算結果とを加算する。

一方、減算器７４ｃには、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆと、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂとが入力される。減算器７４ｃは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆからｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂを減じて偏差ΔＩｑを算出する。減算器７４ｃによって算出された偏差ΔＩｑは、ＰＩ制御部７４ｄに対して出力される。本実施形態では、ＰＩ制御部７４ｄは、ｑ軸電流算出値Ｉｑ＿ｆｂがｑ軸電流指令値Ｉｑ＿ｒｅｆと一致するように、比例制御および積分制御を行う。

ＰＩ制御部７４ｄは、比例演算器７４ｄ１と、積分演算器７４ｄ２と、加算器７４ｄ３とを備えている。比例演算器７４ｄ１は、偏差ΔＩｑに比例ゲインＫｐｑを乗じた演算結果を出力する。積分演算器７４ｄ２は、偏差ΔＩｑを積分した積分値に積分ゲインＫｉｑを乗じた演算結果を出力する。加算器７４ｄ３は、比例演算器７４ｄ１の演算結果と、積分演算器７４ｄ２の演算結果とを加算する。そして、ＰＩ制御部７４ｄは、加算器７４ｄ３の演算結果をｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆとして出力する。なお、ＰＩ制御部７４ｄは、ＰＩ制御部７４ｂと同様に、偏差ΔＩｑを微分した微分値に微分ゲインを乗じた演算結果を出力する微分演算器を備えることもできる。

このように、電流制御部７４は、例えば、比例制御（Ｐ制御）、積分制御（Ｉ制御）および微分制御（Ｄ制御）のうちの少なくとも比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出することができる。なお、比例ゲインＫｐｄおよび積分ゲインＫｉｄ、並びに、比例ゲインＫｐｑおよび積分ゲインＫｉｑは、図３に示す第二記憶装置６０ｂ２に記憶されている。これらの制御ゲインは、電力変換器４０の制御プログラムとともに、起動時に第二記憶装置６０ｂ２から第一記憶装置６０ｂ１に読み出される。

比例ゲインＫｐｄを大きくする程、偏差ΔＩｄを短時間に低減することができる。また、積分ゲインＫｉｄを大きくする程、偏差ΔＩｄによるオフセット（定常偏差）を短時間に解消することができる。さらに、微分ゲインを大きくする程、偏差ΔＩｄの振動を短時間に収束させることができる。これらの制御ゲインは、例えば、シミュレーション、実機による調整などによって予め取得しておくと良い。以上のことは、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する制御ゲイン（比例ゲインＫｐｑ、積分ゲインＫｉｑおよび微分ゲイン）についても同様に言える。

なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆは、比例ゲインＫｐｄおよび積分ゲインＫｉｄを用いて、下記数３で表すことができる。また、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆは、比例ゲインＫｐｑおよび積分ゲインＫｉｑを用いて、下記数４で表すことができる。いずれもラプラス演算子をラプラス演算子ｓで表す。

（二相／三相変換部７５）
二相／三相変換部７５は、二相の電圧指令値（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆ）から三相の電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＷ相電圧指令値Ｖｗ＿ｒｅｆ）を算出する。図４に示すように、二相／三相変換部７５には、電流制御部７４によって算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆが入力される。また、二相／三相変換部７５には、位置検出器６１ｄによって検出された回転子５２の回転角（回転位置θ）が入力される。二相／三相変換部７５は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＿ｒｅｆ並びに回転位置θを用いて、ｄｑ座標軸の逆変換を行い、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＷ相電圧指令値Ｖｗ＿ｒｅｆを算出する。

（損失騒音推定部７６）
損失騒音推定部７６は、キャリア周波数Ｆｃを少なくとも因子に含む応答曲面法によって、電力変換器損失推定値Ｌｉおよび電動機損失推定値Ｌｍ、並びに、駆動騒音推定値Ｌｓを算出する。電力変換器損失推定値Ｌｉは、電力変換器４０の損失推定値をいう。電力変換器４０の損失は、電力変換器４０の入力電力と出力電力との電力差に相当する。電動機損失推定値Ｌｍは、電動機５０の損失推定値をいう。電動機５０の損失は、電動機５０の入力電力と出力電力との電力差に相当する。駆動騒音推定値Ｌｓは、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音推定値をいう。本実施形態では、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音には、キャリア周波数Ｆｃの周波数帯の騒音が含まれる。

応答曲面法（ＲＳＭ：Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ）は、離散的なデータを連続的な曲面で近似する手法であり、作成された近似式を応答曲面モデルという。応答曲面モデルを作成することによって、特性を可視化することができ、影響が大きい因子（設計変数）の検討が容易になる。一例として、最小二乗法による多項式近似、離散的なデータを補間するＲＢＦ（Ｒａｄｉａｌ Ｂａｓｉｓ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）などが挙げられる。本実施形態では、多項式近似による手法を例に説明するが、これに限定されるものではない。

