WO2021020115A1

WO2021020115A1 - 制御装置、電動車両

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Publication number: WO2021020115A1
Application number: PCT/JP2020/027404
Authority: WO
Inventors: 隆宏荒木; 大輝小松
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2019-07-26
Filing date: 2020-07-14
Publication date: 2021-02-04
Also published as: US11855564B2; US20220311370A1; JP7148463B2; JP2021023025A

Abstract

インバータ回路の制御を行う制御装置は、前記インバータ回路の出力電流を制御するための出力電流指令値に基づいて前記インバータ回路の入力電流を算出し、算出した前記入力電流に基づいて、前記インバータ回路の入力電圧の変動量に応じた出力電圧補償量を算出する。

Description

制御装置、電動車両

　本発明は、インバータ回路の制御装置と、これを備えた電動車両とに関する。

　ハイブリッド自動車や電気自動車などに搭載されるインバータ回路の制御装置は、高応答であることが望まれる。この要求に対し、直流電源の内部抵抗変化を反映して出力電圧の制御応答性を確保する技術が提案されている。

　本技術分野の背景技術として、特許文献１が知られている。特許文献１には、出力電圧制御系は、フィードバックゲイン決定部によるフィードバックゲインを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の目標電圧に対する偏差をゼロにするためのフィードバック制御を行うフィードバック演算部を含み、フィードバックゲイン決定部は、直流電源（バッテリ）での充電率に応じた内部抵抗変化を反映するように、フィードバックゲインを決定することが記載されている。これにより、直流電源の内部抵抗変化を適切に反映して、出力電圧の制御応答性を確保している。

日本国特開２００７－６８２９０号公報

　特許文献１に記載の方法では、制御偏差が急激に増減した場合、フィードバック制御量の応答が遅れ、十分な応答性能が得られない恐れがあった。

　本発明は、上記課題に鑑みて、インバータ回路の制御の応答性能を向上させることを主な目的とする。

　本発明による制御装置は、インバータ回路の制御を行うものであって、前記インバータ回路の出力電流を制御するための出力電流指令値に基づいて前記インバータ回路の入力電流を算出し、算出した前記入力電流に基づいて、前記インバータ回路の入力電圧の変動量に応じた出力電圧補償量を算出する。
　本発明による電動車両は、上記制御装置と、この制御装置により制御されて直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路から出力される前記交流電力を用いて駆動するモータと、を備える。

　本発明によれば、インバータ回路の制御の応答性能を向上させることができる。

本発明の第１の実施例に係る制御装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図インバータ回路の入出力電圧および入出力電流の波形の一例を示す図本発明の第１の実施形態に係る制御装置の機能構成を示すブロック図出力電圧誤差算出部の処理手順を示すフローチャート出力電圧ベクトルＶ_ｘと入力電流ｉ_ｄｃの関係を示した表出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘの例を示す電圧ベクトル図本発明の第２の実施例に係る制御装置を含むモータ駆動装置の構成を示す図本発明の第３の実施形態に係る電動車両システムの構成を示す図

　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の他の構成要素を組み合わせて本発明の技術思想を実現してもよい。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。

（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示す図である。図１に示すモータ駆動システムは、インバータ回路１００と、インバータ回路１００を制御するための制御装置１と、モータ２００、位置センサ２１０、電流センサ２２０および直流電源３００とを備える。

　モータ２００は、三相交流電動機であり、インバータ回路１００から出力される三相交流電力を用いて駆動する。

　位置センサ２１０は、モータ２００の回転子の位置を検出し、検出した回転子位置θを出力する。

　電流センサ２２０は、モータ２００に流れる各相の電流を検出し、検出した三相電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを出力する。

　制御装置１は、外部から入力されるトルク指令Ｔ^*と、電流センサ２２０で検出された三相電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θとに基づいて、インバータ回路１００を制御するためのＰＷＭ制御を行う。これにより、インバータ回路１００が有する各スイッチング素子を制御するためのスイッチング信号を生成し、インバータ回路１００へ出力する。なお、制御装置１が行うＰＷＭ制御の詳細については後述する。

