JP2013085321A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】バッテリの過充電を確実に防止する。
【解決手段】バッテリ１０からの直流電力をインバータ１２で交流電力に変換しモータ１４を駆動する。この際、モータの制御は、ｄ軸電圧指令Ｖｄとｑ軸電圧指令Ｖｑを用いてベクトル制御する。そして、インバータ１２をＰＷＭ制御するＰＷＭ固定モードを有し、このＰＷＭ固定モードにおいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄを０にしても、前記モータにおけるｑ軸電流Ｉｑが負となり前記モータから回生電流が発生する場合に、ｑ軸電流Ｉｑが０以上となるようにｄ軸電圧指令Ｖｄまたは電圧指令ベクトルのｑ軸とのずれ角αを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータを、励磁電圧指令（ｄ軸電圧指令）Ｖｄとトルク電圧指令（ｑ軸電圧指令）Ｖｑを用いて制御してモータをベクトル制御するモータ駆動制御装置に関する。

電気自動車や、ハイブリッド自動車では、バッテリの電力によりモータを駆動して走行する。また、減速する際には回生制動によって電力回収してバッテリに充電する。

ここで、電気自動車では、通常、走行していない時に、バッテリを満充電に近い状態まで充電し、その後走行を開始する場合が多い。また、ハイブリッド自動車では、エンジン駆動の発電機を搭載しており、バッテリの充電状態を２０％〜８０％の範囲内で収めるように発電を制御している。

そして、バッテリが満充電に近い状態において、長い坂道を下ったりすると、バッテリに回生電流が供給され、バッテリが過充電となる可能性がある。

特許文献１には、モータにおける電力損失ラインをｄ軸側にシフトさせることで、モータの損失を大きくして、バッテリの過充電を防止することが提案されている。

また、特許文献２には、モータで吸収できる最大回生電力を算出し、回生電力が最大回生電力を上回らないように、ｄ軸電流、ｑ軸電流を制御することが示されている。さらに、特許文献３には、回生電力に対応するｄ軸電流を増加させて、回生電力をモータで消費することが示されている。

特開２０１０−２４６２６３号公報 特開２０１１−５０１８３号公報 特開２００３−２５９５０５号公報

ここで、モータのロータ回転角を検出するレゾルバの誤差補正ができなかったりして、矩形波制御におけるインバータの制御が十分に行えない場合には、矩形波制御が禁止されてＰＷＭ制御に固定される。このような矩形波制御が禁止されている状況で、長い下り坂の惰性走行などで、速度が上昇していくと、ＰＷＭ制御の制御可能範囲を超えてしまい、電流制御が正確に行えない状態が生じる。このような状態においては、例えば、ｄ軸電圧指令を０、ｑ軸電圧指令を一定値に固定して、自動的に弱め界磁電流を流すことで、ｑ軸電流をほぼ０に制御している。

しかしながら、このような制御では、若干のｑ軸電流が発生し、回生電流が発生し、過充電となり、走行停止となる可能性がある。

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータを、ｄ軸電圧指令Ｖｄとｑ軸電圧指令Ｖｑを用いて制御してモータをベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ固定モードを有し、このＰＷＭ固定モードにおいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄを０にしても、前記モータにおけるｑ軸電流Ｉｑが負となり前記モータから回生電流が発生する場合に、ｑ軸電流Ｉｑが０以上となるようにｄ軸電圧指令Ｖｄまたは電圧指令ベクトルのｑ軸とのずれ角αを制御することを特徴とする。

また、前記モータの回転角θを検出する回転角検出手段と、前記モータの各相電流を検出し、これをｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流検出手段と、検出したｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑを発生する電圧指令発生手段と、前記ｄ軸電圧指令Ｖｄと、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑと、前記回転角θから、モータの各相電圧指令を発生する軸変換手段と、を含み、前記ｑ軸電流が０になるように、前記軸変換手段に供給するｄ軸電圧指令Ｖｄをフィードバック制御することで、回生電流の発生を防止することが好適である。