また、すべての条件について、サンプリングデータを取得することは困難である。そのため、サンプリングデータの取得において、実験計画法が用いられる。実験計画法は、少ない実験（測定データ）で効率的に多くの情報を取得することができる。一例として、Ｌ２７直交表が挙げられる。Ｌ２７直交表は、三水準直交表であり、２７通りの条件について、サンプリングデータを取得する。なお、Ｌ２７直交表で示される２７通りの条件について、複数回（例えば、三回）、サンプリングデータを取得して、サンプリングデータ間のばらつきを考慮しても良い。また、サンプリングデータと応答曲面モデルとのフィッテング度について、例えば、公知の決定係数Ｒ^２などの指標を用いて、検証することもできる。このように、実験計画法によるサンプリングデータの取得、応答曲面法（ＲＳＭ）による最適解の算出方法については、種々の公知の手法を用いることができる。

本実施形態では、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）における搬送波の周波数であるキャリア周波数Ｆｃを少なくとも因子に含む。また、損失騒音推定部７６は、電動機５０のトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ、電動機５０の回転数検出値若しくは回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂ、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂ、および、キャリア周波数Ｆｃを因子とすると好適である。

キャリア周波数Ｆｃに応じて、複数のスイッチング素子（本実施形態では、三組の一対のスイッチング素子４１）のスイッチング回数が増減する。そのため、キャリア周波数Ｆｃの増減に応じて、電力変換器４０の損失（スイッチング損失）が増減する。また、キャリア周波数Ｆｃに応じて、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音（特に、電力変換器４０の駆動に伴う騒音）が変動する。本実施形態では、電力変換器４０の損失および電動機５０の損失、並びに、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音を低減する最適なキャリア周波数Ｆｃを設定するので、キャリア周波数Ｆｃが少なくとも因子に含まれる必要がある。

また、電動機５０の損失の一例として、銅損、鉄損および機械損が挙げられる。電動機５０の出力トルク（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ）に応じて、電機子電流が増減する。電機子電流が増減すると、銅損が増減し、電動機５０の損失が増減する。また、電動機５０の回転数（回転数検出値若しくは回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂ）に応じて、逆起電力（誘起電圧）が増減する。逆起電力が増減すると、鉄損が増減し、電動機５０の損失が増減する。よって、損失騒音推定部７６は、電動機５０のトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ、電動機５０の回転数検出値若しくは回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂを因子とすると好適である。

後述するように、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂに基づいて、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）における変調率が算出される。そして、変調率と搬送波（三角波）とに基づいて、複数のスイッチング素子（本実施形態では、三組の一対のスイッチング素子４１）の開閉信号が生成される。そのため、キャリア周波数Ｆｃが同じであっても、直流電圧（直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂ）に応じて、複数のスイッチング素子の開状態の時間が変動し、電力変換器４０の損失（スイッチング損失）が増減する。よって、損失騒音推定部７６は、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂを因子とすると好適である。

図４に示すように、損失騒音推定部７６には、制御装置６０によって設定されたトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆと、回転数算出部７２によって算出された回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂと、直流電圧検出器６１ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂとが入力される。また、損失騒音推定部７６は、図３に示す第一記憶装置６０ｂ１において、周波数テーブル（図示略）を備えている。周波数テーブルには、所定ピッチ（例えば、数キロヘルツピッチ）で、キャリア周波数Ｆｃが昇順に格納されている。損失騒音推定部７６は、周波数テーブルに格納されている複数のキャリア周波数Ｆｃから一のキャリア周波数Ｆｃを順に選択する。そして、損失騒音推定部７６は、選択されたキャリア周波数Ｆｃと、上述した入力値（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ、回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂおよび直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂ）とを用いて、応答曲面モデル（後述する多項式を含む）を作成する。

図６Ａは、電動機損失推定値Ｌｍとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電動機損失推定値Ｌｍを示し、横軸は、キャリア周波数Ｆｃを示している。曲線Ｌ２１は、応答曲面法によって算出された電動機損失推定値Ｌｍの変動例を示している。図６Ｂは、電力変換器損失推定値Ｌｉとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電力変換器損失推定値Ｌｉを示し、横軸は、キャリア周波数Ｆｃを示している。曲線Ｌ２２は、応答曲面法によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉの変動例を示している。図６Ｃは、駆動騒音推定値Ｌｓとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、駆動騒音推定値Ｌｓを示し、横軸は、キャリア周波数Ｆｃを示している。曲線Ｌ２３は、応答曲面法によって算出された駆動騒音推定値Ｌｓの変動例を示している。図６Ｄは、特性Ｄｅｆとキャリア周波数Ｆｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、特性Ｄｅｆを示し、横軸は、キャリア周波数Ｆｃを示している。領域ＤＺ１は、応答曲面法によって算出された特性Ｄｅｆの一例を示している。

図６Ａの曲線Ｌ２１に示すように、キャリア周波数Ｆｃの増減に対する電動機損失推定値Ｌｍの変動幅は、電力変換器損失推定値Ｌｉおよび駆動騒音推定値Ｌｓの各変動幅と比べて、小さい。第一電動機損失推定値Ｌｍ１は、キャリア周波数Ｆｃが第一キャリア周波数Ｆｃ１のときの電動機損失推定値Ｌｍを示している。図６Ｂの曲線Ｌ２２に示すように、キャリア周波数Ｆｃの増減に対して、電力変換器損失推定値Ｌｉは、極小値をもつ。第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１は、キャリア周波数Ｆｃが第一キャリア周波数Ｆｃ１のときの電力変換器損失推定値Ｌｉを示しており、極小値に相当する。図６Ｃの曲線Ｌ２３に示すように、キャリア周波数Ｆｃが増加する程、駆動騒音推定値Ｌｓは、減少する。第一駆動騒音推定値Ｌｓ１は、キャリア周波数Ｆｃが第一キャリア周波数Ｆｃ１のときの駆動騒音推定値Ｌｓを示している。