　インバータ回路１００は、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｆを有する。スイッチング素子１１０ａはＵ相上アーム、スイッチング素子１１０ｂはＵ相下アーム、スイッチング素子１１０ｃはＶ相上アーム、スイッチング素子１１０ｄはＶ相下アーム、スイッチング素子１１０ｅはＷ相上アーム、スイッチング素子１１０ｆはＷ相下アームにそれぞれ配置される。スイッチング素子１１０ａ～１１０ｆは、例えば金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のオンオフ動作が可能な半導体素子と、ダイオードとを組み合わせてそれぞれ構成される。

　スイッチング素子１１０ａ～１１０ｆは、制御装置１から入力されるスイッチング信号に基づいて個別にオンもしくはオフされ、直流電源３００から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。スイッチング素子１１０ａ、１１０ｂによりＵ相交流電力が、スイッチング素子１１０ｃ、１１０ｄによりＶ相交流電力が、スイッチング素子１１０ｅ、１１０ｆによりＷ相交流電力がそれぞれ生成される。こうして生成された三相交流電力は、インバータ回路１００からモータ２００の固定子に出力され、モータ２００において三相交流電流を発生させる。この三相交流電流がモータ２００に回転磁界を発生させることで回転子が回転し、モータ２００が駆動する。

　直流電源３００は、インバータ回路１００の入力端子に接続され、モータ２００の駆動に必要な直流電力を供給する。直流電源３００には、内部抵抗３１０および電圧源３２０が含まれる。直流電源３００からインバータ回路１００に印加される直流電圧は、直流電源３００の状態に応じて変動する。例えば、直流電源３００が鉛蓄電池やリチウムイオン電池等の二次電池である場合、直流電源３００の充電率に応じて電圧源３２０の電圧が変化するため、直流電源３００の出力電圧も変動する。また、直流電源３００に電流が流れると、内部抵抗３１０の抵抗値Ｒ_ＥＳＲに応じた電圧降下が発生し、これにより直流電源３００の出力電圧が変化する。この抵抗値Ｒ_ＥＳＲは、一般に温度に応じて変化するため、直流電源３００の内部温度によっても直流電源３００の出力電圧に変動が生じる。

　図２は、インバータ回路１００の入出力電圧および入出力電流の波形の一例を示す図である。図２（ａ）は、インバータ回路１００の直流入力電圧Ｖ_ｄｃおよび各相の線間出力電圧ｖ_ｕｖ、ｖ_ｖｗ、ｖ_ｗｕの例を表しており、図２（ｂ）は、インバータ回路１００の直流入力電流ｉ_ｄｃおよび各相の出力電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの例を表している。なお、図２（ａ）において入力電圧Ｖ_ｄｃ上に等間隔で設定された各点の間隔は、制御装置１によるインバータ回路１００の制御周期に相当する。

　インバータ回路１００には、直流電源３００の出力電圧に応じた入力電圧Ｖ_ｄｃが印加される。このとき図２に示すように、インバータ回路１００に入力電流ｉ_ｄｃが流れていない期間の入力電圧Ｖ_ｄｃは、直流電源３００の出力端子を開放した場合の電圧源３２０の電圧と同一である。一方、入力電流ｉ_ｄｃが流れている期間の入力電圧Ｖ_ｄｃは、前述の内部抵抗３１０の抵抗値Ｒ_ＥＳＲに応じた電圧降下により、入力電流ｉ_ｄｃが流れていない期間よりも低下している。その結果、入力電流ｉ_ｄｃが流れている期間では、各線間出力電圧ｖ_ｕｖ、ｖ_ｖｗ、ｖ_ｗｕの振幅も低下している。これは、インバータ回路１００に搭載される平滑コンデンサの容量が小さいほど顕著になる。

