WO2021049248A1 - モータ制御装置、機電一体ユニット、および電動車両システム - Google Patents
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- B60K6/26—Arrangement or mounting of plural diverse prime-movers for mutual or common propulsion, e.g. hybrid propulsion systems comprising electric motors and internal combustion engines ; Control systems therefor, i.e. systems controlling two or more prime movers, or controlling one of these prime movers and any of the transmission, drive or drive units Informative references: mechanical gearings with secondary electric drive F16H3/72; arrangements for handling mechanical energy structurally associated with the dynamo-electric machine H02K7/00; machines comprising structurally interrelated motor and generator parts H02K51/00; dynamo-electric machines not otherwise provided for in H02K see H02K99/00 the prime-movers consisting of electric motors and internal combustion engines, e.g. HEVs characterised by apparatus, components or means specially adapted for HEVs characterised by the motors or the generators
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- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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Definitions
- the present invention relates to a motor control device, a mechatronic integrated unit, and an electric vehicle system.
- a motor used in electric vehicles and hybrid vehicles are required to have high output and high torque response. Therefore, it is common practice to drive a permanent magnet type rotary electric machine (hereinafter referred to as a motor) using a rare earth sintered magnet that holds strong energy with an inverter.
- the inverter converts the DC voltage from the DC power supply into a line voltage (AC voltage) of an arbitrary voltage and frequency by PWM (pulse width modulation) control, and drives the motor at a variable speed.
- AC voltage line voltage
- PWM pulse width modulation
- the load of the motor changes frequently according to the running state, and the amount of heat generated by the motor also changes, so that the temperature of the motor continues to change. Then, when the magnet temperature of the motor is high and the weakening magnetic flux current is energized at a predetermined current or more, irreversible demagnetization occurs in which the permanent magnet does not generate the original magnetic flux.
- the motor mounted on the motor control device is demagnetized, it becomes difficult to control the running.
- Patent Document 1 proposes a motor drive system that increases the switching frequency of the inverter and reduces the harmonic voltage and current ripple caused by the switching frequency when the temperature of the permanent magnet of the motor becomes high. As a result, by improving the switching frequency, the harmonic voltage and the current are reduced, and the eddy current loss and the hysteresis loss are reduced.
- Patent Document 1 has a problem that the switching loss of the inverter increases when the switching frequency is changed or the like.
- the motor control device is connected to a power converter that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage to drive a three-phase synchronous motor, and outputs a pulse width modulation signal to the power converter.
- a motor control device that controls the drive of a phase-synchronous motor, and when the magnet temperature of the rotor of the three-phase synchronous motor exceeds a predetermined temperature, the three-phase homogeneity is based on the ratio of the AC voltage to the DC voltage.
- the d-axis current in the period motor is controlled.
- the motor control device is connected to a power converter that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage to drive a three-phase synchronous motor, and outputs a pulse width modulation signal to the power converter.
- a motor control device that controls the drive of a phase-synchronous motor, in which the magnet temperature of the rotor of the three-phase synchronous motor, the coil temperature of the stator of the three-phase synchronous motor, and the module temperature of the power converter are set. When at least one of the acquired magnet temperature, the coil temperature, and the module temperature exceeds a predetermined temperature set in advance, the current and the electric power flowing through the three-phase synchronous motor. Change at least one of the converter's switching frequencies.
- the motor control device is connected to a power converter that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage to drive a three-phase synchronous motor, and outputs a pulse width modulation signal to the power converter.
- a motor control device that controls the drive of a phase-synchronous motor, and when the magnet temperature of the rotor of the three-phase synchronous motor exceeds a predetermined temperature, the AC voltage is based on the ratio of the AC voltage to the DC voltage. To change.
- the present invention it is possible to improve the output of the motor while reducing the eddy current loss of the magnet installed in the motor and avoiding the irreversible demagnetization of the magnet.
- FIG. 1 is a configuration diagram of a motor drive device 6 having a motor control device according to the present embodiment.
- the motor drive device 6 includes a control unit 1, a motor 2, an inverter 3, a high-voltage battery 5, a current detection unit 7, and a rotation position detector 8.
- the rotation position ⁇ of the motor 2 is input from the rotation position detector 8 to the control unit 1, the magnet temperature Tmag is input from the motor 2, and the three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw are further illustrated from the current detection unit 7.
- the torque command T * is input from the omitted upper control device.
- the control unit 1 generates a pulse width modulation signal based on these input information and outputs the pulse width modulation signal to the inverter 3. Thereby, the operation of the inverter 3 is controlled, and the drive of the motor 2 is controlled.
- the inverter 3 is an inverter based on an inverter circuit 31 that mutually converts a DC voltage into an AC voltage using switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, and Swn, and a pulse width modulation signal input from the control unit 1.
- the circuit 31 has a gate drive signal output unit 32 that outputs a gate drive signal, and a smoothing capacitor 33 that smoothes DC power.
- the inverter 3 is a power converter that mutually converts a DC voltage into an AC voltage.
- the high-voltage battery 5 is a DC voltage source of the motor drive device 6, and its voltage fluctuates greatly depending on the charging state.
- the battery voltage E of the high-voltage battery 5 is converted into a variable voltage and a variable frequency pulsed three-phase AC voltage by the inverter circuit 31 of the inverter 3 and the gate drive signal output unit 32, and is applied to the motor 2 as an interline voltage. ..
- the motor 2 is a three-phase synchronous motor that is rotationally driven by supplying a line voltage (three-phase AC voltage) from the inverter 3.
- the motor 2 is, for example, a permanent magnet type rotary electric machine, and a permanent magnet such as a neodymium magnet is installed in the rotor as a rotor magnet.
- a rotation position sensor 51 is attached to the motor 2 in order to control the phase of the applied voltage of the three-phase AC in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 2.
- the rotation position detector 8 calculates the rotation position ⁇ of the rotor from the input signal of the rotation position sensor 51, and also calculates the motor rotation speed ⁇ r.
- a resolver composed of an iron core and a winding is more suitable for the rotation position sensor 51, but a magnetoresistive element such as a GMR sensor or a sensor using a Hall element may be used.
- the rotation position ⁇ may be estimated by using the three-phase current or the three-phase voltage of the motor 2.
- the motor 2 is provided with a temperature sensor 52 that detects the magnet temperature Tmag of the rotor magnet from the viewpoint of suppressing demagnetization of the rotor magnet of the motor 2.
- a magnet temperature estimation unit may be provided to estimate the magnet temperature Tmag of the rotor magnet using the temperature dependence of the induced voltage induced by the rotation of the motor 2, or the estimation may be performed using a thermal network. You may.
- Equations (1) and (2) show the dq-axis voltage equation of the motor.
- the winding resistance R, the electric angular frequency ⁇ , and the dq axis inductances Ld and Lq can be regarded as substantially invariant with respect to temperature.
- the dq-axis voltage Vd and Vq and the dq-axis current Id and Iq are fluctuation parameters
- the dq-axis current is calculated from the three-phase current of the motor using the rotor position
- the dq-axis voltage is the voltage command value.
- Vd R * Id- ⁇ * Lq * Iq ...
- Vq R * Iq + ⁇ * Ld * Id + ⁇ * Ke ⁇ ⁇ ⁇ (2)
- Vd and Vq are the dq-axis voltage
- Id and Iq are the dq-axis current
- Ld and Lq are the dq-axis inductance
- ⁇ is the electric angular frequency
- Ke is the induced voltage constant
- R is the winding resistance.
- Equation (3) shows the temperature dependence of the induced voltage depending on the rotor magnet temperature. It can be seen that when the temperature fluctuates from the normal temperature T_nomi, the induced voltage fluctuates linearly accordingly.
- Ke Ke_nomi + (TT_nomi) * K ⁇ ⁇ ⁇ (3)
- Ke_nomi is the induced voltage constant of the normal temperature
- T is the rotor temperature
- T_nomi is the normal temperature of the rotor
- K is the temperature-dependent slope of the induced voltage.
- the induced voltage constant Ke is derived from the known parameters. This induced voltage constant Ke does not match the induced voltage constant Ke_nomi of the normal temperature due to the temperature dependence.
- the induced voltage constant Ke_nomi of the normal temperature and the normal temperature T_nomi of the rotor are known, and the rotor temperature T can be estimated using these and the induced voltage constant Ke.
- the current detection unit 7 detects U-phase alternating current Iu, V-phase alternating current Iv, and W-phase alternating current Iw, which are three-phase alternating currents that energize the motor 2.
- U-phase alternating current Iu, V-phase alternating current Iv, and W-phase alternating current Iw are three-phase alternating currents that energize the motor 2.
- the one provided with three current detectors is shown, it may be calculated from the fact that the sum of the three-phase currents is zero for the remaining one phase with two current detectors.
- the pulsed DC bus current flowing into the inverter 3 is detected as the voltage across the shunt resistor inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3, and the DC current is reproduced as a three-phase current according to the applied voltage. You may.
- FIG. 2 is a block configuration diagram of the control unit 1 shown in FIG.
- the control unit 1 includes a current command generation unit 11, a three-phase / dq conversion unit 12, a current control unit 13, a voltage command generation unit 14, a gate signal generation unit 15, a speed calculation unit 16, and a triangular wave.
- the generation unit 17 is provided.
- the control unit 1 responds to the detected U-phase AC current Iu, V-phase AC current Iv, W-phase AC current Iw, d-axis current command Id * corresponding to the torque command T *, and q-axis current command Iq *. Drives the inverter circuit 31 of 3.
- the current command generation unit 11 uses the d-axis current value Id, the q-axis current value Iq, and the motor torque relational expression or map based on the torque command T * and the battery voltage E, and uses the d-axis current command Id * and the q-axis. Determine the current command Iq *.
- the three-phase / dq conversion unit 12 converts the detected U-phase AC current Iu, V-phase AC current Iv, and W-phase AC current Iw into dq based on the rotation position ⁇ , thereby and the d-axis current value Id in the motor 2. Calculate the q-axis current value Iq.
- the current control unit 13 has the d-axis voltage command Vd * and the q-axis so that the d-axis current value Id and the d-axis current command Id * and the q-axis current value Iq and the q-axis current command Iq * match, respectively. Calculate the voltage command Vq *.
- the voltage command generation unit 14 has U-phase voltage command values Vu * and V-phase voltage command values, which are three-phase voltage command values obtained by UVW-converting the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * based on the rotation position ⁇ .
- Vv * and W phase voltage command value Vw * are calculated and output.
- the gate signal generation unit 15 outputs the U-phase voltage command value Vu *, the V-phase voltage command value Vv *, and the W-phase voltage command value Vw *, which are the outputs of the voltage command generation unit 14, to the triangle wave generation unit 17.
- a pulse width modulated signal which is a pulsed voltage, is generated by comparing with a triangular wave (carrier wave).
- the gate signals Gup, Gvp, and Gwp of the upper arm are generated based on the U-phase voltage command value Vu *, the V-phase voltage command value Vv *, and the W-phase voltage command value Vw *, respectively, and these gate signals are generated.
- Gup, Gvp, and Gwp are logically inverted to generate lower armgate signals Gun, Gvn, and Gwn. Then, each of the generated gate signals Gup, Gvp, Gwp, Gun, Gvn, and Gwn is output to the inverter 3 as a pulse width modulation signal.
- the speed calculation unit 16 calculates the electric angular frequency ⁇ r from the time change of the rotation position ⁇ .
- FIG. 3 is a table showing the relationship between the battery voltage E and the rotor magnet temperature when the motor is driven at a continuous rating.
- the AC voltage, the rotation speed of the motor 2, the torque command, the dq axis current command, etc. are the same, but the battery voltage E is different from 280V, 350V, and 420V.
- the rotor magnet temperature differs greatly depending on the battery voltage E, and differs by a maximum of 65 ° C. Since the current conditions and the like are the same, the stator temperature on the stator side hardly changes.
- the background to this embodiment is due to the wide voltage range of the battery voltage E from 200V to 400V, which is an event unique to the automobile use of the motor 2.
- Equations (1) and (2) are voltage equations for permanent magnet synchronous motors used in automobile applications in a steady state.
- Equation (4) shows the definition equation of the voltage utilization rate.
- the voltage utilization rate defined by the equation (4) is the ratio of the line voltage of the motor 2 to the battery voltage E, that is, the AC voltage after conversion to the DC voltage before being converted to the AC voltage by the inverter 3. It represents the ratio.
- Voltage utilization (effective line voltage) / (DC voltage) ⁇ ⁇ ⁇ (4)
- Equation (5) shows the definition equation of the line voltage effective value used in equation (4).
- Line voltage effective value ⁇ (3/2) * ⁇ (Vd ⁇ 2 + Vq ⁇ 2) ... (5)
- Vd and Vq are dq axis voltages (relative conversion).
- FIG. 4 (A) to 4 (C) are graphs showing the U-phase voltage and the fundamental wave component when the battery voltage E is 200V, 300V, and 400V.