図６Ｄの領域ＤＺ１に示すように、キャリア周波数Ｆｃが増加すると、特性値（特性Ｄｅｆ）は、第一キャリア周波数Ｆｃ１までは、次第に減少する。キャリア周波数Ｆｃが第一キャリア周波数Ｆｃ１より増加しても、特性値（特性Ｄｅｆ）の変動幅は、小さく、略一定である。このように、領域ＤＺ１の突部が最も低くなるときの特性は、電力変換器４０の損失および電動機５０の損失、並びに、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音が低減される望ましい特性と言える。このようにして、損失騒音推定部７６は、最適なキャリア周波数Ｆｃ（第一キャリア周波数Ｆｃ１）を取得することができ、このときの電力変換器損失推定値Ｌｉ（第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１）、電動機損失推定値Ｌｍ（第一電動機損失推定値Ｌｍ１）および駆動騒音推定値Ｌｓ（第一駆動騒音推定値Ｌｓ１）を取得することができる。

なお、損失騒音推定部７６は、トルクＴｒｑ、回転数Ｎｍおよび直流電圧Ｖｄｃに対する特性を得ることもできる。図７Ａは、電動機損失推定値ＬｍとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電動機損失推定値Ｌｍを示し、横軸は、トルクＴｒｑを示している。曲線Ｌ３１は、応答曲面法によって算出された電動機損失推定値Ｌｍの変動例を示している。図７Ｂは、電力変換器損失推定値ＬｉとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電力変換器損失推定値Ｌｉを示し、横軸は、トルクＴｒｑを示している。曲線Ｌ３２は、応答曲面法によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉの変動例を示している。図７Ｃは、駆動騒音推定値ＬｓとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、駆動騒音推定値Ｌｓを示し、横軸は、トルクＴｒｑを示している。曲線Ｌ３３は、応答曲面法によって算出された駆動騒音推定値Ｌｓの変動例を示している。図７Ｄは、特性ＤｅｆとトルクＴｒｑとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、特性Ｄｅｆを示し、横軸は、トルクＴｒｑを示している。領域ＤＺ２は、応答曲面法によって算出された特性Ｄｅｆの一例を示している。

図７Ａの曲線Ｌ３１に示すように、トルクＴｒｑが増加する程、電動機損失推定値Ｌｍは、増加する。第一電動機損失推定値Ｌｍ１は、トルクＴｒｑが第一トルクＴｒｑ１のときの電動機損失推定値Ｌｍを示している。図７Ｂの曲線Ｌ３２に示すように、トルクＴｒｑが増加する程、電力変換器損失推定値Ｌｉは、増加する。第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１は、トルクＴｒｑが第一トルクＴｒｑ１のときの電力変換器損失推定値Ｌｉを示している。図７Ｃの曲線Ｌ３３に示すように、トルクＴｒｑの増減に対する駆動騒音推定値Ｌｓの変動幅は、電力変換器損失推定値Ｌｉおよび電動機損失推定値Ｌｍの各変動幅と比べて、小さい。第一駆動騒音推定値Ｌｓ１は、トルクＴｒｑが第一トルクＴｒｑ１のときの駆動騒音推定値Ｌｓを示している。図７Ｄの領域ＤＺ２に示すように、トルクＴｒｑが増加する程、特性値（特性Ｄｅｆ）は、増加する。これは、トルクＴｒｑの増加に対して、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓのいずれもが増加することによる。

図８Ａは、電動機損失推定値Ｌｍと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電動機損失推定値Ｌｍを示し、横軸は、回転数Ｎｍを示している。曲線Ｌ４１は、応答曲面法によって算出された電動機損失推定値Ｌｍの変動例を示している。図８Ｂは、電力変換器損失推定値Ｌｉと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電力変換器損失推定値Ｌｉを示し、横軸は、回転数Ｎｍを示している。曲線Ｌ４２は、応答曲面法によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉの変動例を示している。図８Ｃは、駆動騒音推定値Ｌｓと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、駆動騒音推定値Ｌｓを示し、横軸は、回転数Ｎｍを示している。曲線Ｌ４３は、応答曲面法によって算出された駆動騒音推定値Ｌｓの変動例を示している。図８Ｄは、特性Ｄｅｆと回転数Ｎｍとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、特性Ｄｅｆを示し、横軸は、回転数Ｎｍを示している。領域ＤＺ３は、応答曲面法によって算出された特性Ｄｅｆの一例を示している。