　従来のインバータ回路の制御装置では、このようにインバータ回路の入力電流の有無に応じて線間出力電圧ｖ_ｕｖ、ｖ_ｖｗ、ｖ_ｗｕの振幅が変化することが考慮されていない。そのため、インバータ回路は制御装置からの指令値通りの電圧を出力することができず、制御の応答性能低下や不安定化を招く恐れがあった。一方、以下に説明する本発明の実施形態では、制御装置１において、上記の点を考慮した制御をインバータ回路１００に対して行うことで、従来よりも応答性能の向上を図っている。

　図３は、本発明の第１の実施形態に係る制御装置１の機能構成を示すブロック図である。図３において、制御装置１は、電流指令演算部１０、ｄｑ軸電流制御部２０、座標変換部３０，３１、ＰＷＭ信号生成部４０、ｄｑ変換部５０、速度変換部６０、出力電圧誤差算出部７０の各機能ブロックを有する。制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。

　電流指令演算部１０は、入力されたトルク指令値Ｔ^*と、速度変換部６０により算出された角速度ωとに基づいて、インバータ回路１００の出力電流を制御するためのｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*を演算する。

　ｄｑ軸電流制御部２０には、電流指令演算部１０により演算されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*と、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに基づきｄｑ変換部５０から出力されるｄ軸電流検出値ｉ_ｄとの差分、および、電流指令演算部１０により演算されたｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*と、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに基づきｄｑ変換部５０から出力されるｑ軸電流検出値ｉ_ｑとの差分が入力される。ｄｑ軸電流制御部２０は、入力された各差分に基づいて、所定の制御ゲイン指令値に基づく比例制御や積分制御を行うことにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^*を演算する。

　座標変換部３０には、ｄｑ軸電流制御部２０により演算されたｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^*と、位置センサ２１０で検出された回転子位置θとが入力される。座標変換部３０は、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^*に対して回転子位置θに基づく回転座標変換を行うことにより、Ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^*およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^*を出力する。

　座標変換部３１には、電流指令演算部１０により演算されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*と、位置センサ２１０で検出された回転子位置θとが入力される。座標変換部３１は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*に対して回転子位置θに基づく回転座標変換を行うことにより、Ｕ相電流指令値ｉ_ｕ ^*、Ｖ相電流指令値ｉ_ｖ ^*およびＷ相電流指令値ｉ_ｗ ^*を出力する。

　ＰＷＭ信号生成部４０には、ｄｑ軸電流制御部２０により演算されたｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^*に基づき座標変換部３０から出力されるＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^*およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^*と、出力電圧誤差算出部７０により算出されるＵ相電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ相電圧指令補償量Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}およびＷ相電圧指令補償量Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}とが入力される。ＰＷＭ信号生成部４０は、これらの電圧指令値と電圧指令補償量とのＵＶＷ各相の和に基づいて、インバータ回路１００が有する各相のスイッチング素子１１０ａ～１１０ｆのオンオフを制御するためのスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成する。これにより、ＵＶＷ各相について、電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}に基づいて電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*をそれぞれ補償してスイッチング信号を生成する。そのため、インバータ回路１００に対する出力電圧指令値のフィードフォワード補償を実現することができる。

　ｄｑ変換部５０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θとが入力される。ｄｑ変換部５０は、入力されたこれらの値に基づいて、ｄ軸電流検出値ｉ_ｄおよびｑ軸電流検出値ｉ_ｑを出力する。

　速度変換部６０には、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力される。速度変換部６０は、回転子位置θに基づいて、モータ２００の回転子が回転する角速度ωを出力する。

　出力電圧誤差算出部７０には、電流指令演算部１０により演算されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*に基づき座標変換部３１から出力されるＵ相電流指令値ｉ_ｕ ^*、Ｖ相電流指令値ｉ_ｖ ^*およびＷ相電流指令値ｉ_ｗ ^*と、ｄｑ軸電流制御部２０により演算されたｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^*およびｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^*に基づき座標変換部３０から出力されるＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^*およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^*とが入力される。出力電圧誤差算出部７０は、入力されたこれらの値に基づいて、インバータ回路１００の入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量に応じたＵ相電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ相電圧指令補償量Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}およびＷ相電圧指令補償量Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する。なお、出力電圧誤差算出部７０によるＵＶＷ各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}の算出方法については、図４、５および６を参照して以下に説明する。