- FIG. 4A shows the U-phase voltage and the fundamental wave component when the battery voltage E is 200 V and the voltage utilization rate is 0.61.
- FIG. 4B shows the U-phase voltage and the fundamental wave component when the battery voltage E is 300 V and the voltage utilization rate is 0.41.
- FIG. 4C shows the U-phase voltage and the fundamental wave component when the battery voltage E is 400 V and the voltage utilization rate is 0.31.
- FIG. 5 is a graph showing the ripple amplitude of the harmonic component of the line voltage output from the inverter 3.
- the horizontal axis is frequency and the vertical axis is voltage.
- the ripple amplitude of the harmonic component of the line voltage output from the inverter 3 changes as shown in FIG.
- FIG. 5 as a representative, the 1-fold component and the 2-fold component of the switching frequency when each switching element of the inverter circuit 31 is switched are shown, but in addition to this, 3, 4, 5, 6, ... ⁇ And multiple components are generated.
- the switching frequency corresponds to the frequency of the carrier wave generated by the triangular wave generation unit 17 in the control unit 1.
- FIG. 6 is a graph showing the ripple amplitude that changes depending on the harmonic voltage.
- the horizontal axis is the voltage utilization rate, and the vertical axis is the ripple voltage.
- Graph a of FIG. 6 shows the motor fundamental frequency f1
- graph b shows Vh (fc +/- 4f1)
- graph c shows Vh (fc +/- 2f1)
- graph d shows Vh (2fc +/- f1). Shown.
- fc is the switching frequency (frequency of the carrier wave)
- Vh is the harmonic voltage. From FIG. 6, it can be seen that the component (2fc +/- f1) twice the switching frequency shown in the thick solid line graph d has the maximum voltage utilization rate between 0.3 and 0.4.
- the eddy current loss of a magnet is Joule heat generated by the eddy current that flows due to the induced electromotive force generated inside the material due to the fluctuation of the magnetization force due to the application of voltage.
- the eddy current loss We is represented by the following equation (6).
- B is the maximum magnetic flux density
- f is the frequency.
- FIG. 7 is a graph showing the frequency analysis result of the three-phase current waveform.
- FIG. 7 shows the results of frequency analysis by calculating a three-phase current waveform by numerical analysis under the conditions shown in FIG. 7A shows a case where the battery voltage E is 280V, FIG. 7B shows a case where the battery voltage E is 350V, and FIG. 7C shows a case where the battery voltage E is 420V.
- the horizontal axis is the switching frequency fc, and the vertical axis is the current.
- MTPA torque Maximum torque per ampere control
- FIG. 8 is a block diagram of the current command generation unit 11.
- the current command generation unit 11 is composed of a first current command generation unit 111 for normal operation, a second current command generation unit 112 for reducing the magnet temperature, and a current command selection unit 113.
- the battery voltage E and the torque command T * are input to the first current command generation unit 111.
- the battery voltage E, the torque command T *, and the voltage utilization rate calculated by the control unit 1 based on the equation (4) are input to the second current command generation unit 112.
- the magnet temperature Tmag of the rotor magnet is input to the current command selection unit 113.
- the current command selection unit 113 selects the current command output from the first current command generation unit 111 in the normal operation in which the magnet temperature Tmag is less than the predetermined value, while the current command selection unit 113 selects the current command output from the first current command generation unit 111, while the magnet temperature Tmag exceeds the predetermined value.
- the current command output from the second current command generation unit 112 is selected.
- the second current command generation unit 112 generates a current command as described later to prevent the voltage utilization rate from becoming 0.3 to 0.4.
- the range of the voltage utilization rate that does not become the voltage utilization rate of 0.3 to 0.4 may be freely changed as long as the rotor magnet temperature does not rise significantly due to the twice component of the switching frequency.
- Equation (7) indicates the torque equation of the motor
- equation (8) indicates the absolute current value.
- the object of this embodiment is an embedded magnet type permanent magnet motor that can utilize the reluctance torque generated by the salient pole ratio, which is the difference between the d-axis inductance and the q-axis inductance. Therefore, there are a plurality of d-axis current Id and q-axis current Iq with respect to the torque T because there are two variables.
- T p * Ke * Iq + p * (Ld-Lq) * Id * Iq ...
- FIG. 9 is a vector diagram showing the relationship between the conventional current command value and voltage.
- V1 is the lower limit voltage of the voltage command non-settable region NG
- V2 is the upper limit voltage of the voltage command non-settable region NG.
- the vector diagram of FIG. 9 shows equations (1) and (2) on the d-axis (horizontal axis) and the q-axis (vertical axis).
- the current command value has been designed so as not to exceed the current upper limit value and the voltage upper limit value for a desired torque.
- the d-axis current command Id * and the q-axis current are set so that the minimum current absolute value
- the second current command generation unit 112 of the present embodiment prevents the absolute voltage value
- ( ⁇ (Vd ⁇ 2 + Vq ⁇ 2)) with respect to the torque from being within a predetermined voltage range.
- the detected three-phase current may be calculated from the d-axis current and the q-axis current obtained by dq-converting the detected three-phase current using equations (1) and (2).
- the second current command generation unit 112 determines the combination of the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * corresponding to the torque command T * according to the equation (7). Make sure that the absolute voltage value
- the second current command generation unit 112 By obtaining the dq-axis current commands Id * and Iq * that satisfy these conditions, the current operating points used in this embodiment are derived.
- V1 is the lower limit voltage of the voltage command non-settable region NG
- V2 is the upper limit voltage of the voltage command non-settable region NG.
- FIG. 10 is a vector diagram showing the relationship between the current command value and the voltage in this embodiment.
- the control unit 1 replaces the current command for normal operation generated by the first current command generation unit 111 in the current command generation unit 11 with a second current.
- the current command generated by the command generation unit 112 is selected.
- the d-axis interference voltage ⁇ * Ld * Id is increased due to the energization of the d-axis current (weakened field current) Id derived by the equations (9) to (11).
- the control unit 1 controls the d-axis current based on the voltage utilization rate from the inverter 3 without changing the output torque of the motor 2.
- the output AC voltage is changed so that the absolute voltage value
- the voltage utilization rate which is the ratio of the AC voltage to the DC voltage
- the voltage utilization rate is changed by energizing the d-axis current (weakened field current).
- d-axis current weakened field current
- the voltage command is input in the voltage command non-settable area NG (V1 to V2) before boosting.
- the voltage command non-settable area NG V1'to V2'
- the voltage utilization rate may be changed by stepping down the battery voltage E instead of stepping it up.
- FIG. 12 shows the voltage command after the motor rotation speed is changed.
- the non-interference term (j ⁇ LdId, j ⁇ LqIq) and the induced voltage term ( ⁇ * Ke) change and the line voltage. Reduce the effective value.
- the voltage utilization rate changes and the eddy current loss can be reduced.
- the various methods for changing the voltage utilization rate described above may be used alone or in combination of two or more. In this embodiment, an arbitrary method can be adopted to achieve a desired voltage utilization rate.
- does not fall within the predetermined range, and the harmonic voltage twice the switching frequency is reduced.
- the eddy current loss of the rotor magnet can be reduced, and the continuous rating of the motor used in an environment-friendly vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle can be improved. That is, the torque of the motor required for continuous running such as running on a slope at high speed can be improved.
- the output of the motor can be improved and the output of the motor control device can be increased even when a permanent magnet synchronous motor having the same physique as the conventional one is used. Further, by using this motor control device, there is an effect equivalent to that the demagnetization strength of the magnet is increased, the amount of magnet used can be reduced, and the cost of the motor control device can be reduced.
- FIG. 13 is a configuration diagram of a motor drive device 61 having a motor control device according to the present embodiment.
- the same parts as those of the motor drive device 6 according to the first embodiment shown in FIG. 1 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
- This embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 1 in that the coil temperature sensor 53 of the stator is mounted on the motor 2.
- the coil temperature of the stator of the motor 2 may be estimated based on the temperature dependence of the induced voltage by the equation (3) or the like.
- the coil temperature Tcoil is input to the control unit 1 from the coil temperature sensor 53.
- the control unit 1 constantly monitors whether the coil temperature of the stator exceeds a predetermined temperature.
- FIG. 14 is a block diagram of the current command generation unit 11 in this embodiment.
- the same parts of the block diagram of the current command generation unit 11 shown in FIG. 8 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
- the coil temperature Tcoil is input to the current command selection unit 113.
- FIG. 15 is a flowchart showing the operation of the control unit 1 in the present embodiment.
- the control unit 1 repeats the operation shown in the flowchart of FIG. 15 at regular intervals.
- step S102 of FIG. 15 the control unit 1 determines whether the magnet temperature Tmag is equal to or lower than a predetermined value. If the magnet temperature Tmag is equal to or less than the predetermined value, it is determined in the next step S103 whether the coil temperature Tcoil is equal to or less than the predetermined value. If the coil temperature Tcoil is less than or equal to the predetermined value, the process ends without doing anything. When it is determined in step S103 that the coil temperature Tcoil is higher than a predetermined value, the current amplitude is lowered in the next step S104 in order to reduce the coil loss proportional to the square of the resistance and the current.
- the d-axis current command Id * is such that the current amplitude is smaller than the values of the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * that are output when the coil temperature Tcoil is equal to or less than a predetermined value. And the value of the q-axis current command Iq * is changed. As a result, the drive of the motor 2 is controlled so that the output torque of the motor 2 is smaller than the input torque command.
- step S102 If it is determined in step S102 that the magnet temperature Tmag exceeds a predetermined value, the process proceeds to step S105 to determine whether the coil temperature Tcoil is equal to or less than the predetermined value.
- the current command generation source selected by the current command selection unit 113 and output from the control unit 1 is used to generate the current command for normal operation.
- the 1 current command generation unit 111 is switched to the second current command generation unit 112 that reduces the magnet eddy current loss. As a result, the current amplitude increases while the output torque remains constant.
- step S105 When it is determined in step S105 that the coil temperature Tcoil is higher than a predetermined value, in the next step S107, the current amplitude is increased in the same manner as in step S104 in order to reduce the coil loss proportional to the square of the resistance and the current. By lowering it, the output torque of the motor 2 is reduced more than the input torque command.
- FIG. 16 is a time chart of the control unit 1 in this embodiment.
- 16 (A) shows the d-axis current Id, the q-axis current Iq, the d-axis current command Id *, and the q-axis current command Iq *
- FIG. 16 (B) shows the absolute current value
- FIG. 16 (C) shows the output torque T and torque command T * of the motor 2
- FIG. 16 (D) shows the rotor magnet temperature flag
- FIG. 16 (E) shows the coil temperature flag.
- the horizontal axis is the time change.
- the rotor magnet temperature flag and the coil temperature flag are both 0 from the first time 0 to time A, and this period is shown in FIG. 16 (D).
- the output of the first current command generation unit 111 is used.
- the magnet temperature exceeds a predetermined temperature from time A to time B
- the rotor magnet temperature flag becomes 1, and the output of the second current command generation unit 112 is used during this period.
- is increased, and as shown in FIG. 16C, the torque command and the torque output in the steady state are not changed.
- the output motor torque does not change, so that the influence on vehicle vibration and noise can be reduced as much as possible.
- the rotor temperature flag becomes 0, and after time B, the output of the first current command generation unit 111 is used. At this time as well, the torque command and the torque output in the steady state should not be changed.
- both demagnetization of the magnet and temperature rise of the coil can be prevented, and the motor 2 can be prevented as in the first embodiment.
- the continuous rating can be improved. As a result, it is possible to improve the torque required for continuous running such as running on a slope at high speed in an environment-friendly vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle. Further, even if the rotor magnet temperature exceeds a predetermined temperature, the output motor torque can generate a current command that does not change, so that the influence on vehicle vibration and noise can be reduced as much as possible.
- FIG. 17 is a configuration diagram of a motor drive device 62 having a motor control device according to the present embodiment.
- the same parts as those of the motor drive device 61 according to the second embodiment shown in FIG. 13 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
- This embodiment is different from the second embodiment shown in FIG. 13 in that a temperature sensor 34 for detecting the module temperature of the inverter 3 is mounted.
- the temperature sensor 34 is provided in the inverter 3 and detects, for example, the temperature of each switching element of the inverter circuit 31 as the module temperature of the inverter 3.
- the module temperature of the inverter 3 may be estimated based on the drive signal of the switching element or the like.
- the module temperature Tmod is input to the control unit 1 from the temperature sensor 34.
- the control unit 1 constantly monitors whether the module temperature Tmod of the inverter 3 exceeds a predetermined temperature.
- FIG. 18 is a block diagram of the current command generation unit 11 in the present embodiment.
- the same parts of the block diagram of the current command generation unit 11 shown in FIG. 14 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
- the module temperature Tmod is input to the current command selection unit 113.