図８Ａの曲線Ｌ４１に示すように、回転数Ｎｍの増減に対する電動機損失推定値Ｌｍの変動幅は、駆動騒音推定値Ｌｓの変動幅と比べて、小さい。第一電動機損失推定値Ｌｍ１は、回転数Ｎｍが第一回転数Ｎｍ１のときの電動機損失推定値Ｌｍを示している。図８Ｂの曲線Ｌ４２に示すように、回転数Ｎｍの増減に対する電力変換器損失推定値Ｌｉの変動幅は、駆動騒音推定値Ｌｓの変動幅と比べて、小さい。第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１は、回転数Ｎｍが第一回転数Ｎｍ１のときの電力変換器損失推定値Ｌｉを示している。図８Ｃの曲線Ｌ４３に示すように、回転数Ｎｍが増加する程、駆動騒音推定値Ｌｓは、減少する。第一駆動騒音推定値Ｌｓ１は、回転数Ｎｍが第一回転数Ｎｍ１のときの駆動騒音推定値Ｌｓを示している。図８Ｄの領域ＤＺ３に示すように、回転数Ｎｍが増減しても、特性値（特性Ｄｅｆ）は、略一定である。なお、回転数Ｎｍが極めて大きくなると、特性値（特性Ｄｅｆ）は、減少する。

図９Ａは、電動機損失推定値Ｌｍと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電動機損失推定値Ｌｍを示し、横軸は、直流電圧Ｖｄｃを示している。曲線Ｌ５１は、応答曲面法によって算出された電動機損失推定値Ｌｍの変動例を示している。図９Ｂは、電力変換器損失推定値Ｌｉと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、電力変換器損失推定値Ｌｉを示し、横軸は、直流電圧Ｖｄｃを示している。曲線Ｌ５２は、応答曲面法によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉの変動例を示している。図９Ｃは、駆動騒音推定値Ｌｓと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、駆動騒音推定値Ｌｓを示し、横軸は、直流電圧Ｖｄｃを示している。曲線Ｌ５３は、応答曲面法によって算出された駆動騒音推定値Ｌｓの変動例を示している。図９Ｄは、特性Ｄｅｆと直流電圧Ｖｄｃとの間の関係の一例を示している。同図の縦軸は、特性Ｄｅｆを示し、横軸は、直流電圧Ｖｄｃを示している。領域ＤＺ４は、応答曲面法によって算出された特性Ｄｅｆの一例を示している。

図９Ａの曲線Ｌ５１に示すように、直流電圧Ｖｄｃの増減に対する電動機損失推定値Ｌｍの変動幅は、駆動騒音推定値Ｌｓの変動幅と比べて、小さい。第一電動機損失推定値Ｌｍ１は、直流電圧Ｖｄｃが第一直流電圧Ｖｄｃ１のときの電動機損失推定値Ｌｍを示している。図９Ｂの曲線Ｌ５２に示すように、直流電圧Ｖｄｃが増加する程、電力変換器損失推定値Ｌｉは、増加する。第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１は、直流電圧Ｖｄｃが第一直流電圧Ｖｄｃ１のときの電力変換器損失推定値Ｌｉを示している。図９Ｃの曲線Ｌ５３に示すように、直流電圧Ｖｄｃが増加する程、駆動騒音推定値Ｌｓは、増加する。第一駆動騒音推定値Ｌｓ１は、直流電圧Ｖｄｃが第一直流電圧Ｖｄｃ１のときの駆動騒音推定値Ｌｓを示している。図９Ｄの領域ＤＺ４に示すように、直流電圧Ｖｄｃが第一直流電圧Ｖｄｃ１までは、特性値（特性Ｄｅｆ）の変動幅は、小さく、略一定である。直流電圧Ｖｄｃが第一直流電圧Ｖｄｃ１より増加すると、特性値（特性Ｄｅｆ）は、次第に増加する。

なお、第一トルクＴｒｑ１は、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆに相当し、第一回転数Ｎｍ１は、回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂに相当し、第一直流電圧Ｖｄｃ１は、直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂに相当する。また、図６Ａ、図７Ａ、図８Ａおよび図９Ａにおいて、縦軸は、同じレンジで図示されている。このことは、図６Ｂ、図７Ｂ、図８Ｂおよび図９Ｂについても同様であり、図６Ｃ、図７Ｃ、図８Ｃおよび図９Ｃについても同様であり、図６Ｄ、図７Ｄ、図８Ｄおよび図９Ｄについても同様である。さらに、特性（特性Ｄｅｆ）は、三次元で図示することもできる。

図１０Ａは、電動機損失推定値Ｌｍに係り、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑと特性Ｄｅｆとの間の関係の一例を示している。同図の第一軸は、キャリア周波数Ｆｃを示し、第二軸は、トルクＴｒｑを示し、第三軸は、特性Ｄｅｆを示している。曲面Ｃｓ１は、電動機損失推定値Ｌｍにおけるキャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑとの交互作用を示している。図１０Ｂは、電力変換器損失推定値Ｌｉに係り、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑと特性Ｄｅｆとの間の関係の一例を示している。同図の第一軸は、キャリア周波数Ｆｃを示し、第二軸は、トルクＴｒｑを示し、第三軸は、特性Ｄｅｆを示している。曲面Ｃｓ２は、電力変換器損失推定値Ｌｉにおけるキャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑとの交互作用を示している。図１０Ｃは、駆動騒音推定値Ｌｓに係り、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑと特性Ｄｅｆとの間の関係の一例を示している。同図の第一軸は、キャリア周波数Ｆｃを示し、第二軸は、トルクＴｒｑを示し、第三軸は、特性Ｄｅｆを示している。曲面Ｃｓ３は、駆動騒音推定値Ｌｓにおけるキャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑとの交互作用を示している。