　図４は、出力電圧誤差算出部７０の処理手順を示すフローチャートである。

　まずステップＳ１において、出力電圧誤差算出部７０は、入力されたＵＶＷ各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*から、インバータ回路１００のスイッチング素子１１０ａ～１１０ｆの状態に応じた出力電圧ベクトルＶ_ｘと、各出力電圧ベクトルＶ_ｘの期間Ｔ_ｘを算出する。出力電圧ベクトルＶ_ｘとは、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｆがそれぞれオンまたはオフされた状態の組み合わせを、８種類のベクトル（ｘ＝０～７）を用いて表現したものである。これは、周知の空間ベクトル変調等の手法により求めることができる。

　次にステップＳ２において、出力電圧誤差算出部７０は、ステップＳ１で算出した出力電圧ベクトルＶ_ｘと、入力されたＵＶＷ各相の電流指令値ｉ_ｕ ^*、ｉ_ｖ ^*、ｉ_ｗ ^*から、各出力電圧ベクトルＶ_ｘを出力している期間Ｔ_ｘごとに、直流電源３００からインバータ回路１００に流れる入力電流ｉ_ｄｃを算出する。ここでは、例えば後述の図５に示す表を参照することで、各出力電圧ベクトルＶ_ｘに対応する入力電流ｉ_ｄｃを算出する。

　次にステップＳ３において、出力電圧誤差算出部７０は、直流電源３００が有する内部抵抗３１０の抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定する。ここでは、例えば直流電源３００の状態ごとに内部抵抗値を定めたテーブルデータを予め設定しておき、このテーブルデータを参照することで、現在の直流電源３００の状態に対応する抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定することができる。例えば直流電源３００が鉛蓄電池やリチウムイオン電池等の二次電池である場合には、前述のように充電率や内部温度に応じて直流電源３００の出力電圧が変動する。そのため、直流電源３００の充電率や内部温度ごとに、対応する内部抵抗値をテーブルデータとして予め設定しておくことで、このテーブルデータに基づいて適切な抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定することができる。

　その後ステップＳ４において、出力電圧誤差算出部７０は、各出力電圧ベクトルＶ_ｘを出力している期間Ｔ_ｘごとに、入力電圧Ｖ_ｄｃの変動に起因して発生するインバータ回路１００の出力電圧の誤差に応じた出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘを算出する。ここでは、例えば下記の式（１）により、出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘを算出する。式（１）において、Ｒ_ＥＳＲはステップＳ３で推定された内部抵抗３１０の抵抗値を表し、ｉ_ｄｃはステップＳ２で算出された入力電流を表す。なお、式（１）によって求められる出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘの方向は、出力電圧ベクトルＶ_ｘとは逆方向に定義される。
　ΔＶ_ｘ＝Ｒ_ＥＳＲ×ｉ_ｄｃ×Ｔ_ｘ　　（ｘ＝０、１、２、３、４、５、６、７）・・・（１）

　なお、ステップＳ４で算出される出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘは、繰り返し演算を実施することで、その算出精度を向上させることができる。

　最後にステップＳ５において、出力電圧誤差算出部７０は、ステップＳ４で算出した出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘを三相電圧値に座標変換することで、ＵＶＷ各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する。これにより、インバータ回路１００が有するＵＶＷ各相のスイッチング素子１１０ａ～１１０ｆがオンまたはオフしている状態の組み合わせごとに、インバータ回路１００への入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量を算出し、出力電圧に対する電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する。

　図５は、出力電圧誤差算出部７０が上記ステップＳ２において入力電流ｉ_ｄｃを算出する際に用いる出力電圧ベクトルＶ_ｘと入力電流ｉ_ｄｃの関係を示した表である。図５の表では、８種類の出力電圧ベクトルＶ_ｘ（ｘ＝０～７）のそれぞれについて、ＵＶＷ各相のスイッチング素子のオンオフ状態を示すとともに、相電流と入力電流ｉ_ｄｃとの対応関係を示している。なお、図５では、ＵＶＷ各相のスイッチング素子のオンオフ状態を「０」または「１」で表している。「０」は、当該相の上アームスイッチング素子がオフ、かつ下アームスイッチング素子がオンの状態を表し、「１」は、当該相の上アームスイッチング素子がオン、下アームスイッチング素子がオフの状態を表す。