- FIG. 19 is a flowchart showing the operation of the control unit 1 in the present embodiment.
- the control unit 1 repeats the operation shown in the flowchart of FIG. 19 at regular intervals.
- step S201 of FIG. 19 the control unit 1 determines whether the module temperature Tmod of the inverter 3 is equal to or lower than a predetermined value. If it is determined that the module temperature Tmod is equal to or lower than the predetermined value, the process proceeds to step S202.
- step S202 of FIG. 19 the control unit 1 determines whether the magnet temperature Tmag is equal to or lower than a predetermined value. If the magnet temperature Tmag is equal to or less than the predetermined value, it is determined in the next step S203 whether the coil temperature Tcoil is equal to or less than the predetermined value. If the coil temperature Tcoil is less than or equal to the predetermined value, the process ends without doing anything. When it is determined in step S203 that the coil temperature Tcoil is higher than a predetermined value, the current amplitude is lowered in the next step S204 in order to reduce the coil loss proportional to the square of the resistance and the current.
- step S202 If it is determined in step S202 that the magnet temperature Tmag exceeds a predetermined value, the process proceeds to step S205 to determine whether the coil temperature Tcoil is equal to or less than the predetermined value.
- the current command generation source selected by the current command selection unit 113 and output from the control unit 1 is used to generate the current command for normal operation.
- the 1 current command generation unit 111 is switched to the second current command generation unit 112 that reduces the magnet eddy current loss. As a result, the current amplitude increases while the output torque remains constant.
- step S207 When it is determined in step S205 that the coil temperature Tcoil is higher than a predetermined value, in the next step S207, the current amplitude is increased in the same manner as in step S204 in order to reduce the coil loss proportional to the square of the resistance and the current. By lowering it, the output torque of the motor 2 is reduced more than the input torque command.
- step S211 it is determined whether the magnet temperature Tmag is equal to or lower than a predetermined value. If the magnet temperature Tmag is equal to or less than the predetermined value, the process proceeds to step S212, and it is determined whether the coil temperature Tcoil is equal to or less than the predetermined value. If the coil temperature Tcoil is equal to or less than a predetermined value, the switching frequency fc is lowered within the range represented by the following equation (13) in step S213. If the switching frequency fc does not satisfy the equation (13), the rotation speed of the motor is reduced so that the equation (13) is satisfied.
- the switching frequency fc is 9 times or more the motor fundamental wave frequency determined by the rotation speed and the number of poles of the motor 2. fc ⁇ 9 * (motor rotation speed) / 60 * (pole logarithm) ⁇ ⁇ ⁇ (13)
- step S212 If it is determined in step S212 that the coil temperature Tcoil is higher than the predetermined value, that is, if the magnet temperature Tmag is equal to or less than the predetermined value and the coil temperature Tcoil is higher than the predetermined value, the equation (13) is set in step S214.
- the switching frequency fc is lowered and the current amplitude is lowered to reduce the output torque of the motor 2. By reducing the current amplitude and the switching frequency fc in this way, it is possible to operate while protecting both the stator coil of the motor 2 and the switching element of the inverter 3.
- step S215 determines whether the coil temperature Tcoil is equal to or lower than the predetermined value. If the coil temperature Tcoil is equal to or less than a predetermined value, in step S216, the switching frequency fc is lowered within the range of the equation (13), and the current command selected by the current command selection unit 113 and output from the control unit 1 is used.
- the generation source is changed from the first current command generation unit 111 that generates the current command for normal operation to the second current command generation unit 112.
- the switching frequency fc decreases, the amplitude of the harmonic current 1 times and 2 times the switching frequency increases in inverse proportion. Therefore, the switching frequency fc is lowered and the torque command is lowered within the range of the equation (13) to reduce the current amplitude. If the equation (13) is not satisfied, the rotation speed of the motor 2 is reduced so that the equation (13) is satisfied.
- step S215 If it is determined in step S215 that the coil temperature Tcoil is higher than the predetermined value, the process proceeds to step S217. That is, when the magnet temperature Tmag is higher than the predetermined value and the coil temperature Tcoil is higher than the predetermined value, in step S217, the switching frequency fc is lowered and the torque command is lowered within the range of the equation (13), and the current is reduced. Reduce the amplitude. If the equation (13) is not satisfied, the rotation speed of the motor is reduced so that the equation (13) is satisfied.
- the torque command of the motor 2 is controlled as zero and eventually. The drive is continued so that the restriction can be resolved.
- both magnet demagnetization and coil abnormality can be prevented, as in the first embodiment.
- the continuous rating of the motor 2 can be improved. As a result, it is possible to improve the torque required for continuous running such as running on a slope at high speed in an environment-friendly vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle. Further, even if the rotor magnet temperature exceeds a predetermined temperature, the output torque of the motor 2 can generate a current command that does not change and is output, so that the influence on vehicle vibration and noise is minimized. be able to.
- FIG. 20 is an external perspective view of the mechatronics integrated unit 71 according to the fourth embodiment.
- the mechanical / electrical integrated unit 71 includes motor driving devices 6, 61 or 62 (control unit 1, motor 2 and inverter 3) described in the first to third embodiments.
- the motor 2 and the inverter 3 are connected by a coupling portion 713 via a bus bar 712.
- the output of the motor 2 is transmitted to the differential gear (not shown) via the gear 711 and to the axle.
- the control unit 1 is not shown in FIG. 20, the control unit 1 can be arranged at an arbitrary position.
- the feature of this mechanical / electrical integrated unit 71 is the structure in which the motor 2, the inverter 3, and the gear 711 are integrated. Due to the structure of the mechanical / electrical integrated unit 71, the magnet temperature of the rotor of the motor 2, the coil temperature of the stator of the motor 2, and the module temperature of the inverter 3 are deteriorated by the heat generated by the motor 2, the inverter 3, and the gear 711. However, by controlling the drive of the motor 2 by using the control unit 1 described in the first to third embodiments, it is possible to prevent the magnet temperature of the rotor from rising, improve the continuous rated torque, and reduce the size. A mechanical and electrical integrated unit can be realized.
- FIG. 21 is a configuration diagram of the generator system 72 according to the fifth embodiment.
- the generator system 72 includes a motor drive device 6, an engine system 721 connected to the motor 2, and an engine control unit 722.
- the configuration of the motor drive device 6 is the same as that shown in FIG. 1 shown in the first embodiment, and the same parts are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
- the engine system 721 is instructed by the engine control unit 722, and normally, the engine system 721 is constantly rotated at the most efficient rotation speed of the engine system 721. However, if the voltage command at that number of revolutions is NG in the voltage command unsettable region, magnet eddy current loss may occur and the magnet may be demagnetized in the worst case. Therefore, by using the motor drive device described in the first to third embodiments, it is possible to prevent the magnet temperature of the rotor from rising and change the engine speed even when the magnet temperature is high.
- FIG. 9 shows the voltage command before the motor rotation speed is changed
- FIG. 12 shows the voltage command after the motor rotation speed is changed.
- the electric angular frequency of the motor of FIG. 9 is ⁇
- the electric angular frequency of the motor of FIG. 12 is ⁇ 1.
- These electrical angular frequencies have a relationship of ⁇ > ⁇ 1.
- the non-interference term (j * ⁇ 1 * Ld * Id, j * ⁇ 1 * Lq * Iq) and the induced voltage term ( ⁇ 1 * Ke) become smaller, so that the absolute voltage value
- the effective line voltage value is lowered, the voltage utilization rate is lowered, the equations (9) to (10) are not satisfied, and the eddy current loss can be reduced.
- the motor drive device 6 has been described as a representative, but the effect can also be obtained by using the motor drive device 61 (second embodiment) or the motor drive device 62 (third embodiment).
- FIG. 22 is a configuration diagram of the boost converter system 73 in the sixth embodiment.
- the boost converter system 73 includes a motor drive device 6, and the boost converter 74 boosts a DC voltage of a high-voltage battery 5 or the like to a desired voltage.
- the configuration of the motor drive device 6 is the same as that shown in FIG. 1 shown in the first embodiment, and the same parts are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
- the boost converter 74 connects the switching elements 743 and 744 in series, and the high-voltage battery 5 is connected to the intermediate connection point of the switching elements 743 and 744 connected in series via the reactor 742. Further, the capacitor 741 is connected in parallel with the high voltage battery 5.
- the switching elements 743 and 744 are diode-connected.
- the boost converter 74 is given a command by the control unit 1, and is boosted to the most efficient DC voltage of the boost converter system 73. However, if the voltage command at the DC voltage is NG in the voltage command unsettable region, magnet eddy current loss may occur and the magnet may be demagnetized in the worst case.
- the boost converter 74 by changing the DC voltage, the voltage utilization rate, which is the ratio between the DC voltage and the effective line voltage value, can be freely changed. To reduce the magnet vortex current loss. This example will be described with reference to FIGS. 9 and 11.
- FIG. 9 shows a voltage command when the DC voltage is not changed by the boost converter 74
- FIG. 11 shows a voltage command when the DC voltage is changed by the boost converter.
- the voltage utilization rate which is the ratio of the DC voltage and the effective value of the line voltage.
- the voltage command was entered in the voltage command non-settable area NG (V1 to V2), but in FIG. 11 after boosting, the voltage command non-settable area NG (V1'to V2') changed.
- the voltage command is not input, and the eddy current loss can be reduced.
- the desired output can be maintained by preventing the rotor magnet temperature from rising and changing the boost voltage of the boost converter 74 even when the magnet temperature is high, which is suitable for environments such as hybrid vehicles and electric vehicles. You can continue to drive the car.
- the motor drive device 6 has been described as a representative, but the motor drive device 61 (second embodiment) and the motor drive device 62 have been described as representatives. The effect can also be obtained by using (third embodiment).
- FIG. 23 is a configuration diagram of an electric vehicle system according to the present embodiment.
- the hybrid vehicle system has a power train in which the motor 2 is applied as a motor / generator, and travels by using the rotational driving force of the motor 2.
- the system is not limited to the hybrid vehicle system, and may be an electric vehicle system.
- the motor 2, the inverter 3, the high-voltage battery 5, and the like are the same as the motor drive device in the first to third embodiments.
- a front wheel axle 801 is rotatably supported on the front portion of the vehicle 800 of the hybrid vehicle, and front wheels 802 and 803 are provided at both ends of the front wheel axle 801.
- a rear wheel axle 804 is rotatably supported at the rear portion of the vehicle 800, and rear wheels 805 and 806 are provided at both ends of the rear wheel axle 804.
- a differential gear 811 which is a power distribution mechanism is provided in the central portion of the front wheel axle 801 to distribute the rotational driving force transmitted from the engine 810 via the transmission 812 to the left and right front wheel axles 801. ing.
- the engine 810 and the motor 2 are mechanically connected with a pulley a provided on the crankshaft of the engine 810 and a pulley b provided on the rotating shaft of the motor 2 via a belt.
- the rotational driving force of the motor 2 can be transmitted to the engine 810, and the rotational driving force of the engine 810 can be transmitted to the motor 2.
- the three-phase AC power controlled by the inverter 3 is supplied to the coil of the stator, so that the rotor rotates and a rotational driving force corresponding to the three-phase AC power is generated.
- the motor 2 is controlled by the inverter 3 and operates as an electric motor
- the rotor rotates in response to the rotational driving force of the engine 810, so that an electromotive force is induced in the coil of the stator to generate three-phase AC power. Operates as a generator to generate.
- the inverter 3 is a power conversion device that converts DC power supplied from a high-voltage battery 5 which is a high-voltage (42V or 300V) power supply into three-phase AC power, and corresponds to the magnetic pole position of the rotor according to an operation command value. It controls the three-phase alternating current flowing through the stator coil of the motor 2.
- the three-phase AC power generated by the motor 2 is converted into DC power by the inverter 3 to charge the high-voltage battery 5.
- the high-voltage battery 5 is electrically connected to the low-voltage battery 823 via a DC-DC converter 824.
- the low-voltage battery 823 constitutes a low-voltage (14V) system power supply for the vehicle 800, and is used as a power source for a starter 825, a radio, a light, etc. that initially starts (cold start) the engine 810.
- the engine 810 When the vehicle 800 is in a stopped state (idle stop mode) such as waiting for a traffic light, the engine 810 is stopped, and when the engine 810 is restarted (hot start) when the vehicle reoccurs, the motor 2 is driven by the inverter 3 and the engine 810 is driven. To start.
- the idle stop mode when the charge amount of the high-voltage battery 5 is insufficient, or when the engine 810 is not sufficiently warm, the engine 810 is not stopped and the operation is continued. Further, in the idle stop mode, it is necessary to secure a drive source for auxiliary machinery such as an air conditioner compressor that uses the engine 810 as a drive source. In this case, the motor 2 is driven to drive the accessories.
- the motor 2 is driven to assist the driving of the engine 810, and the vehicle 800 is driven.