このように、損失騒音推定部７６は、キャリア周波数ＦｃとトルクＴｒｑ（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆに相当）との交互作用に係る特性Ｄｅｆを取得することができる。損失騒音推定部７６は、他の交互作用に係る特性Ｄｅｆ（例えば、キャリア周波数Ｆｃと回転数Ｎｍ（回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂに相当）との交互作用に係る特性Ｄｅｆ）についても、同様に取得することができる。また、損失騒音推定部７６は、上述した因子の各々について、二次の推定値（電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓ）を算出して、特性Ｄｅｆを取得することもできる。

さらに、損失騒音推定部７６は、定常項と一次項と交互作用項とからなる多項式を用いて、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓをそれぞれ算出し、多項式の各係数は、応答曲面法によって算出された偏回帰係数を用いて設定されると好適である。電力変換器損失推定値Ｌｉを示す多項式は、偏回帰係数Ｋｉ１〜Ｋｉ１０を用いて、下記数５で表すことができる。同様に、電動機損失推定値Ｌｍを示す多項式は、偏回帰係数Ｋｍ１〜Ｋｍ１０を用いて、下記数６で表すことができる。また、駆動騒音推定値Ｌｓを示す多項式は、偏回帰係数Ｋｓ１〜Ｋｓ１０を用いて、下記数７で表すことができる。

なお、数５〜数７において、キャリア周波数Ｆｃ、トルクＴｒｑ（トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆに相当）、回転数Ｎｍ（回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂに相当）および直流電圧Ｖｄｃ（直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂに相当）は変数である。また、電力変換器損失推定値Ｌｉにおける定常項を電力変換器損失定常項Ｃｉで表し、電動機損失推定値Ｌｍにおける定常項を電動機損失定常項Ｃｍで表し、駆動騒音推定値Ｌｓにおける定常項を駆動騒音定常項Ｃｓで表す。さらに、偏回帰係数Ｋｉ１〜Ｋｉ４は、多項式の一次項の係数であり、偏回帰係数Ｋｉ５〜Ｋｉ１０は、多項式の交互作用項の係数である。同様に、偏回帰係数Ｋｍ１〜Ｋｍ４は、多項式の一次項の係数であり、偏回帰係数Ｋｍ５〜Ｋｍ１０は、多項式の交互作用項の係数である。偏回帰係数Ｋｓ１〜Ｋｓ４は、多項式の一次項の係数であり、偏回帰係数Ｋｓ５〜Ｋｓ１０は、多項式の交互作用項の係数である。

また、損失騒音推定部７６は、定常項と一次項と交互作用項と二次項とからなる多項式を用いて、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓをそれぞれ算出することもできる。この場合も、多項式の各係数は、応答曲面法によって算出された偏回帰係数を用いて設定されると好適である。この場合、電力変換器損失推定値Ｌｉを示す多項式は、偏回帰係数Ｋｉ１〜Ｋｉ１４を用いて、下記数８で表すことができる。同様に、電動機損失推定値Ｌｍを示す多項式は、偏回帰係数Ｋｍ１〜Ｋｍ１４を用いて、下記数９で表すことができる。また、駆動騒音推定値Ｌｓを示す多項式は、偏回帰係数Ｋｓ１〜Ｋｓ１４を用いて、下記数１０で表すことができる。

なお、数８は、多項式の二次項を含む点で、数５と異なる。偏回帰係数Ｋｉ１１〜Ｋｉ１４は、多項式の二次項の係数である。同様に、数９は、多項式の二次項を含む点で、数６と異なる。偏回帰係数Ｋｍ１１〜Ｋｍ１４は、多項式の二次項の係数である。数１０は、多項式の二次項を含む点で、数７と異なる。偏回帰係数Ｋｓ１１〜Ｋｓ１４は、多項式の二次項の係数である。

（キャリア周波数制御部７７）
キャリア周波数制御部７７は、損失騒音推定部７６によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓに基づいて、キャリア周波数Ｆｃの適正値を判定する判定値Ｊを算出して、判定値Ｊが最小になるときのキャリア周波数Ｆｃを出力する。また、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓをそれぞれ正規化して、正規化された各推定値を加算して判定値Ｊを算出すると好適である。

図６Ａ〜図６Ｃに示す例において、例えば、電力変換器損失推定値Ｌｉの想定される最大値を１とする。このとき、キャリア周波数制御部７７は、電動機損失推定値Ｌｍの想定される最大値が１になるように、電動機損失推定値Ｌｍを変換（正規化）する。また、キャリア周波数制御部７７は、駆動騒音推定値Ｌｓの想定される最大値が１になるように、駆動騒音推定値Ｌｓを変換（正規化）する。図６Ａに示す第一電動機損失推定値Ｌｍ１、図６Ｂに示す第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１および図６Ｃに示す第一駆動騒音推定値Ｌｓ１は、いずれも正規化された推定値とする。キャリア周波数制御部７７は、第一電動機損失推定値Ｌｍ１と、第一電力変換器損失推定値Ｌｉ１と、第一駆動騒音推定値Ｌｓ１とを加算して、判定値Ｊを算出する。

また、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓのうちの少なくとも一つの推定値を重み付けして、重み付けされた推定値を含む各推定値を加算して判定値Ｊを算出することもできる。例えば、本実施形態の電力変換システム１が、ハイブリッド自動車などの車両の駆動用電動機を含む電力変換システムに用いられる場合を想定する。この場合、キャリア周波数制御部７７は、車両の周囲環境、使用状態（例えば、走行状態）などに応じて、重み付けを行うことができる。