　全相の下アームスイッチング素子がオンしているＶ_０ベクトル期間では、三相の出力電流ｉ_ｕ,ｉ_ｖ,ｉ_ｗが直流電源３００を経由せずに還流する。そのため、図５の表に示すように入力電流ｉ_ｄｃは０となる。Ｕ相の上アームスイッチング素子のみがオンしているＶ_１ベクトル期間では、インバータ回路１００において入力電流ｉ_ｄｃがすべてＵ相に流れ込む。そのため、図５の表に示すようにｉ_ｄｃ＝ｉ_ｕとなる。Ｕ相とＶ相の上アームスイッチング素子がオン、Ｗ相の上アームスイッチング素子がオフしているＶ_２ベクトル期間では、Ｗ相電流ｉ_ｗがインバータ回路１００から直流電源３００に向かって流れる。そのため、図５の表に示すようにｉ_ｄｃ＝－ｉ_ｗとなる。

　他の電圧ベクトルが出力されている期間も同様に、三相の出力電流ｉ_ｕ,ｉ_ｖ,ｉ_ｗのいずれかにより、インバータ回路１００の入力電流ｉ_ｄｃを求めることができる。ここで、図３の制御ブロック図では、出力電圧誤差算出部７０は、電流指令演算部１０がｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*を演算することで座標変換部３１から出力されるＵＶＷ各相の電流指令値ｉ_ｕ ^*、ｉ_ｖ ^*、ｉ_ｗ ^*を用いて、次回の制御周期における出力電流ｉ_ｕ,ｉ_ｖ,ｉ_ｗを推定し、これらを用いて次回の制御周期における入力電流ｉ_ｄｃを算出するようにしている。

　図６は、出力電圧誤差算出部７０が上記ステップＳ４において算出する出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘの例を示す電圧ベクトル図である。なお図６の例では、ある制御期間におけるＵＶＷ各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*のベクトル和である出力電圧指令ベクトルｖ_ｏｕｔ ^＊が、Ｖ_１ベクトルとＶ_２ベクトルに囲われた領域にある場合を想定している。この場合、まず、インバータ回路１００が出力電圧ベクトルＶ_ｘとしてＶ_１ベクトルを出力している期間Ｔ_１に発生する出力電圧誤差ベクトルの大きさ｜ΔＶ_１｜は、図５の表より求められる入力電流ｉ_ｄｃの値（ｉ_ｄｃ＝ｉ_ｕ）を前述の式（１）に代入することで、以下の式（２）により求められる。
　ΔＶ_１＝Ｒ_ＥＳＲ×ｉ_ｕ×Ｔ_１　・・・（２）

　同様に、インバータ回路１００が出力電圧ベクトルＶ_ｘとしてＶ_２ベクトルを出力している期間Ｔ_２に発生する出力電圧誤差ベクトルの大きさ｜ΔＶ_２｜は、以下の式（３）により求められる。
　ΔＶ_２＝Ｒ_ＥＳＲ×（－ｉ_ｗ）×Ｔ_２　・・・（３）

　一方、Ｖ_０ベクトルを出力している期間Ｔ_０とＶ_７ベクトルを出力している期間Ｔ_７では、直流電源３００に電流が流れないため、インバータ回路１００の入力電圧Ｖ_ｄｃは変動せず、出力電圧誤差ベクトルは発生しない。したがって、当該制御周期中（キャリア周期中）に発生する出力電圧誤差Δｖ_ｏｕｔは、図６に示すように、出力電圧誤差ベクトルΔＶ_１と出力電圧誤差ベクトルΔＶ_２のベクトル和となる。その結果、インバータ回路１００の出力電圧ｖ_ｏｕｔは、出力電圧指令ベクトルｖ_ｏｕｔ ^＊と出力電圧誤差Δｖ_ｏｕｔのベクトル和となり、そのままでは指令通りの電圧が出力されない。