- the engine 810 generates the motor 2 to charge the high-voltage battery 5. That is, regeneration is performed when the vehicle 800 is braked or decelerated.
- the line voltage effective value and the DC voltage By changing the step-up system) and the motor rotation speed (in the case of an engine generator), the absolute voltage value does not fall within a predetermined range, and a harmonic voltage twice the switching frequency is not generated.
- the eddy current loss of the rotor magnet can be reduced, and the continuous rating of the motor used in an environment-friendly vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle can be improved. That is, the torque required for continuous running such as running on a slope at high speed can be improved.
- each configuration (FIGS. 2 and 3) in the control unit 1 may realize the function of each configuration by a CPU and a program, regardless of the configuration by hardware.
- each configuration in the control unit 1 is realized by a CPU and a program, there is an advantage that the cost can be reduced because the number of hardware is reduced.
- FIGS. 15 and 19 are flowcharts showing the operation of the control unit 1, and the program shown in this flowchart can be executed by a computer including a CPU, a memory, and the like. All processing or some processing may be realized by a hard logic circuit. Further, this program can be provided by being stored in a storage medium of the motor control device in advance.
- the program can be stored and provided in an independent storage medium, or the program can be recorded and stored in the storage medium of the motor control device by a network line. It may be supplied as a computer-readable computer program product in various forms such as a data signal (carrier wave).
- the control unit 1 is connected to an inverter 3 that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage to drive the motor 2, and outputs a pulse width modulation signal to the inverter 3. By doing so, the drive of the motor 2 is controlled.
- the control unit 1 controls the d-axis current in the motor 2 based on the ratio of the AC voltage to the DC voltage. As a result, the output of the motor 2 can be improved while reducing the eddy current loss of the magnet installed in the motor 2 and avoiding the irreversible demagnetization of the magnet.
- the control unit 1 is connected to an inverter 3 that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage to drive the motor 2, and outputs a pulse width modulation signal to the inverter 3 to output the motor. Control the drive of 2.
- the control unit 1 acquires the magnet temperature of the rotor of the motor 2, the coil temperature of the stator of the motor 2, and the module temperature of the inverter 3, and at least one of the acquired magnet temperature, coil temperature, and module temperature. When one exceeds a predetermined temperature set in advance, at least one of the current flowing through the motor 2 and the switching frequency of the inverter 3 is changed. As a result, the output of the motor 2 can be improved while reducing the eddy current loss of the magnet installed in the motor 2 and avoiding the irreversible demagnetization of the magnet.
- the motor control devices 6, 61, 62 are connected to an inverter 3 that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage to drive the motor 2, and outputs a pulse width modulation signal to the inverter 3 to output the pulse width modulation signal to the motor 2.
- the AC voltage is changed based on the ratio of the AC voltage to the DC voltage.
- the output of the motor 2 can be improved while reducing the eddy current loss of the magnet installed in the motor 2 and avoiding the irreversible demagnetization of the magnet.
- the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other embodiments that can be considered within the scope of the technical idea of the present invention are also included within the scope of the present invention as long as the features of the present invention are not impaired. .. Further, the configuration may be a combination of the plurality of embodiments described above.
- Absolute value of current command Ke ... Induced voltage constant, T * ... Torque command, Vd * ... d-axis voltage command, Vq * ... q-axis voltage command, Vu * ... U-phase voltage command value, Vv * ... V-phase voltage command value, Vw * ... W-phase voltage command value, V1 ... Lower limit voltage of voltage command non-settable area NG, V2 ... Upper limit voltage of voltage command non-settable area NG, ⁇ ... Rotation position, ⁇ r ... Electric angle frequency, Tmag ... Magnet temperature, Tcoil ... Coil temperature , Tmod... Module temperature of switching element.
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Abstract
従来では、スイッチング周波数の向上などの変更が伴う場合、インバータのスイッチング損失が増大する課題がある。 第1電流指令生成部111にはバッテリ電圧Eとトルク指令T*が入力される。第2電流指令生成部112には、バッテリ電圧Eと、トルク指令T*と、線間電圧実効値をバッテリ電圧(直流電圧)で除した電圧利用率とが入力される。電流指令選択部113には、ロータ磁石の磁石温度Tmagが入力され、通常動作では第1電流指令生成部111から出力された電流指令を選択し、一方、磁石温度が所定の値を超過した場合は第2電流指令生成部112を選択する。第2電流指令生成部112は、電圧利用率0.3~0.4とならないようにしている。
Description
本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、および電動車両システムに関する。
電気自動車やハイブリッド自動車に用いられる駆動用のモータは大出力および高トルク応答が求められる。そのため、強力なエネルギーを保持する希土類の焼結磁石を用いた永久磁石式回転電機(以下、モータと称する)をインバータで駆動することが一般的に行われている。インバータは、PWM(パルス幅変調)制御によって、直流電源からの直流電圧を任意の電圧・周波数の線間電圧(交流電圧)に変換し、モータを可変速駆動している。例えば、電気自動車での使用を考えた場合、市街地走行ではモータは比較的小さい負荷側に集中し、追い越しや合流時の加速および高速道路の走行では大きい負荷側で高出力が必要となり、さらに勾配の急な登坂では低速で大トルクが必要となる。このように電気自動車用のモータでは走行状態に応じてモータの負荷は頻繁に変化し、モータの発熱量も変化するため、モータは温度変化を続ける。そして、モータの磁石温度が高温で、弱め磁束電流が所定の電流以上通電すると、永久磁石が元の磁束を発生しなくなる不可逆減磁が発生してしまう。1つのモータ制御装置しか設けられていない電気自動車の場合、モータ制御装置に搭載してあるモータが減磁すると、走行の制御が困難となる。
特許文献1では、モータの永久磁石の温度が高温になったときに、インバータのスイッチング周波数を大きくし、スイッチング周波数に起因した高調波電圧や電流リプルを低減するモータ駆動システムが提案されている。これにより、スイッチング周波数を向上させることで、高調波電圧や電流を低減して、渦電流損失やヒステリシス損失を低減している。
特許文献1に記載の技術では、スイッチング周波数の向上などの変更が伴う場合、インバータのスイッチング損失が増大する課題がある。
本発明によるモータ制御装置は、直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、前記三相同期電動機の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記三相同期電動機におけるd軸電流を制御する。
本発明によるモータ制御装置は、直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、前記三相同期電動機の回転子の磁石温度と、前記三相同期電動機の固定子のコイル温度と、前記電力変換器のモジュール温度とを取得し、取得した前記磁石温度、前記コイル温度、および前記モジュール温度の少なくともいずれか一つが、予めそれぞれに定められた所定の温度を超過した場合に、前記三相同期電動機に流れる電流および前記電力変換器のスイッチング周波数の少なくともいずれか一つを変更する。
本発明によるモータ制御装置は、直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、前記三相同期電動機の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記交流電圧を変化させる。
本発明によるモータ制御装置は、直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、前記三相同期電動機の回転子の磁石温度と、前記三相同期電動機の固定子のコイル温度と、前記電力変換器のモジュール温度とを取得し、取得した前記磁石温度、前記コイル温度、および前記モジュール温度の少なくともいずれか一つが、予めそれぞれに定められた所定の温度を超過した場合に、前記三相同期電動機に流れる電流および前記電力変換器のスイッチング周波数の少なくともいずれか一つを変更する。
本発明によるモータ制御装置は、直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、前記三相同期電動機の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記交流電圧を変化させる。
本発明によれば、モータに設置されている磁石の渦電流損失を低減し、磁石の不可逆減磁を回避しながら、モータの出力を向上することができる。