例えば、夜間は、昼間と比べて、騒音を重視する場合が多い。この場合、キャリア周波数制御部７７は、駆動騒音推定値Ｌｓに対して、重み付けを行うと良い。これにより、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音を重視した最適なキャリア周波数Ｆｃを出力することができる。また、例えば、外気温が高く、車両の走行状態が低速度の場合、電力変換器４０の損失を重視する場合が想定される。この場合、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器損失推定値Ｌｉに対して、重み付けを行うと良い。これにより、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器４０の損失を重視した最適なキャリア周波数Ｆｃを出力することができる。同様に、電動機５０の損失を重視した重み付けを行うこともできる。

図１１は、損失騒音推定部７６およびキャリア周波数制御部７７における制御手順の一例を示すフローチャートである。まず、損失騒音推定部７６は、因子のうち、トルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ、回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂ、直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂを取得する（ステップＳ１１）。次に、損失騒音推定部７６は、因子のうち、キャリア周波数Ｆｃ（ｉ）を取得する（ステップＳ１２）。キャリア周波数Ｆｃ（ｉ）は、０以上ｎ（ｎは整数）以下の変数であるカウンタｉを用いて表されるキャリア周波数Ｆｃである。既述したように、周波数テーブルには、所定ピッチ（例えば、数キロヘルツピッチ）で、キャリア周波数Ｆｃが昇順に格納されている。損失騒音推定部７６は、周波数テーブルに格納されている複数のキャリア周波数Ｆｃから、カウンタｉで示される一のキャリア周波数Ｆｃを選択する。カウンタｉの初期値は、０（ゼロ）に設定されており、損失騒音推定部７６は、まず、キャリア周波数Ｆｃ（０）を取得する。

次に、損失騒音推定部７６は、特性（損失および騒音）の推定を行う（ステップＳ１３）。具体的には、損失騒音推定部７６は、上述した因子を含む応答曲面法によって、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓを算出する。そして、キャリア周波数制御部７７は、損失騒音推定部７６によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓに基づいて、判定値Ｊを算出する。算出された判定値Ｊを今回判定値Ｊ１とする（ステップＳ１４）。

次に、キャリア周波数制御部７７は、今回判定値Ｊ１が最小判定値Ｊ０より小さいか否かを判断する（ステップＳ１５）。最小判定値Ｊ０は、キャリア周波数制御部７７によって算出された判定値Ｊを保存する変数（バッファ）である。今回判定値Ｊ１が最小判定値Ｊ０より小さい場合（Ｙｅｓの場合）、キャリア周波数制御部７７は、出力するキャリア周波数Ｆｃである出力キャリア周波数Ｆｃ＿ｏｕｔに、今回のキャリア周波数Ｆｃ（ｉ）を代入する（ステップＳ１６）。また、キャリア周波数制御部７７は、最小判定値Ｊ０に、今回判定値Ｊ１を代入する（ステップＳ１７）。そして、制御は、ステップＳ１８に移行する。なお、今回判定値Ｊ１が最小判定値Ｊ０より大きい場合（Ｎｏの場合）、ステップＳ１６およびステップＳ１７に示す処理を行わずに、制御は、ステップＳ１８に移行する。

次に、キャリア周波数制御部７７は、カウンタｉがカウンタ最大値ＩＭＡＸであるか否かを判断する（ステップＳ１８）。カウンタ最大値ＩＭＡＸは、周波数テーブルに格納されているキャリア周波数Ｆｃの数に合わせて設定される定数である。カウンタｉがカウンタ最大値ＩＭＡＸと一致する場合（Ｙｅｓの場合）、制御は、一旦、終了する。カウンタｉがカウンタ最大値ＩＭＡＸと一致しない場合（Ｎｏの場合）、キャリア周波数制御部７７は、カウンタｉをカウントアップする（ステップＳ１９）。具体的には、キャリア周波数制御部７７は、カウンタｉを一つ増加させる。そして、制御は、ステップＳ１２に戻り、カウンタｉがカウンタ最大値ＩＭＡＸと一致するまで、上述した処理および判断が繰り返される。このようにして、キャリア周波数制御部７７は、判定値Ｊが最小になるときのキャリア周波数Ｆｃを出力することができる。

（パルス幅変調信号生成部７８）
パルス幅変調信号生成部７８は、キャリア周波数制御部７７から出力されたキャリア周波数Ｆｃを用いて、電力変換器４０の複数のスイッチング素子（本実施形態では、三組の一対のスイッチング素子４１）の開閉信号を生成する。既述したように、キャリア周波数制御部７７から出力されたキャリア周波数Ｆｃを出力キャリア周波数Ｆｃ＿ｏｕｔとする。図４に示すように、パルス幅変調信号生成部７８には、二相／三相変換部７５によって算出された三相の電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＷ相電圧指令値Ｖｗ＿ｒｅｆ）と、直流電圧検出器６１ａによって検出された直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂと、キャリア周波数制御部７７から出力されたキャリア周波数Ｆｃ（出力キャリア周波数Ｆｃ＿ｏｕｔ）とが入力される。パルス幅変調信号生成部７８は、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）における搬送波（三角波）の周波数を出力キャリア周波数Ｆｃ＿ｏｕｔに設定する。