　本実施形態の制御装置１では、出力電圧誤差算出部７０が図４のステップＳ５で算出した各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を、ＰＷＭ信号生成部４０において各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*にそれぞれ加算する。これにより、ステップＳ４で算出した出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘのベクトル和である出力電圧誤差Δｖ_ｏｕｔが、出力電圧指令ベクトルｖ_ｏｕｔ ^＊に予め加算される。そのため、出力電圧指令値のフィードフォワード補償を実現することができる。

　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）制御装置１は、インバータ回路１００の制御を行うものであって、インバータ回路１００の出力電流を制御するための出力電流指令値であるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*に基づいてインバータ回路１００の入力電流ｉ_ｄｃを算出し、算出した入力電流ｉ_ｄｃに基づいて、インバータ回路１００の入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量に応じた出力電圧補償量であるＵ相電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ相電圧指令補償量Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}およびＷ相電圧指令補償量Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する。このようにしたので、インバータ回路１００の制御の応答性能を向上させることができる。

（２）制御装置１は、インバータ回路１００へ直流電力を供給する直流電源３００の内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定し（ステップＳ３）、推定した内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲと入力電流ｉ_ｄｃの積に基づいて入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量を表す出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘを算出する（ステップＳ４）。このようにしたので、直流電源３００の状態に応じて内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲが変化し、それに従って入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量が変化する場合でも、入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量を正確に求めることができる。

（３）制御装置１は、ステップＳ３において、直流電源３００の状態ごとに予め設定された内部抵抗値に基づいて、直流電源３００の内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定する。このようにしたので、直流電源３００の状態に応じた内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲを正確に推定することができる。

（４）制御装置１は、インバータ回路１００が有する各相のスイッチング素子１１０ａ～１１０ｆがオンまたはオフしている状態の組み合わせを表す出力電圧ベクトルＶ_ｘごとに、入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量を表す出力電圧誤差ベクトルΔＶ_ｘをステップＳ４で算出して、各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する（ステップＳ５）。このようにしたので、インバータ回路１００の動作状態に応じて各制御周期中に発生する出力電圧の誤差を確実に補償できるように、出力電圧補償量を算出することができる。

（５）制御装置１は、電流指令演算部１０と、ｄｑ軸電流制御部２０および座標変換部３０と、インバータ回路１００が有する各相のスイッチング素子１１０ａ～１１０ｆのオンオフを制御するためのスイッチング信号を生成するＰＷＭ信号生成部４０と、出力電圧誤差算出部７０とを備える。電流指令演算部１０は、インバータ回路１００の出力電流指令値であるｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*を演算する。ｄｑ軸電流制御部２０および座標変換部３０は、電流指令演算部１０により演算されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*に基づいて、インバータ回路１００の出力電圧指令値であるＵ相電圧指令値ｖ_ｕ ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^*およびＷ相電圧指令値ｖ_ｗ ^*を演算する。ＰＷＭ信号生成部４０は、ｄｑ軸電流制御部２０および座標変換部３０により演算された各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*に基づいてスイッチング信号を生成する。出力電圧誤差算出部７０は、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^*およびｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^*に基づき座標変換部３１から出力される各相の電流指令値ｉ_ｕ ^*、ｉ_ｖ ^*、ｉ_ｗ ^*と、各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*とに基づいて、各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する。ここで、ＰＷＭ信号生成部４０は、出力電圧誤差算出部７０により算出された各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}に基づいて各相の電圧指令値ｖ_ｕ ^*、ｖ_ｖ ^*、ｖ_ｗ ^*を補償し、スイッチング信号を生成する。このようにしたので、インバータ回路１００を適切に制御しつつ、インバータ回路１００に対する出力電圧指令値のフィードフォワード補償を実現することができる。