[第1の実施形態] 図1は、本実施形態におけるモータ制御装置を有するモータ駆動装置6の構成図である。
モータ駆動装置6は、制御部1、モータ2、インバータ3、高圧バッテリ5、電流検出部7、回転位置検出器8を有している。
モータ駆動装置6は、制御部1、モータ2、インバータ3、高圧バッテリ5、電流検出部7、回転位置検出器8を有している。
制御部1には、回転位置検出器8からモータ2の回転位置θが、またモータ2から磁石温度Tmagが入力され、さらに電流検出部7から三相の交流電流Iu、Iv、Iwが、図示省略した上位制御装置よりトルク指令T*が入力される。制御部1は、これらの入力情報を基に、パルス幅変調信号を生成し、インバータ3へ出力する。これにより、インバータ3の動作を制御し、モータ2の駆動を制御する。
インバータ3は、直流電圧をスイッチング素子Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swnを用いて交流電圧に相互に変換するインバータ回路31と、制御部1から入力されるパルス幅変調信号に基づいてインバータ回路31にゲート駆動信号を出力するゲート駆動信号出力部32と、直流電力を平滑化する平滑キャパシタ33と、を有している。インバータ3は、直流電圧を交流電圧に相互に変換する電力変換器である。
高圧バッテリ5は、モータ駆動装置6の直流電圧源であり、その電圧は充電状態に応じて大きく変動する。高圧バッテリ5のバッテリ電圧Eは、インバータ3のインバータ回路31とゲート駆動信号出力部32によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ2に印加される。
モータ2は、インバータ3からの線間電圧(三相交流電圧)の供給により回転駆動される三相同期電動機である。モータ2は、例えば、永久磁石式回転電機であり、ロータ磁石としてネオジム磁石等の永久磁石がロータに設置されている。モータ2には、モータ2の誘起電圧の位相に合わせて三相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ51が取り付けられている。回転位置検出器8は、回転位置センサ51の入力信号からロータの回転位置θを演算すると共に、モータ回転速度ωrを演算する。ここで、回転位置センサ51には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、GMRセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであってもよい。また、回転位置θをモータ2の三相電流や三相電圧を用いて推定してもよい。
モータ2には、モータ2のロータ磁石の減磁を抑制する観点からロータ磁石の磁石温度Tmagを検出する温度センサ52が設けられる。なお、磁石温度推定部を設け、モータ2が回転することで誘起される誘起電圧の温度依存性を用いてロータ磁石の磁石温度Tmagを推定しても良いし、熱回路網を用いて推定しても良い。
以下、式(1)~(3)を用いてロータ磁石の磁石温度の推定手法の一例を示す。式(1)式(2)はモータのdq軸電圧方程式を示している。式(1)式(2)において、巻線抵抗R、電気角周波数ω、dq軸インダクタンスLdおよびLq、は温度に対してほぼ不変と見なせる。一方、dq軸電圧VdおよびVq、dq軸電流IdおよびIqは変動パラメータであるものの、dq軸電流はモータの三相電流から回転子位置を用いて演算することで、dq軸電圧は電圧指令値より演算することで導出できる。
Vd=R*Id-ω*Lq*Iq ・・・(1)
Vq=R*Iq+ω*Ld*Id+ω*Ke ・・・(2)
ここで、Vd、Vqはdq軸電圧、Id、Iqはdq軸電流、Ld、Lqはdq軸インダクタンス、ωは電気角周波数、Keは誘起電圧定数、Rは巻線抵抗である。
Vd=R*Id-ω*Lq*Iq ・・・(1)
Vq=R*Iq+ω*Ld*Id+ω*Ke ・・・(2)
ここで、Vd、Vqはdq軸電圧、Id、Iqはdq軸電流、Ld、Lqはdq軸インダクタンス、ωは電気角周波数、Keは誘起電圧定数、Rは巻線抵抗である。
式(3)はロータ磁石温度による誘起電圧の温度依存性を示している。通常温度T_nomiから温度が変動すると、それに伴って誘起電圧が線形に変動することが分かる。
Ke=Ke_nomi+(T-T_nomi)*K ・・・(3)
ここで、Ke_nomiは通常温度の誘起電圧定数、Tはロータ温度、T_nomiはロータの通常温度、Kは誘起電圧の温度依存傾きである。
Ke=Ke_nomi+(T-T_nomi)*K ・・・(3)
ここで、Ke_nomiは通常温度の誘起電圧定数、Tはロータ温度、T_nomiはロータの通常温度、Kは誘起電圧の温度依存傾きである。
続いて、ロータ磁石温度の検出原理について述べる。式(1)式(2)のq軸電圧の方程式において、既知パラメータから誘起電圧定数Keを導出する。この誘起電圧定数Keは温度依存性によって通常温度の誘起電圧定数Ke_nomiと一致しない。式(3)は通常温度の誘起電圧定数Ke_nomi、ロータの通常温度T_nomiが既知であり、これらと誘起電圧定数Keを用いてロータ温度Tを推定できる。
電流検出部7は、モータ2を通電する三相交流電流であるU相交流電流IuとV相交流電流IvとW相交流電流Iwを検出する。ここでは、3つの電流検出器を具備するものを示しているが、電流検出器を2つとし、残る1相は三相電流の和が零であることから算出してもよい。また、インバータ3に流入するパルス状の直流母線電流を平滑キャパシタ33とインバータ3の間に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧として検出し、印加電圧に応じて直流電流を三相電流に再現してもよい。
図2は、図1に示された制御部1のブロック構成図である。図2に示されるように、制御部1は、電流指令生成部11、三相/dq変換部12、電流制御部13、電圧指令生成部14、ゲート信号生成部15、速度算出部16、三角波生成部17を備えている。制御部1は、検出したU相交流電流IuとV相交流電流IvとW相交流電流Iwとトルク指令T*に対応したd軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*に応じて、インバータ3のインバータ回路31を駆動する。
電流指令生成部11は、トルク指令T*とバッテリ電圧Eに基づき、d軸電流値Idとq軸電流値Iqとモータトルクの関係式あるいはマップを用いて、d軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*を決定する。三相/dq変換部12は、検出したU相交流電流IuとV相交流電流IvとW相交流電流Iwを回転位置θに基づいてdq変換することで、モータ2におけるd軸電流値Idとq軸電流値Iqを演算する。
電流制御部13は、d軸電流値Idとd軸電流指令Id*、および、q軸電流値Iqとq軸電流指令Iq*とがそれぞれ一致するように、d軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*を演算する。
電圧指令生成部14は、d軸電圧指令Vd*とq軸電圧指令Vq*を回転位置θに基づいてUVW変換した三相電圧指令値であるU相電圧指令値Vu*、V相電圧指令値Vv*、W相電圧指令値Vw*を演算し、出力する。
ゲート信号生成部15は、電圧指令生成部14の出力であるU相電圧指令値Vu*とV相電圧指令値Vv*とW相電圧指令値Vw*とを、三角波生成部17の出力である三角波(キャリア波)とそれぞれ比較し、パルス状の電圧であるパルス幅変調信号を生成する。
その際、U相電圧指令値Vu*、V相電圧指令値Vv*、W相電圧指令値Vw*に基づいて、上側アームのゲート信号Gup、Gvp、Gwpをそれぞれ生成するとともに、これらのゲート信号Gup、Gvp、Gwpを論理反転させ、下側アームゲート信号Gun、Gvn、Gwnを生成する。そして、生成した各ゲート信号Gup、Gvp、Gwp、Gun、Gvn、Gwnを、パルス幅変調信号としてインバータ3へ出力する。速度算出部16は、回転位置θの時間変化から電気角周波数ωrを演算する。
その際、U相電圧指令値Vu*、V相電圧指令値Vv*、W相電圧指令値Vw*に基づいて、上側アームのゲート信号Gup、Gvp、Gwpをそれぞれ生成するとともに、これらのゲート信号Gup、Gvp、Gwpを論理反転させ、下側アームゲート信号Gun、Gvn、Gwnを生成する。そして、生成した各ゲート信号Gup、Gvp、Gwp、Gun、Gvn、Gwnを、パルス幅変調信号としてインバータ3へ出力する。速度算出部16は、回転位置θの時間変化から電気角周波数ωrを演算する。
次に、本実施形態の特徴である電流指令生成部11を説明する前に本実施形態に至った経緯について述べる。図3は、モータを連続定格で駆動したときのバッテリ電圧Eとロータ磁石温度の関係を示す表である。
図3に示すように、交流電圧、モータ2の回転数、トルク指令、dq軸電流指令などは同一であるが、バッテリ電圧Eが280V、350V、420Vと異なっている。図3から分かるように、バッテリ電圧Eによってロータ磁石温度が大きく異なり、最大で65℃異なる。電流条件等が同一であるため、固定子側の固定子温度はほとんど変化がない。本実施形態に至った経緯は、モータ2の自動車用途ならではの事象である200Vから400Vまでの広いバッテリ電圧Eの電圧範囲に起因している。
続いて、磁石温度がバッテリ電圧によって変化する理由を図4~図7と前述した式(1)式(2)を用いて述べる。式(1)式(2)は定常状態における自動車用途で用いられる永久磁石同期モータの電圧方程式である。
式(1)式(2)より、モータ2の回転数と、トルク指令T*に応じて電流指令生成部11により決定されるdq軸電流指令Id*、Iq*とがそれぞれ同一であり、バッテリ電圧Eのみが異なる場合、インバータ3がモータ2へ出力する線間電圧(三相交流電圧)は変化しないことが分かる。
一方で、線間電圧実効値をバッテリ電圧E(直流電圧)で除した電圧利用率は、バッテリ電圧Eによって大きく変化する。式(4)に電圧利用率の定義式を示す。なお、式(4)で定義される電圧利用率は、バッテリ電圧Eに対するモータ2の線間電圧の比、すなわち、インバータ3によって交流電圧に変換される前の直流電圧に対する変換後の交流電圧の比を表している。
電圧利用率=(線間電圧実効値)/(直流電圧) ・・・(4)
式(5)に式(4)で用いる線間電圧実効値の定義式を示す。
線間電圧実効値=√(3/2)*√(Vd^2+Vq^2)・・・(5)
ここで、Vd、Vqはdq軸電圧(相対変換)である。
電圧利用率=(線間電圧実効値)/(直流電圧) ・・・(4)
式(5)に式(4)で用いる線間電圧実効値の定義式を示す。
線間電圧実効値=√(3/2)*√(Vd^2+Vq^2)・・・(5)
ここで、Vd、Vqはdq軸電圧(相対変換)である。
図4(A)~(C)は、バッテリ電圧Eを200V、300V、400VとしたときのU相電圧と基本波成分を示すグラフである。図4(A)は、バッテリ電圧Eが200V、電圧利用率が0.61の場合のU相電圧と基本波成分を示す。図4(B)は、バッテリ電圧Eが300V、電圧利用率が0.41の場合のU相電圧と基本波成分を示す。図4(C)は、バッテリ電圧Eが400V、電圧利用率が0.31の場合のU相電圧と基本波成分を示す。
図4(A)~(C)で基本波成分(太線)は変わらないものの、パルス電圧の波高値と刻み幅は変化している。図4(A)は刻み幅が大きく、波高値は小さいのに対して、図4(C)は刻み幅が小さく、波高値は大きい。
図5は、インバータ3から出力される線間電圧の高調波成分のリプル振幅を示すグラフである。横軸は周波数、縦軸は電圧である。
パルス電圧の波高値と刻み幅が異なると、インバータ3から出力される線間電圧の高調波成分のリプル振幅は図5に示すように変化する。図5では代表として、インバータ回路31の各スイッチング素子をスイッチング動作させるときのスイッチング周波数の1倍成分と2倍成分を表記しているが、それ以外にも3、4、5、6、・・・と倍数成分が発生する。なお、上記のスイッチング周波数は、制御部1において三角波生成部17により生成されるキャリア波の周波数に相当する。本実施形態では、この高調波電圧のリプル振幅が電圧利用率によって変化することに着目し、それが磁石の渦電流損失に大きく寄与することを用いている。
図6は、高調波電圧によって変化するリプル振幅を示すグラフである。横軸は電圧利用率、縦軸はリプル電圧である。
図6のグラフaはモータ基本周波数f1を示し、グラフbはVh(fc+/-4f1)を示し、グラフcはVh(fc+/-2f1)を示し、グラフdはVh(2fc+/-f1)を示す。ここで、fcはスイッチング周波数(キャリア波の周波数)、Vhは高調波電圧である。
図6より、太実線のグラフdで示すスイッチング周波数の2倍の成分(2fc+/-f1)は電圧利用率が0.3~0.4の間で最大となることが分かる。
図6のグラフaはモータ基本周波数f1を示し、グラフbはVh(fc+/-4f1)を示し、グラフcはVh(fc+/-2f1)を示し、グラフdはVh(2fc+/-f1)を示す。ここで、fcはスイッチング周波数(キャリア波の周波数)、Vhは高調波電圧である。
図6より、太実線のグラフdで示すスイッチング周波数の2倍の成分(2fc+/-f1)は電圧利用率が0.3~0.4の間で最大となることが分かる。
次に、磁石の渦電流損失の発生原理に関して述べる。磁石の渦電流損失は、電圧の印可による磁化力の変動によって材料の内部に誘導起電力が生じてそれにより流れる渦電流で生じるジュール熱である。渦電流損失Weは以下の式(6)で表される。
We∝B^2*f^2 ・・・(6)
ここで、Bは最大磁束密度、fは周波数である。
We∝B^2*f^2 ・・・(6)
ここで、Bは最大磁束密度、fは周波数である。
式(6)より、渦電流損失は磁束密度の変化量の2乗と周波数の2乗が支配的であることが分かる。よって、周波数の2乗で支配的なスイッチング周波数の2倍の成分が小さくなれば、渦電流損失の低減に大きな効果があることが分かる。
図7は、三相電流波形の周波数解析結果を示すグラフである。この図7は、図3に示した条件で数値解析により三相電流波形を計算し、周波数解析した結果を示す。図7(A)は、バッテリ電圧Eが280V、図7(B)は、バッテリ電圧Eが350V、図7(C)は、バッテリ電圧Eが420Vの場合を示す。横軸はスイッチング周波数fcであり、縦軸は電流である。
図7(C)に示すように、バッテリ電圧Eが420Vの場合、電圧利用率が0.3~0.4の間にあるため、スイッチング周波数の2倍成分が大きく、これが図3に示した磁石温度の上昇につながることが初めて解明された。
以上の経緯により、本実施形態では、通常用いる最大トルク/電流制御(MTPA Control:Maximum torque per ampere control)の電流指令とは別に、電圧利用率0.3~0.4を避けるために予め計算された電流指令を用いて駆動する。以下に、本実施形態について詳細に説明する。
図8は電流指令生成部11のブロック図である。
電流指令生成部11は通常動作用の第1電流指令生成部111と、磁石温度低減用の第2電流指令生成部112と、電流指令選択部113によって構成される。第1電流指令生成部111にはバッテリ電圧Eとトルク指令T*が入力される。第2電流指令生成部112には、バッテリ電圧Eと、トルク指令T*と、式(4)に基づいて制御部1で算出された電圧利用率とが入力される。電流指令選択部113には、ロータ磁石の磁石温度Tmagが入力される。電流指令選択部113は、磁石温度Tmagが所定値未満である通常動作では第1電流指令生成部111から出力された電流指令を選択し、一方、磁石温度Tmagが所定の値を超過した場合は第2電流指令生成部112から出力された電流指令を選択する。第2電流指令生成部112は、後述するように電流指令を生成することで、電圧利用率0.3~0.4とならないようにしている。なお、電圧利用率0.3~0.4とならない電圧利用率の範囲は、スイッチング周波数の2倍成分によってロータ磁石温度が大きく上昇する範囲でなければ、自由に変更しても問題ない。