また、前記モータの回転角θを検出する回転角検出手段と、前記モータの各相電流を検出し、これをｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流検出手段と、検出したｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑを発生する電圧指令発生手段と、前記ｄ軸電圧指令Ｖｄと、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑと、前記回転角θから、モータの各相電圧指令を発生する軸変換手段と、を含み、前記ｑ軸電流が０になるように、前記軸変換手段に供給する回転角θに前記ずれ角αをフィードバック制御することが好適である。

また、前記モータの回転角θを検出する回転角検出手段と、前記モータの各相電流を検出し、これをｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流検出手段と、検出したｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑを発生する電圧指令発生手段と、前記ｄ軸電圧指令Ｖｄと、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑと、前記回転角θから、モータの各相電圧指令を発生する軸変換手段と、を含み、前記ｑ軸電流が０以上になるように、前記軸変換手段に供給する回転角θに前記トルク電圧指令とで決定される電圧指令ベクトルのｑ軸からのずれ角αを予め定めた所定値とすることが好適である。

また、バッテリの充放電状態を検出し、検出した充放電状態に応じて、ｄ軸電圧指令Ｖｄまたは電圧指令ベクトルのｑ軸とのずれ角αを制御することが好適である。

本発明によれば、矩形波制御が禁止されている状態においても、回生電流が発生しバッテリが過充電されることを確実に防止することができる。

実施形態の構成を示す図である。 ｄ、ｑ軸電圧を示す図である。 電圧ベクトルの方向とずれ角αを説明する図である。 実施形態の一例の構成を示す図である。 実施形態の他の例の構成を示す図である。 実施形態のさらに他の例の構成を示す図である。 実施形態のさらに他の例の構成を示す図である。 実施形態のさらに他の例の構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態に係るモータ制御装置を含む車両の駆動システムの構成を示す図である。

バッテリ１０からの直流電力は、インバータ１２により、所望の三相電流に変換されてモータ１４に供給される。バッテリ１０は、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池などの二次電池で形成され、数１００Ｖの出力を有し、昇圧コンバータにより昇圧する構成でもよい。インバータ１２は、例えば正負母線間に２つのトランジスタ（例えば、ＩＧＢＴ）の直列接続からなるアームを３本有し、各アームの中点が出力端になっており、トランジスタのスイッチングにより所望の三相交流電流を出力する。モータ１４は、永久磁石モータであり、ＵＶＷの三相に１２０度位相の異なる電流を流して駆動される。このモータ１４は、例えば永久磁石モータで構成され、車両の駆動および回生による発電を行うモータジェネレータである。

モータ１４の各相に流れる電流は電流計２０によって検出され、検出した電流値はＵＶＷ→ｄｑ変換部２２に供給される。なお、各相電流は、２相の電流を検出すれば、残る１相電流がわかるため、この例ではＶ，Ｗの２相のモータ電流Ｉｖ０，Ｉｗ０を検出している。また、モータのロータ角θは、回転角検出器（例えば、レゾルバ）２４によって検出され、ＵＶＷ→ｄｑ変換部２２に供給される。

ＵＶＷ→ｄｑ変換部２２は、モータ電流Ｉｕ０、Ｉｖ０、Ｉｗ０をｄｑ軸に変換し、実ｄ軸電流Ｉｄ０、実ｑ軸電流Ｉｑ０を得、これを電圧指令演算部２６に供給する。

ここで、車両のアクセル踏み込み量などに基づき得られるモータの目標出力トルクを示すトルク指令は電流指令生成部２８に供給される。この電流指令生成部２８は、トルク指令に応じて、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊を生成し、これを電圧指令演算部２６に供給する。

電圧指令演算部２６は、目標ｄ軸電流Ｉｄ＊、目標ｑ軸電流Ｉｑ＊から実ｄ軸電流Ｉｄ０、実ｑ軸電流Ｉｑ０を減算し、ｄｑ軸電流についての偏差を算出し、これに基づき目標電流がモータ１４に供給されるように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑを算出する。

得られたｄ軸電圧指令Ｖｄ、ｑ軸電圧指令Ｖｑは、ｄｑ→ＵＶＷ変換部３０において、三相の電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換され、信号発生部３２に供給される。