（第２の実施形態）
　図７は、本発明の第２の実施形態に係る制御装置を含むモータ駆動システムの構成を示す図である。図７に示すモータ駆動システムは、第１の実施形態で説明した図１のモータ駆動システムと比較して、直流電源３００を制御する電源制御装置２が設けられた点が異なっている。電源制御装置２は、直流電源３００の充放電を制御するとともに、直流電源３００における内部抵抗３１０の抵抗値Ｒ_ＥＳＲを検出し、抵抗値Ｒ_ＥＳＲを表す内部抵抗値信号を制御装置１へ出力する。

　本実施形態において、制御装置１は、出力電圧誤差算出部７０によりＵＶＷ各相の電圧指令補償量Ｖ_{ｕｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｖｃｏｍｐ}、Ｖ_{ｗｃｏｍｐ}を算出する際に、図４のステップＳ３において、電源制御装置２から出力される内部抵抗値信号に基づいて、直流電源３００が有する内部抵抗３１０の抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定する。これ以外の点は、第１の実施形態で説明したのと同様の処理を実施する。

　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、制御装置１は、ステップＳ３において、直流電源３００を制御する電源制御装置２から出力される内部抵抗値信号に基づいて、直流電源３００の内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲを推定する。このようにしたので、電源制御装置２で検出した直流電源３００の内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲが制御装置１へ内部抵抗値信号として伝えられるため、直流電源３００の運転状態によって内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲが変化した場合でも、内部抵抗値Ｒ_ＥＳＲを正確に推定し、入力電圧Ｖ_ｄｃの変動量を精度よく算出することができる。

（第３の実施形態）
　次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施形態では、電動車両システムへの適用例を説明する。

　図８は、本発明の第３の実施形態に係る電動車両システムの構成を示す図である。図８に示す電動車両システムは、ハイブリッド電気自動車の車体７００に搭載されており、第１、第２の実施形態でそれぞれ説明したモータ駆動システムを有している。本実施形態の電動車両システムにおいて、インバータ回路１００は、制御装置１から出力されるスイッチング信号に基づいて動作し、直流電力から交流電力への電力変換を行う。モータ２００は、インバータ回路１００から出力される交流電力を用いて駆動する。これにより、モータ２００の駆動力を用いて電動車両システムが走行することができる。

　さらに、本実施形態の電動車両システムにおいて、モータ２００は回転駆動力を発生する電動機としてだけでなく、駆動力を受けて発電する発電機としても作用する。すなわち、図８の電動車両システムは、モータ２００をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。

　車体７００のフロント部には、前輪車軸７０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸７０１の両端には、前輪７０２、７０３が設けられている。車体７００のリア部には、後輪車軸７０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸７０４の両端には後輪７０５、７０６が設けられている。前輪車軸７０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア７１１が設けられており、エンジン７１０から変速機７１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸７０１に分配するようになっている。

　エンジン７１０とモータ２００とは、エンジン７１０のクランクシャフトに設けられたプーリーとモータ２００の回転軸に設けられたプーリーとがベルト７３０を介して機械的に連結されている。これにより、モータ２００の回転駆動力がエンジン７１０に、エンジン７１０の回転駆動力がモータ２００にそれぞれ伝達できるようになっている。

　モータ２００は、インバータ回路１００によって制御された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。すなわち、モータ２００は、インバータ回路１００によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン７１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。

　インバータ回路１００は、高電圧（例えば４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である直流電源３００から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、モータ２００のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。

　モータ２００によって発電された三相交流電力は、インバータ回路１００によって直流電力に変換されて直流電源３００を充電する。直流電源３００はＤＣ－ＤＣコンバータ７２４を介して低圧バッテリ７２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ７２３は、自動車の低電圧（例えば１２Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン７１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ７２５や、ラジオ、ライト等の補機類などの電源に用いられる。

　車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン７１０を停止させ、再発車時にエンジン７１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ回路１００でモータ２００を駆動し、エンジン７１０を再始動させる。ただし、直流電源３００の充電量が不足している場合や、エンジン７１０が十分に温まっていない場合などにおいては、アイドルストップモードであっても、エンジン７１０を停止せずに駆動を継続することが好ましい。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン７１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、エンジン７１０の代わりにモータ２００を駆動させて補機類の駆動源としてもよい。