電流指令生成部11は通常動作用の第1電流指令生成部111と、磁石温度低減用の第2電流指令生成部112と、電流指令選択部113によって構成される。第1電流指令生成部111にはバッテリ電圧Eとトルク指令T*が入力される。第2電流指令生成部112には、バッテリ電圧Eと、トルク指令T*と、式(4)に基づいて制御部1で算出された電圧利用率とが入力される。電流指令選択部113には、ロータ磁石の磁石温度Tmagが入力される。電流指令選択部113は、磁石温度Tmagが所定値未満である通常動作では第1電流指令生成部111から出力された電流指令を選択し、一方、磁石温度Tmagが所定の値を超過した場合は第2電流指令生成部112から出力された電流指令を選択する。第2電流指令生成部112は、後述するように電流指令を生成することで、電圧利用率0.3~0.4とならないようにしている。なお、電圧利用率0.3~0.4とならない電圧利用率の範囲は、スイッチング周波数の2倍成分によってロータ磁石温度が大きく上昇する範囲でなければ、自由に変更しても問題ない。
続いて、第2電流指令生成部112における電流指令の生成について説明する。式(7)はモータのトルク式を、式(8)は電流絶対値を示している。本実施形態の対象はd軸インダクタンスとq軸インダクタンスの差異である突極比によって発生するリラクタンストルクを活用できる埋め込み磁石型永久磁石モータである。そのため、トルクTに対するd軸電流Id、q軸電流Iqは、変数が2つあるため複数存在する。
T=p*Ke*Iq+p*(Ld-Lq)*Id*Iq ・・・(7)
|I|=√(Id^2+Iq^2) ・・・(8)
ここで、Id、Iqはdq軸電流、|I|は電流絶対値、Ld、Lqはdq軸インダクタンス、pは極対数、Keは誘起電圧定数である。
T=p*Ke*Iq+p*(Ld-Lq)*Id*Iq ・・・(7)
|I|=√(Id^2+Iq^2) ・・・(8)
ここで、Id、Iqはdq軸電流、|I|は電流絶対値、Ld、Lqはdq軸インダクタンス、pは極対数、Keは誘起電圧定数である。
図9は、従来における電流指令値と電圧の関係を示すベクトル図である。V1は電圧指令設定不可領域NGの下限電圧であり、V2は電圧指令設定不可領域NGの上限電圧である。図9のベクトル図は、d軸(横軸)、q軸(縦軸)において式(1)式(2)を表示したものである。従来は所望のトルクに対して、電流上限値と電圧上限値を超えないように、電流指令値を設計していた。本実施形態では、通常動作領域における電流指令を生成する第1電流指令生成部111では、トルクに対して最小の電流絶対値|I|となるように、d軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*を生成して出力する。
一方で、本実施形態の第2電流指令生成部112は、トルクに対する電圧絶対値|V|(=√(Vd^2+Vq^2))を所定の電圧の範囲とならないようにする。電圧絶対値を計算する際は検出した三相電流をdq変換したd軸電流、q軸電流から式(1)式(2)を用いて計算すればよい。具体的には、第2電流指令生成部112は、トルク指令T*に対応するd軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*の組み合わせを式(7)に従って決定する際に、これらの電流指令に応じた電圧絶対値|V|が式(9)~式(10)の制限内になるようにする。すなわち、第1電流指令生成部111で生成されるdq軸電流指令Id*、Iq*が式(9)、式(10)の条件を満たさない場合には、第2電流指令生成部112において、これらの条件を満たすdq軸電流指令Id*、Iq*を求めることで、本実施形態で使用する電流動作点を導出する。
V1>|V| ・・・(9)
または
V2<|V| ・・・(10)
ここで、V1は電圧指令設定不可領域NGの下限電圧、V2は電圧指令設定不可領域NGの上限電圧である。
V1>|V| ・・・(9)
または
V2<|V| ・・・(10)
ここで、V1は電圧指令設定不可領域NGの下限電圧、V2は電圧指令設定不可領域NGの上限電圧である。
なお、式(9)~式(10)を電圧利用率とバッテリ電圧Eを用いて書くと、式(11)~式(12)となる。
V1>√(2/3)*電圧利用率*(バッテリ電圧E ・・・(11) または
V2<√(2/3)*電圧利用率*(バッテリ電圧E) ・・・(12)
V1>√(2/3)*電圧利用率*(バッテリ電圧E ・・・(11) または
V2<√(2/3)*電圧利用率*(バッテリ電圧E) ・・・(12)
図10は、本実施形態における電流指令値と電圧の関係を示すベクトル図である。
本実施形態において制御部1は、磁石温度Tmagが所定の値を超過すると、電流指令生成部11において、第1電流指令生成部111が生成する通常動作用の電流指令に替えて、第2電流指令生成部112が生成する電流指令を選択する。これにより、図10に示すように、式(9)~式(11)によって導出されたd軸電流(弱め界磁電流)Idの通電に起因して、d軸干渉電圧ω*Ld*Idが増加し、これに応じてq軸電圧Vqが低減することで、電圧絶対値|V|が電圧指令設定不可領域NGから外れる。すなわち、制御部1は、回転子の磁石温度Tmag が所定温度を超えた場合、電圧利用率に基づいて、d軸電流を制御することによって、モータ2の出力トルクを変化させずにインバータ3から出力される交流電圧を変化させ、電圧絶対値|V|が電圧指令設定不可領域NGから外れるようにする。
本実施形態において制御部1は、磁石温度Tmagが所定の値を超過すると、電流指令生成部11において、第1電流指令生成部111が生成する通常動作用の電流指令に替えて、第2電流指令生成部112が生成する電流指令を選択する。これにより、図10に示すように、式(9)~式(11)によって導出されたd軸電流(弱め界磁電流)Idの通電に起因して、d軸干渉電圧ω*Ld*Idが増加し、これに応じてq軸電圧Vqが低減することで、電圧絶対値|V|が電圧指令設定不可領域NGから外れる。すなわち、制御部1は、回転子の磁石温度Tmag が所定温度を超えた場合、電圧利用率に基づいて、d軸電流を制御することによって、モータ2の出力トルクを変化させずにインバータ3から出力される交流電圧を変化させ、電圧絶対値|V|が電圧指令設定不可領域NGから外れるようにする。
本実施形態では、d軸電流(弱め界磁電流)の通電によって、交流電圧と直流電圧との比である電圧利用率を変化させた。しかしながら、電圧利用率を変化させる例はいくつかあり、どの例を用いても良い。以下ではその例を説明する。
まず、直流電圧を変更して対応する例に関して図11を参照して述べる。本例は、バッテリ電圧Eを昇圧して直流電源とするシステムに適しており、所望の交流電圧に対する比である電圧利用率を変化させる。
図11に示すように、昇圧前には電圧指令設定不可領域NG(V1~V2)中に電圧指令が入っている。しかし、昇圧することにより、電圧指令設定不可領域NG(V1’~V2’)が変化することで、電圧指令が電圧指令設定不可領域NG(V1~V2)から外れ、すなわち電圧利用率が変化して渦電流損失を低減できる。なお、バッテリ電圧Eを昇圧するのではなく、降圧することで電圧利用率を変化させてもよい。
図11に示すように、昇圧前には電圧指令設定不可領域NG(V1~V2)中に電圧指令が入っている。しかし、昇圧することにより、電圧指令設定不可領域NG(V1’~V2’)が変化することで、電圧指令が電圧指令設定不可領域NG(V1~V2)から外れ、すなわち電圧利用率が変化して渦電流損失を低減できる。なお、バッテリ電圧Eを昇圧するのではなく、降圧することで電圧利用率を変化させてもよい。
続いて、モータ回転数を変更して対応する例に関して図12を参照して述べる。本例は、エンジンによって所望の電力を得るエンジン発電機システムに適しており、発電機用モータの回転数を自在に制御して、所望の線間電圧実効値に対する比である電圧利用率を自在に制御することが可能となる。図12はモータ回転数変更後の電圧指令を示しており、モータの回転数を変更することで、非干渉項(jωLdId、jωLqIq)と誘起電圧項(ω*Ke)が変化して線間電圧実効値を低減する。これによって、電圧利用率が変化して渦電流損失を低減できる。
なお、上記で説明した電圧利用率を変化させるための各種手法は、単独で用いてもよいし、複数を組み合わせて用いてもよい。本実施形態では、任意の手法を採用して所望の電圧利用率を達成することができる。
なお、上記で説明した電圧利用率を変化させるための各種手法は、単独で用いてもよいし、複数を組み合わせて用いてもよい。本実施形態では、任意の手法を採用して所望の電圧利用率を達成することができる。
本実施形態によれば、磁石温度が所定値を超えた場合でも、電圧絶対値|V|が所定の範囲とならなくなり、スイッチング周波数の2倍の高調波電圧が低減される。その結果、ロータ磁石の渦電流損失を低減でき、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車で使用されるモータの連続定格を向上できる。すなわち、高速での坂道走行などの連続走行においても必要なモータのトルクを向上できる。
さらに、本実施形態によれば、これまでと同等の体格の永久磁石同期モータを使用した場合でもモータの出力を向上でき、モータ制御装置を高出力化できる。更に、本モータ制御装置を使用することで、磁石の減磁耐力が上がったのと同等の効果があり、磁石使用量の削減も可能となり、モータ制御装置のコストも低減できる。
[第2の実施形態] 図13は、本実施形態に係るモータ制御装置を有するモータ駆動装置61の構成図である。図1に示す第1の実施形態に係るモータ駆動装置6と同一の個所には同一の符号を付してその説明を省略する。本実施形態は、図1に示す第1の実施形態に対して、モータ2に固定子のコイル温度センサ53が搭載されている点が相違する。なお、モータ2の固定子のコイル温度は、式(3)等により誘起電圧の温度依存性に基づいて推定してもよい。
図13に示すように、制御部1にはコイル温度センサ53からコイル温度Tcoilが入力される。本実施形態では、制御部1は、固定子のコイル温度が所定の温度を超過しないかを常にモニタしている。
図14は本実施形態における電流指令生成部11のブロック図である。図8に示す電流指令生成部11のブロック図の同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。本実施形態においては、コイル温度Tcoilが電流指令選択部113に入力されている。
図15は、本実施形態における制御部1の動作を示すフローチャートである。制御部1は一定時間ごとに図15のフローチャートで示す動作を繰り返す。
図15のステップS102で、制御部1は磁石温度Tmagが所定値以下であるかを判定する。磁石温度Tmagが所定値以下であれば、次のステップS103において、コイル温度Tcoilが所定値以下であるかを判定する。コイル温度Tcoilが所定値以下であれば、何もせずに処理終了となる。ステップS103で、コイル温度Tcoilが所定値より高いと判定された場合は、抵抗と電流の2乗に比例するコイル損失を低減するために、次のステップS104で、電流振幅を下げるようにする。具体的には、コイル温度Tcoilが所定値以下である場合に出力されるd軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*の値よりも電流振幅が小さくなるように、d軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*の値を変更する。これにより、入力されたトルク指令よりもモータ2の出力トルクを低減するように、モータ2の駆動を制御する。
ステップS102で、磁石温度Tmagが所定値を超えると判定された場合は、ステップS105へ進み、コイル温度Tcoilが所定値以下であるかを判定する。コイル温度Tcoilが所定値以下の場合は、次のステップS106で、電流指令選択部113により選択されて制御部1から出力される電流指令の生成元を、通常動作用の電流指令を生成する第1電流指令生成部111から、磁石渦電流損失を低減する第2電流指令生成部112に切り替える。これにより、出力トルクを一定にしたまま、電流振幅が増大する。
ステップS105で、コイル温度Tcoilが所定値より高いと判定された場合は、抵抗と電流の2乗に比例するコイル損失を低減するために、次のステップS107で、ステップS104と同様に電流振幅を下げることで、入力されたトルク指令よりもモータ2の出力トルクを低減する。
図16は、本実施形態における制御部1のタイムチャートである。図16(A)はd軸電流Id、q軸電流Iq、d軸電流指令Id*、q軸電流指令Iq*を、図16(B)は電流絶対値|I|、電流指令絶対値|I*|を、図16(C)はモータ2の出力トルクT、トルク指令T*を、図16(D)はロータ磁石温度フラグを、図16(E)はコイル温度フラグを示す。横軸は時間変化である。
図16(D)、図16(E)に示すように、最初の時刻0から時刻Aまでは回転子の磁石温度フラグ、コイル温度フラグが共に0となっており、この期間は、図16(A)から図16(C)に示すように、第1電流指令生成部111の出力を用いる。
時刻Aから時刻Bまで磁石温度が所定の温度を超過すると、ロータ磁石温度フラグが1となり、この期間は第2電流指令生成部112の出力を用いる。このときに、図16(B)に示すように、電流絶対値|I|は増加し、図16(C)に示すように、トルク指令と定常状態のトルク出力は変化させないようにする。その結果、ロータ磁石温度は所定の温度を超過しても、出力されるモータトルクは変化が無いため、車両振動や騒音への影響を限りなく小さくすることができる。また、時刻B以降にロータ温度が所定の温度を下回ると、ロータ磁石温度フラグが0となり、時刻B以降では第1電流指令生成部111の出力を用いる。このときもトルク指令と定常状態のトルク出力は変化させないようにする。
時刻Aから時刻Bまで磁石温度が所定の温度を超過すると、ロータ磁石温度フラグが1となり、この期間は第2電流指令生成部112の出力を用いる。このときに、図16(B)に示すように、電流絶対値|I|は増加し、図16(C)に示すように、トルク指令と定常状態のトルク出力は変化させないようにする。その結果、ロータ磁石温度は所定の温度を超過しても、出力されるモータトルクは変化が無いため、車両振動や騒音への影響を限りなく小さくすることができる。また、時刻B以降にロータ温度が所定の温度を下回ると、ロータ磁石温度フラグが0となり、時刻B以降では第1電流指令生成部111の出力を用いる。このときもトルク指令と定常状態のトルク出力は変化させないようにする。
本実施形態によれば、ロータ磁石温度に加え、固定子のコイル温度も検出することで、磁石の減磁とコイルの温度上昇の両方を防止でき、第1の実施形態と同様にモータ2の連続定格を向上できる。これにより、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車において高速での坂道走行などの連続走行で必要なトルクを向上できる。更に、ロータ磁石温度は所定の温度を超過しても、出力されるモータトルクは変化が無いような電流指令を生成できるため、車両振動や騒音への影響を限りなく小さくすることができる。
[第3の実施形態] 図17は、本実施形態に係るモータ制御装置を有するモータ駆動装置62の構成図である。図13に示す第2の実施形態に係るモータ駆動装置61と同一の個所には同一の符号を付してその説明を省略する。本実施形態は、図13に示す第2の実施形態に対して、インバータ3のモジュール温度を検出する温度センサ34が搭載されている点が相違する。
温度センサ34は、インバータ3に設けられ、インバータ3のモジュール温度として、例えばインバータ回路31の各スイッチング素子の温度を検出する。なお、インバータ3のモジュール温度は、スイッチング素子の駆動信号などを基に推定してもよい。