また、パルス幅変調信号生成部７８は、三相の電圧指令値を直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂで除して変調率を算出する。パルス幅変調信号生成部７８は、算出された変調率と、出力キャリア周波数Ｆｃ＿ｏｕｔに設定された搬送波（三角波）とに基づいて、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）によるパルス信号（開閉信号）を生成する。具体的には、電圧指令値が搬送波と比べて大きいときに、スイッチング素子は、閉状態に設定され、電圧指令値が搬送波と比べて小さいときに、スイッチング素子は、開状態に設定される。生成されたパルス信号（開閉信号）は、図１に示す駆動回路６１ｂを介して、電力変換器４０の各スイッチング素子の制御端子４ｇに付与される。

様相１に係る電動機制御装置１０によれば、制御装置６０は、損失騒音推定部７６とキャリア周波数制御部７７とパルス幅変調信号生成部７８とを備える。損失騒音推定部７６は、パルス幅変調制御における搬送波の周波数であるキャリア周波数Ｆｃを少なくとも因子に含む応答曲面法によって、電力変換器４０の損失推定値である電力変換器損失推定値Ｌｉおよび電動機５０の損失推定値である電動機損失推定値Ｌｍ、並びに、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音推定値である駆動騒音推定値Ｌｓを算出する。キャリア周波数制御部７７は、損失騒音推定部７６によって算出された電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓに基づいて、キャリア周波数Ｆｃの適正値を判定する判定値Ｊを算出して、判定値Ｊが最小になるときのキャリア周波数Ｆｃを出力する。パルス幅変調信号生成部７８は、キャリア周波数制御部７７から出力されたキャリア周波数Ｆｃ（出力キャリア周波数Ｆｃ＿ｏｕｔ）を用いて、電力変換器４０の複数のスイッチング素子（三組の一対のスイッチング素子４１）の開閉信号を生成する。これらにより、様相１に係る電動機制御装置１０は、電力変換器４０の損失および電動機５０の損失、並びに、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音を低減する最適なキャリア周波数Ｆｃを設定して、電力変換器４０を開閉制御することができる。

様相２に係る電動機制御装置１０によれば、様相１に係る電動機制御装置１０において、損失騒音推定部７６は、電動機５０のトルク指令値Ｔｒｑ＿ｒｅｆ、電動機５０の回転数検出値若しくは回転数算出値Ｎｍ＿ｆｂ、電力変換器４０に入力される直流電力の直流電圧検出値Ｖｄｃ＿ｆｂ、および、キャリア周波数Ｆｃを因子とする。そのため、損失騒音推定部７６は、電力変換器４０の損失および電動機５０の損失、並びに、電力変換器４０および電動機５０の駆動に伴う騒音の主な要因を因子として、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓを算出することができる。

応答曲面法によって作成された近似式（応答曲面モデル）を二次以上の次数の項を含む多項式で表す場合、特定の条件下では、推定値の算出精度が向上するが、特定の条件以外の条件では、逆に、推定値の算出精度が低下する可能性があり、汎用性が低下する可能性がある。具体的には、近似式を二次以上の次数の項を含む多項式で表す場合、電動機５０に関する定数（例えば、巻線抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、誘起電圧定数Φなど）のばらつきによる影響を受け易くなる。

様相３に係る電動機制御装置１０によれば、様相１または様相２に係る電動機制御装置１０において、損失騒音推定部７６は、定常項と一次項と交互作用項とからなる多項式を用いて、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓをそれぞれ算出し、多項式の各係数は、応答曲面法によって算出された偏回帰係数を用いて設定される。そのため、損失騒音推定部７６は、例えば、電動機５０に関する定数（例えば、巻線抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、誘起電圧定数Φなど）のばらつきによる影響を受け難く、電動機５０の個体差による推定精度の悪化を軽減することができる。

様相４に係る電動機制御装置１０によれば、様相１〜様相３のいずれか一つの様相に係る電動機制御装置１０において、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓをそれぞれ正規化して、正規化された各推定値を加算して判定値Ｊを算出する。そのため、キャリア周波数制御部７７は、単位系の異なる複数の推定値から判定値Ｊを算出することができ、最適なキャリア周波数Ｆｃを容易に設定することができる。

様相５に係る電動機制御装置１０によれば、様相１〜様相３のいずれか一つの様相に係る電動機制御装置１０において、キャリア周波数制御部７７は、電力変換器損失推定値Ｌｉ、電動機損失推定値Ｌｍおよび駆動騒音推定値Ｌｓのうちの少なくとも一つの推定値を重み付けして、重み付けされた推定値を含む各推定値を加算して判定値Ｊを算出する。そのため、キャリア周波数制御部７７は、例えば、周囲環境、使用状態などを考慮した最適なキャリア周波数Ｆｃを容易に設定することができる。

＜その他＞
本発明は、上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施することができる。例えば、電動機５０の制御方法は、ベクトル制御に限定されるものではない。制御装置６０は、公知の駆動制御（例えば、矩形波駆動など）を行うことができる。また、電動機制御装置１０は、例えば、ハイブリッド自動車などの車両の駆動用電動機を含む電力変換システム１に用いると好適である。