　一方、車両が加速モードや高負荷運転モードにあるときは、モータ２００を駆動させてエンジン７１０の駆動をアシストする。逆に、直流電源３００の充電が必要な充電モードにあるときは、エンジン７１０によってモータ２００を発電させて直流電源３００を充電する。さらに、車両の制動時や減速時などには回生モードとして、車両の運動エネルギーによりモータ２００を発電させて直流電源３００を充電してもよい。

　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、電動車両システムは、制御装置１と、制御装置１により制御されて直流電力を交流電力に変換するインバータ回路１００と、インバータ回路１００から出力される交流電力を用いて駆動するモータ２００とを備える。このようにしたので、モータ２００による駆動時の制御の応答性能が高い電動車両システムを構築することができる。

　以上説明した実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１９－１３７９０３（２０１９年７月２６日出願）

　１・・・制御装置
　２・・・電源制御装置
　１０・・・電流指令演算部
　２０・・・ｄｑ軸電流制御部
　３０，３１・・・座標変換部
　４０・・・ＰＷＭ信号生成部
　５０・・・ｄｑ変換部
　６０・・・速度変換部
　７０・・・出力電圧誤差算出部
　１００・・・インバータ回路
　１１０ａ・・・Ｕ相上アームスイッチング素子
　１１０ｂ・・・Ｕ相下アームスイッチング素子
　１１０ｃ・・・Ｖ相上アームスイッチング素子
　１１０ｄ・・・Ｖ相下アームスイッチング素子
　１１０ｅ・・・Ｗ相上アームスイッチング素子
　１１０ｆ・・・Ｗ相下アームスイッチング素子
　２００・・・モータ
　２１０・・・位置センサ
　２２０・・・電流センサ
　３００・・・直流電源
　３１０・・・内部抵抗
　３２０・・・電圧源

Claims

　インバータ回路の制御を行う制御装置であって、
　前記インバータ回路の出力電流を制御するための出力電流指令値に基づいて前記インバータ回路の入力電流を算出し、算出した前記入力電流に基づいて、前記インバータ回路の入力電圧の変動量に応じた出力電圧補償量を算出する制御装置。
　請求項１に記載の制御装置において、
　前記インバータ回路へ直流電力を供給する電源の内部抵抗値を推定し、推定した前記内部抵抗値と前記入力電流の積に基づいて前記入力電圧の変動量を算出する制御装置。
　請求項２に記載の制御装置において、
　前記電源の状態ごとに予め設定された内部抵抗値に基づいて、前記電源の内部抵抗値を推定する制御装置。
　請求項２に記載の制御装置において、
　前記電源を制御する電源制御装置から出力される内部抵抗値信号に基づいて、前記電源の内部抵抗値を推定する制御装置。
　請求項１に記載の制御装置において、
　前記インバータ回路が有する各相のスイッチング素子がオンまたはオフしている状態の組み合わせごとに、前記入力電圧の変動量を算出して前記出力電圧補償量を算出する制御装置。
　請求項１に記載の制御装置において、
　前記出力電流指令値を演算する電流指令演算部と、
　前記電流指令演算部により演算された前記出力電流指令値に基づいて、前記インバータ回路の出力電圧指令値を演算する電流制御部と、
　前記電流制御部により演算された前記出力電圧指令値に基づいて、前記インバータ回路が有する各相のスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
　前記出力電流指令値および前記出力電圧指令値に基づいて、前記出力電圧補償量を算出する出力電圧誤差算出部と、を備え、
　前記ＰＷＭ信号生成部は、前記出力電圧誤差算出部により算出された前記出力電圧補償量に基づいて前記出力電圧指令値を補償し、前記スイッチング信号を生成する制御装置。
　請求項１乃至６のいずれかに記載の制御装置と、
　前記制御装置により制御されて直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
　前記インバータ回路から出力される前記交流電力を用いて駆動するモータと、を備えた電動車両。