温度センサ34は、インバータ3に設けられ、インバータ3のモジュール温度として、例えばインバータ回路31の各スイッチング素子の温度を検出する。なお、インバータ3のモジュール温度は、スイッチング素子の駆動信号などを基に推定してもよい。
図17に示すように、制御部1には温度センサ34からモジュール温度Tmodが入力される。本実施形態では、制御部1は、インバータ3のモジュール温度Tmodが所定の温度を超過しないかを常にモニタしている。
図18は本実施形態における電流指令生成部11のブロック図である。図14に示す電流指令生成部11のブロック図の同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。
本実施形態においては、モジュール温度Tmodが電流指令選択部113に入力されている。
本実施形態においては、モジュール温度Tmodが電流指令選択部113に入力されている。
図19は、本実施形態における制御部1の動作を示すフローチャートである。制御部1は一定時間ごとに図19のフローチャートで示す動作を繰り返す。
図19のステップS201で、制御部1はインバータ3のモジュール温度Tmodが所定値以下であるかを判定する。モジュール温度Tmodが所定値以下であると判定された場合、ステップS202へ進む。
図19のステップS202で、制御部1は磁石温度Tmagが所定値以下であるかを判定する。磁石温度Tmagが所定値以下であれば、次のステップS203において、コイル温度Tcoilが所定値以下であるかを判定する。コイル温度Tcoilが所定値以下であれば、何もせずに処理終了となる。ステップS203で、コイル温度Tcoilが所定値より高いと判定された場合は、抵抗と電流の2乗に比例するコイル損失を低減するために、次のステップS204で、電流振幅を下げるようにする。ここでは、第2の実施形態で説明した図15のステップS104と同様に、コイル温度Tcoilが所定値以下である場合に出力されるd軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*の値よりも電流振幅が小さくなるように、d軸電流指令Id*およびq軸電流指令Iq*の値を変更する。これにより、入力されたトルク指令よりもモータ2の出力トルクを低減するように、モータ2の駆動を制御する。
ステップS202で、磁石温度Tmagが所定値を超えると判定された場合は、ステップS205へ進み、コイル温度Tcoilが所定値以下であるかを判定する。コイル温度Tcoilが所定値以下の場合は、次のステップS206で、電流指令選択部113により選択されて制御部1から出力される電流指令の生成元を、通常動作用の電流指令を生成する第1電流指令生成部111から、磁石渦電流損失を低減する第2電流指令生成部112に切り替える。これにより、出力トルクを一定にしたまま、電流振幅が増大する。
ステップS205で、コイル温度Tcoilが所定値より高いと判定された場合は、抵抗と電流の2乗に比例するコイル損失を低減するために、次のステップS207で、ステップS204と同様に電流振幅を下げることで、入力されたトルク指令よりもモータ2の出力トルクを低減する。
図19のステップS201で、モジュール温度Tmodが所定値より高いと判定された場合、ステップS211へ進む。ステップS211で、磁石温度Tmagが所定値以下であるかを判定する。磁石温度Tmagが所定値以下の場合は、ステップS212へ進み、コイル温度Tcoilが所定値以下であるかを判定する。コイル温度Tcoilが所定値以下であれば、ステップS213で、次式(13)で示される範囲内でスイッチング周波数fcを低下させる。スイッチング周波数fcが式(13)を満たさない場合はモータの回転数を低下させて、式
(13)を満たすようにする。すなわち、スイッチング周波数fcは、モータ2の回転数と極数によって定まるモータ基本波周波数の9倍以上とする。
fc≧9*(モータ回転数)/60*(極対数) ・・・(13)
(13)を満たすようにする。すなわち、スイッチング周波数fcは、モータ2の回転数と極数によって定まるモータ基本波周波数の9倍以上とする。
fc≧9*(モータ回転数)/60*(極対数) ・・・(13)
ステップS212で、コイル温度Tcoilが所定値より高いと判定された場合、すなわち、磁石温度Tmagが所定値以下でかつ、コイル温度Tcoilが所定値より高い場合は、ステップS214で、式(13)の数式の範囲内でスイッチング周波数fcを低下させ、かつ電流振幅を下げてモータ2の出力トルクを低減する。このように、電流振幅とスイッチング周波数fcを低減させることで、モータ2の固定子コイルとインバータ3のスイッチング素子の両方を保護しながら運転できる。
次に、ステップS211で、磁石温度Tmagが所定値より高いと判定された場合は、ステップS215へ進み、コイル温度Tcoilが所定値以下であるかを判定する。コイル温度Tcoilが所定値以下であれば、ステップS216で、式(13)の範囲内でスイッチング周波数fcを低下させるとともに、電流指令選択部113により選択されて制御部1から出力される電流指令の生成元を、通常動作用の電流指令を生成する第1電流指令生成部111から、第2電流指令生成部112に変更する。スイッチング周波数fcが低下すると、スイッチング周波数の1倍、2倍の高調波電流の振幅が反比例して増大する。そのため、式(13)の範囲内でスイッチング周波数fcを低下させ、かつトルク指令を低下させ、電流振幅を低減する。式(13)を満たさない場合はモータ2の回転数を低下させて、式(13)を満たすようにする。
ステップS215で、コイル温度Tcoilが所定値より高いと判定された場合は、ステップS217へ進む。すなわち、磁石温度Tmagが所定値より高くかつ、コイル温度Tcoilが所定値より高い場合は、ステップS217において、式(13)の範囲内でスイッチング周波数fcを低下させ、かつトルク指令を低下させ、電流振幅を低減する。式(13)を満たさない場合はモータの回転数を低下させて、式(13)を満たすようにする。磁石温度Tmagが所定値より高く、コイル温度Tcoilが所定値より高い場合で、式(13)の範囲内でスイッチング周波数fcを変更できない場合は、モータ2のトルク指令を零として制御して、いずれかの制約を解消できるようにして駆動を継続する。
本実施形態によれば、磁石温度Tmagおよびコイル温度Tcoilに加え、スイッチング素子のモジュール温度Tmodも検出することで、磁石の減磁とコイルの異常の両方を防止でき、第1の実施形態と同様にモータ2の連続定格を向上できる。これにより、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車において高速での坂道走行などの連続走行で必要なトルクを向上できる。更に、ロータ磁石温度は所定の温度を超過しても、出力されるモータ2のトルクは変化が無いような電流指令を生成でき出力されるため、車両振動や騒音への影響を限りなく小さくすることができる。
[第4の実施形態] 図20は、第4の実施形態における機電一体ユニット71の外観斜視図である。
図20に示すように、機電一体ユニット71は、第1~第3の実施形態で説明したモータ駆動装置6、61または62(制御部1、モータ2およびインバータ3)を含んで構成される。モータ2とインバータ3はバスバー712を介して結合部713で接続される。
モータ2の出力がギヤ711を介し、図示省略したディファレンシャルギヤへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図20では制御部1の図示を省略しているが、制御部1は任意の位置に配置することができる。
図20に示すように、機電一体ユニット71は、第1~第3の実施形態で説明したモータ駆動装置6、61または62(制御部1、モータ2およびインバータ3)を含んで構成される。モータ2とインバータ3はバスバー712を介して結合部713で接続される。
モータ2の出力がギヤ711を介し、図示省略したディファレンシャルギヤへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図20では制御部1の図示を省略しているが、制御部1は任意の位置に配置することができる。
この機電一体ユニット71の特徴は、モータ2とインバータ3とギヤ711とが一体となった構造である。機電一体ユニット71では、その構造により、モータ2、インバータ3、ギヤ711で発生した熱によって、モータ2のロータの磁石温度、モータ2の固定子のコイル温度、インバータ3のモジュール温度が悪化する。しかしながら、第1の実施形態から第3の実施形態で述べた制御部1を用いてモータ2の駆動を制御することで、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、連続定格トルクを向上でき、小型な機電一体ユニットを実現できる。
[第5の実施形態] 図21は、第5の実施形態における発電機システム72の構成図である。発電機システム72は、モータ駆動装置6と、モータ2に接続されたエンジンシステム721と、エンジン制御部722とで構成される。モータ駆動装置6の構成は第1の実施形態で示した図1と同様であり、同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。
エンジンシステム721はエンジン制御部722によって指令が与えられ、通常時はエンジンシステム721の最も効率が良い回転数で一定回転される。しかしながら、その回転数での電圧指令が電圧指令設定不可領域NGだった場合、磁石渦電流損失が発生し、最悪磁石が減磁してしまう可能性がある。
そこで、第1の実施形態から第3の実施形態で述べたモータ駆動装置を用いることで、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、磁石温度が高温の場合でもエンジン回転数を変更する。
そこで、第1の実施形態から第3の実施形態で述べたモータ駆動装置を用いることで、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、磁石温度が高温の場合でもエンジン回転数を変更する。
エンジン回転となるモータ回転数を変更する例に関して図9および図12を用いて述べる。図9はモータ回転数変更前の電圧指令を、図12はモータ回転数変更後の電圧指令を示している。図9のモータの電気角周波数はωであるのに対して、図12のモータの電気角周波数はω1とする。これらの電気角周波数はω>ω1の関係にある。電気角周波数を変更すると、エンジン回転数と等価であるモータ回転数を変更することができる。これによって、非干渉項(j*ω1*Ld*Id、j*ω1*Lq*Iq)と誘起電圧項(ω1*Ke)が小さくなるため、電圧絶対値|V|が低下する。これにより線間電圧実効値を低下し、電圧利用率が低下して式(9)~(10)を満たさなくなり、渦電流損失を低減できる。
本実施形態によれば、磁石温度が所定値を超えた場合でも、電圧絶対値が所定の範囲とならなくなり、スイッチング周波数の2倍の高調波電圧が発生しなくなる。その結果、ロータ磁石の渦電流損失を低減でき、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車で使用されるモータの連続定格を向上できる。つまり、高速での坂道走行などの連続走行で必要なトルクを向上でき、ハイブリッド自動車などの環境対応車の駆動電力を安定して発生させることができる。本実施の形態では、モータ駆動装置6を代表として説明したが、モータ駆動装置61(第2の実施形態)やモータ駆動装置62(第3の実施形態)を用いても効果を得られる。
[第6の実施形態] 図22は、第6の実施形態における昇圧コンバータシステム73の構成図である。昇圧コンバータシステム73はモータ駆動装置6を含み、昇圧コンバータ74によって高圧バッテリ5などの直流電圧を所望の電圧に昇圧する。モータ駆動装置6の構成は第1の実施形態で示した図1と同様であり、同一箇所には同一の符号を付してその説明を省略する。
昇圧コンバータ74は、スイッチング素子743、744を直列に接続し、直列に接続されたスイッチング素子743、744の中間接続点にリアクトル742を介して高圧バッテリ5が接続される。また、高圧バッテリ5と並列にコンデンサ741が接続される。
各スイッチング素子743、744はダイオード接続されている。
各スイッチング素子743、744はダイオード接続されている。
昇圧コンバータ74は制御部1によって指令が与えられ、昇圧コンバータシステム73の最も効率が良い直流電圧まで昇圧される。しかしながら、その直流電圧での電圧指令が電圧指令設定不可領域NGだった場合、磁石渦電流損失が発生し、最悪磁石が減磁してしまう可能性がある。
その場合に昇圧コンバータ74によりインバータ3に入力される直流電圧を自在に変化できることに着目して、直流電圧を変化させることで、直流電圧と線間電圧実効値に対する比である電圧利用率を自在に制御して、磁石渦電流損失を低減する。この例について図9と図11を参照して説明する。
図9は昇圧コンバータ74で直流電圧を変化させていないときの電圧指令を、図11は昇圧コンバータで直流電圧を変化させたときの電圧指令を示している。直流電圧を変更することで直流電圧と線間電圧実効値の比である電圧利用率を変更する。昇圧前の図9では電圧指令設定不可領域NG(V1~V2)中に電圧指令が入っていたが、昇圧後の図11では電圧指令設定不可領域NG(V1’~V2’)が変化して電圧指令が入らなくなり、渦電流損失を低減できる。
本実施形態によれば、ロータの磁石温度の上昇を防ぎ、磁石温度が高温の場合でも昇圧コンバータ74の昇圧電圧を変更することで所望の出力を維持でき、ハイブリッド自動車や電気自動車などの環境対応車の駆動を継続できる。本実施形態では、モータ駆動装置6を代表として説明したが、モータ駆動装置61(第2の実施形態)やモータ駆動装置62
(第3の実施形態)を用いても効果を得られる。
(第3の実施形態)を用いても効果を得られる。
[第7の実施形態] 図23は、本実施形態における電動車両システムの構成図である。ハイブリッド車両システムは、図23に示すように、モータ2をモータ/ジェネレータとして適用したパワートレインを有し、モータ2の回転駆動力を用いて走行する。なお、ハイブリッド車両システムに限らず、電動車両システムであってもよい。モータ2、インバータ3、高圧バッテリ5などは、第1の実施形態~第3の実施形態におけるモータ駆動装置と同様のものである。
図23において、ハイブリッド自動車の車両800のフロント部には、前輪車軸801が回転可能に軸支されており、前輪車軸801の両端には、前輪802、803が設けられている。車両800のリア部には、後輪車軸804が回転可能に軸支されており、後輪車軸804の両端には後輪805、806が設けられている。
前輪車軸801の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギヤ811が設けられており、エンジン810から変速機812を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸801に分配するようになっている。
エンジン810とモータ2とは、エンジン810のクランクシャフトに設けられたプーリーaとモータ2の回転軸に設けられたプーリーbとがベルトを介して機械的に連結されている。これにより、モータ2の回転駆動力がエンジン810に、エンジン810の回転駆動力がモータ2にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ2は、インバータ3によって制御された三相交流電力が固定子のコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