＜付記項＞
本発明は、電動機制御装置１０の制御方法として、捉えることもできる。損失騒音推定工程は、損失騒音推定部７６が行う制御に対応し、キャリア周波数制御工程は、キャリア周波数制御部７７が行う制御に対応し、パルス幅変調信号生成工程は、パルス幅変調信号生成部７８が行う制御に対応する。電動機制御装置１０の制御方法においても、電動機制御装置１０について既述した作用効果と同様の作用効果を得ることができる。

（付記項１）
複数のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して前記変換された前記交流電力を電動機に給電する電力変換器と、
前記電力変換器の前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御によって前記開閉制御する制御装置と、
を備える電動機制御装置の制御方法であって、
前記パルス幅変調制御における搬送波の周波数であるキャリア周波数を少なくとも因子に含む応答曲面法によって、前記電力変換器の損失推定値である電力変換器損失推定値および前記電動機の損失推定値である電動機損失推定値、並びに、前記電力変換器および前記電動機の駆動に伴う騒音推定値である駆動騒音推定値を算出する損失騒音推定工程と、
前記損失騒音推定工程によって算出された前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値に基づいて、前記キャリア周波数の適正値を判定する判定値を算出して、前記判定値が最小になるときの前記キャリア周波数を出力するキャリア周波数制御工程と、
前記キャリア周波数制御工程によって得られた前記キャリア周波数を用いて、前記電力変換器の前記複数のスイッチング素子の開閉信号を生成するパルス幅変調信号生成工程と、
を備える電動機制御装置の制御方法。

（付記項２）
前記損失騒音推定工程は、前記電動機のトルク指令値、前記電動機の回転数検出値若しくは回転数算出値、前記電力変換器に入力される前記直流電力の直流電圧検出値、および、前記キャリア周波数を因子とする付記項１に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項３）
前記損失騒音推定工程は、定常項と一次項と交互作用項とからなる多項式を用いて、前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値をそれぞれ算出し、
前記応答曲面法によって算出された偏回帰係数を用いて、前記多項式の各係数を設定する付記項１または付記項２に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項４）
前記キャリア周波数制御工程は、前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値をそれぞれ正規化して、正規化された各推定値を加算して前記判定値を算出する付記項１〜付記項３のいずれか一項に記載の電動機制御装置の制御方法。

（付記項５）
前記キャリア周波数制御工程は、前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値のうちの少なくとも一つの推定値を重み付けして、前記重み付けされた推定値を含む各推定値を加算して前記判定値を算出する付記項１〜付記項３のいずれか一項に記載の電動機制御装置の制御方法。

１０：電動機制御装置、
４０：電力変換器、
４１：複数のスイッチング素子（三組の一対のスイッチング素子）、
５０：電動機、
６０：制御装置、
７６：損失騒音推定部、７７：キャリア周波数制御部、
７８：パルス幅変調信号生成部、
Ｌｉ：電力変換器損失推定値、Ｌｍ：電動機損失推定値、Ｌｓ：駆動騒音推定値、
Ｆｃ：キャリア周波数、Ｊ：判定値、
Ｔｒｑ＿ｒｅｆ：トルク指令値、Ｎｍ＿ｆｂ：回転数算出値、
Ｖｄｃ＿ｆｂ：直流電圧検出値。

Claims (5)

1. 複数のスイッチング素子が開閉制御されることにより直流電力を交流電力に変換して前記変換された前記交流電力を電動機に給電する電力変換器と、
   前記電力変換器の前記複数のスイッチング素子をパルス幅変調制御によって前記開閉制御する制御装置と、
   を備える電動機制御装置であって、
   前記制御装置は、
   前記パルス幅変調制御における搬送波の周波数であるキャリア周波数を少なくとも因子に含む応答曲面法によって、前記電力変換器の損失推定値である電力変換器損失推定値および前記電動機の損失推定値である電動機損失推定値、並びに、前記電力変換器および前記電動機の駆動に伴う騒音推定値である駆動騒音推定値を算出する損失騒音推定部と、
   前記損失騒音推定部によって算出された前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値に基づいて、前記キャリア周波数の適正値を判定する判定値を算出して、前記判定値が最小になるときの前記キャリア周波数を出力するキャリア周波数制御部と、
   前記キャリア周波数制御部から出力された前記キャリア周波数を用いて、前記電力変換器の前記複数のスイッチング素子の開閉信号を生成するパルス幅変調信号生成部と、
   を備える電動機制御装置。
2. 前記損失騒音推定部は、前記電動機のトルク指令値、前記電動機の回転数検出値若しくは回転数算出値、前記電力変換器に入力される前記直流電力の直流電圧検出値、および、前記キャリア周波数を因子とする請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記損失騒音推定部は、定常項と一次項と交互作用項とからなる多項式を用いて、前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値をそれぞれ算出し、
   前記多項式の各係数は、前記応答曲面法によって算出された偏回帰係数を用いて設定される請求項１または請求項２に記載の電動機制御装置。
4. 前記キャリア周波数制御部は、前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値をそれぞれ正規化して、正規化された各推定値を加算して前記判定値を算出する請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
5. 前記キャリア周波数制御部は、前記電力変換器損失推定値、前記電動機損失推定値および前記駆動騒音推定値のうちの少なくとも一つの推定値を重み付けして、前記重み付けされた推定値を含む各推定値を加算して前記判定値を算出する請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電動機制御装置。

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