すなわち、モータ2は、インバータ3によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン810の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、固定子のコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
インバータ3は、高電圧(42Vあるいは300V)系電源である高圧バッテリ5から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、モータ2の固定子コイルに流れる三相交流電流を制御する。
モータ2によって発電された三相交流電力は、インバータ3によって直流電力に変換されて高圧バッテリ5を充電する。高圧バッテリ5にはDC-DCコンバータ824を介して低圧バッテリ823に電気的に接続されている。低圧バッテリ823は、車両800の低電圧(14V)系電源を構成するものであり、エンジン810を初期始動(コールド始動)させるスタータ825、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。
車両800が信号待ちなどの停車時(アイドルストップモード)にあるとき、エンジン810を停止させ、再発車時にエンジン810を再始動(ホット始動)させる時には、インバータ3でモータ2を駆動し、エンジン810を始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ5の充電量が不足している場合や、エンジン810が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン810を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン810を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ2を駆動させて補機類を駆動する。
加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ2を駆動させてエンジン810の駆動をアシストし、し、車両800を走行させる。逆に、高圧バッテリ5の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン810によってモータ2を発電させて高圧バッテリ5を充電する。すなわち、車両800の制動時や減速時などに回生を行う。
本実施形態によれば、第1の実施形態~第3の実施形態のモータ駆動装置を用いた電動車両システムでは、磁石温度が所定値を超えた場合でも、線間電圧実効値、直流電圧(昇圧システムの場合)、モータ回転数(エンジン発電機の場合)を変化させることで、電圧絶対値が所定の範囲とならなくなり、スイッチング周波数の2倍の高調波電圧が発生しなくなる。その結果、ロータ磁石の渦電流損失を低減でき、電気自動車やハイブリッド自動車などの環境対応車で使用されるモータの連続定格を向上できる。つまり、高速での坂道走行などの連続走行で必要なトルクを向上できる。
なお、制御部1内の各構成(図2、図3)は、ハードウェアによる構成によらず、CPUとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。制御部1内の各構成をCPUとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、図15、図19は、制御部1の動作を示すフローチャートであるが、このフローチャートで示したプログラムを、CPU、メモリなどを備えたコンピュータにより実行することができる。全部の処理、または一部の処理をハードロジック回路により実現してもよい。更に、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号(搬送波)などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。
以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
(1)モータ制御装置6、61、62において、制御部1は、直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ2を駆動させるインバータ3と接続され、インバータ3にパルス幅変調信号を出力することでモータ2の駆動を制御する。制御部1は、モータ2の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、直流電圧に対する交流電圧の比に基づいて、モータ2におけるd軸電流を制御する。これにより、モータ2に設置されている磁石の渦電流損失を低減し、磁石の不可逆減磁を回避しながら、モータ2の出力を向上することができる。
(1)モータ制御装置6、61、62において、制御部1は、直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ2を駆動させるインバータ3と接続され、インバータ3にパルス幅変調信号を出力することでモータ2の駆動を制御する。制御部1は、モータ2の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、直流電圧に対する交流電圧の比に基づいて、モータ2におけるd軸電流を制御する。これにより、モータ2に設置されている磁石の渦電流損失を低減し、磁石の不可逆減磁を回避しながら、モータ2の出力を向上することができる。
(2)モータ制御装置62において、制御部1は、直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ2を駆動させるインバータ3と接続され、インバータ3にパルス幅変調信号を出力することでモータ2の駆動を制御する。制御部1は、モータ2の回転子の磁石温度と、モータ2の固定子のコイル温度と、インバータ3のモジュール温度とを取得し、取得した磁石温度、コイル温度、およびモジュール温度の少なくともいずれか一つが、予めそれぞれに定められた所定の温度を超過した場合に、モータ2に流れる電流およびインバータ3のスイッチング周波数の少なくともいずれか一つを変更する。これにより、モータ2に設置されている磁石の渦電流損失を低減し、磁石の不可逆減磁を回避しながら、モータ2の出力を向上することができる。
(3)モータ制御装置6、61、62は、直流電圧を三相の交流電圧に変換してモータ2を駆動させるインバータ3と接続され、インバータ3にパルス幅変調信号を出力することでモータ2の駆動を制御するモータ制御装置であって、モータ2の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、直流電圧に対する交流電圧の比に基づいて、交流電圧を変化させる。これにより、モータ2に設置されている磁石の渦電流損失を低減し、磁石の不可逆減磁を回避しながら、モータ2の出力を向上することができる。
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。
1…制御部、2…モータ、3…インバータ、5…高圧バッテリ、6、61、62…モータ制御装置、7…電流検出部、8…回転位置検出器、11…電流指令生成部、12…三相/dq変換部、13…電流制御部、14…電圧指令生成部、15…ゲート信号生成部、16…速度算出部、17…三角波生成部、31…インバータ回路、32…ゲート駆動信号出力部、33…平滑キャパシタ、34…温度センサ、41…回転位置検出器、51…回転位置センサ、52…磁石温度センサ、53…コイル温度センサ、71…機電一体ユニット、72…発電機システム、73…昇圧コンバータシステム、74…昇圧コンバータ、111…第1電流指令生成部、112…第2電流指令生成部、113…電流指令選択部、711…ギヤ、712…バスバー、713…結合部、721…エンジンシステム、722…エンジン制御部、741…コンデンサ、742…リアクトル、743、744…スイッチング素子、800…車両、801…前輪車軸、802…前輪、803…前輪、804…後輪車軸、805…後輪、806…後輪、810…エンジン、a、b…プーリー、811…デファレンシャルギヤ、812…変速機、823…低圧バッテリ、824…DC-DCコンバータ、825…スタータ、f1…モータ基本周波数、fc…スイッチング周波数、Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn…スイッチング素子、Id…d軸電流値、Id*…d軸電流指令、Iq…q軸電流値、Iq*…q軸電流指令、Ld…d軸インダクタンス、Lq…q軸インダクタンス、Iu…U相交流電流、Iv…V相交流電流、Iw…W相交流電流、|I|…電流絶対値、|I*|…電流指令の絶対値、Ke…誘起電圧定数、T*…トルク指令、Vd*…d軸電圧指令、Vq*…q軸電圧指令、Vu*…U相電圧指令値、Vv*…V相電圧指令値、Vw*…W相電圧指令値、V1…電圧指令設定不可領域NGの下限電圧、V2…電圧指令設定不可領域NGの上限電圧、θ…回転位置、ωr…電気角周波数、Tmag…磁石温度、Tcoil…コイル温度、Tmod…スイッチング素子のモジュール温度。
Claims (20)
- 直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、
前記三相同期電動機の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記三相同期電動機におけるd軸電流を制御するモータ制御装置。 - 請求項1に記載のモータ制御装置において、
前記磁石温度を、前記磁石温度を検出する温度センサから、または前記三相同期電動機の誘起電圧の温度依存性に基づいて前記磁石温度を推定する磁石温度推定部から取得するモータ制御装置。 - 請求項2に記載のモータ制御装置において、
前記三相同期電動機の固定子のコイル温度を取得するモータ制御装置。 - 請求項3に記載のモータ制御装置において、
前記三相同期電動機におけるd軸電流とq軸電流をそれぞれ制御するためのd軸電流指令およびq軸電流指令を出力する電流指令生成部を備え、
前記電流指令生成部は、前記コイル温度が所定値以下の場合、前記d軸電流指令および前記q軸電流指令として、第1のd軸電流指令値およびq軸電流指令値を出力するモータ制御装置。 - 請求項4に記載のモータ制御装置において、
前記電流指令生成部は、前記コイル温度が前記所定値より高い場合、前記d軸電流指令および前記q軸電流指令として、前記第1のd軸電流指令値およびq軸電流指令値よりも電流振幅が小さい第2のd軸電流指令値およびq軸電流指令値を出力するモータ制御装置。 - 請求項4に記載のモータ制御装置において、
前記電流指令生成部は、前記コイル温度が前記所定値以下でかつ、前記磁石温度が前記所定温度より高い場合、前記d軸電流指令および前記q軸電流指令として、前記三相同期電動機の出力トルクを変化せずに前記第1のd軸電流指令値およびq軸電流指令値よりも電流振幅が大きい第3のd軸電流指令値およびq軸電流指令値を出力するモータ制御装置。 - 請求項1に記載のモータ制御装置において、
前記磁石温度が前記所定温度より高い場合、前記三相同期電動機の回転数を変更するモータ制御装置。 - 請求項1に記載のモータ制御装置において、
前記磁石温度が前記 より高い場合、前記直流電圧を予め定められた第1の直流電圧以下、もしくは第2の直流電圧以上に変更するモータ制御装置。 - 請求項1に記載のモータ制御装置において、
前記磁石温度が前記所定温度より高い場合、前記交流電圧を予め定められた第1の交流電圧以下、もしくは第2の交流電圧以上とする電流指令を出力する電流指令生成部を備えるモータ制御装置。 - 直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、
前記三相同期電動機の回転子の磁石温度と、前記三相同期電動機の固定子のコイル温度と、前記電力変換器のモジュール温度とを取得し、取得した前記磁石温度、前記コイル温度、および前記モジュール温度の少なくともいずれか一つが、予めそれぞれに定められた所定の温度を超過した場合に、前記三相同期電動機に流れる電流および前記電力変換器のスイッチング周波数の少なくともいずれか一つを変更するモータ制御装置。 - 請求項10に記載のモータ制御装置において、
前記磁石温度が予め定められた第1の温度より低く、かつ前記コイル温度が予め定められた第2の温度より低く、かつ前記モジュール温度が予め定められた第3の温度より高い場合に、前記スイッチング周波数を低減するモータ制御装置。 - 請求項11に記載のモータ制御装置において、
前記スイッチング周波数は、前記三相同期電動機の回転数と極数によって定まるモータ基本波周波数の9倍以上とするモータ制御装置。 - 請求項10に記載のモータ制御装置において、
前記三相同期電動機に流れる電流を制御するための電流指令を出力する電流指令生成部を備え、
前記電流指令生成部は、
前記コイル温度が予め定められた第2の温度以下の場合に、前記電流指令として第1の電流指令値を出力し、
前記コイル温度が前記第2の温度より高い場合に、前記電流指令として、前記第1の電流指令値よりも電流振幅が小さい第2の電流指令値を出力するモータ制御装置。 - 請求項10に記載のモータ制御装置において、
前記コイル温度が予め定められた第2の温度より低く、かつ前記モジュール温度が予め定められた第3の温度より低く、かつ前記磁石温度が予め定められた第1の温度より高い場合に、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記三相同期電動機におけるd軸電流を制御するモータ制御装置。 - 請求項10に記載のモータ制御装置において、
前記コイル温度が予め定められた第2の温度より小さく、かつ前記磁石温度が予め定められた第1の温度より低く、かつ前記モジュール温度が予め定められた第3の温度より低い場合に、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記三相同期電動機におけるd軸電流を制御するとともに、前記スイッチング周波数を低減するモータ制御装置。 - 直流電圧を三相の交流電圧に変換して三相同期電動機を駆動させる電力変換器と接続され、前記電力変換器にパルス幅変調信号を出力することで前記三相同期電動機の駆動を制御するモータ制御装置であって、
前記三相同期電動機の回転子の磁石温度が所定温度を超えた場合、前記直流電圧に対する前記交流電圧の比に基づいて、前記交流電圧を変化させるモータ制御装置。 - 請求項1から請求項16までのいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記三相同期電動機と、
前記三相同期電動機の出力を伝達するギヤと、を備え、
前記三相同期電動機、前記電力変換器および前記ギヤが一体構造となった機電一体ユニット。 - 請求項1から請求項16までのいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記三相同期電動機と、
前記三相同期電動機に接続されたエンジンシステムと、を備える発電機システム。 - 請求項1から請求項16までのいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記三相同期電動機と、
前記直流電圧を昇圧する昇圧コンバータと、を備えるモータ制御装置。 - 請求項1から請求項16までのいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
前記電力変換器により駆動される前記三相同期電動機と、を備え、
前記三相同期電動機の回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
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