信号発生部３２は、基本的にＰＷＭ制御信号を生成する。すなわち、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＰＷＭキャリアと比較して、電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じてデューティー比が決定されたＰＷＭ制御信号を生成し、これに応じて、インバータ１２の各トランジスタのスイッチングを制御する。これによって、各相のモータ電流が目標値に制御され、モータ１４の出力トルクがトルク指令に応じたものに制御される。

ここで、矩形制御時のレゾルバの誤差補正ができなかったり、インバータのスイッチングの時間補正ができないなどの部品故障が起こった場合には、フェイルセーフモードに入り、矩形波モードが禁止されＰＷＭモードに固定される。このような状況で、下り坂を惰性走行し、速度が上昇すると、ＰＷＭ制御において、十分な制御が行えなくなる。例えば、車速が５０ｋｍ／ｈ以上では、ＰＷＭ制御の制御可能範囲を超えるため、通常であれば矩形波制御となる。しかし、ＰＷＭ制御に固定されているため、ＰＷＭ制御でモータ制御がなされ、従って、正確なモータ電流制御が行えない。

一方、バッテリ１０の充電状態（ＳＯＣ）が１００％に近い場合には、回生電力によってバッテリ１０が充電されることを防止しなければならない。そこで、この場合には、ＰＷＭ制御において、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＝０、ｑ軸電圧指令を一定の固定値として、ｑ軸電流Ｉｑを０に制御する。

すなわち、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑは、次式で表される。
Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄ＋Ｌｄ（ｄ／ｄｔ）Ｉｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ・・・（１）
Ｖｑ＝Ｒ・Ｉｑ＋Ｌｑ（ｄ／ｄｔ）Ｉｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋ω・φ・・・（２）

ここで、Ｒはモータ６の巻線抵抗、ωは現在の回転数、φは鎖交磁束、Ｉｄはｄ軸電流、Ｉｑはｑ軸電流、Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。

そして、ｄ軸電圧Ｖｄを０にすることで、図２に示すように、ｑ軸電圧Ｖｑと、ｄ軸電流によってｑ軸に発生する電圧ω×Ｌｄ×Ｉｄがロータの回転によって生じるｑ軸の逆起電圧ωφに等しくなり、弱め界磁制御がなされる。なお、図において、ｄ軸、ｑ軸上に乗るべき電圧、電流を、見やすくするため、軸から離して記載している。

このような状態で、ｑ軸電流Ｉｑが発生すると、図に示すように、回生電流Ｉが発生することになる。

ここで、ｄ軸電流に変化がないとした場合、ｑ軸電流Ｉｑは次のように表せる。
Ｉｑ＝（−Ｖｄ＋Ｒ・Ｉｄ）／ω・Ｌｑ

従って、Ｉｑを０にするためには、Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄとすればよい。

また、ｄ，ｑ軸電圧で決定される電圧ベクトルＶのｑ軸とのずれ角αは、次のように表される。
α＝ｔａｎ^−１（Ｖｄ／Ｖｑ）＝ｔａｎ^−１（｜Ｒ・Ｉｄ｜／｜Ｖｑ｜）

そこで、ずれ角αを制御することでも、Ｉｑを０に制御することが可能となる。

図３には、ずれ角αについて示してある。このαを制御することで、ｄ軸電圧Ｖｄを制御することができる。

また、図３に示すように、Ｉｑがマイナス側にあることで、回生電流が流れる。従って、モータを力行側にすることによっても、Ｉｑがプラスとなり、回生電流が流れないようにできる。

図４には、Ｖｄをフィードバック制御する構成について示してある。すなわち、ｄｑ→ＵＶＷ変換部３０には、電圧指令演算部２６からのｑ軸電圧指令Ｖｑ（固定値）が供給されるが、ｄ軸電圧指令Ｖｄとしては、別の値が供給される。すなわち、ＵＶＷ→ｄｑ変換部２２において得られた実トルク電流Ｉｑ０と０の差がＰＩ制御器５０を介しｄ軸電圧指令値Ｖｄとしてｄｑ→ＵＶＷ変換部３０に入力される。従って、このフィードバック系によって、実ｑ軸電流Ｉｑ０が０となるようにｄ軸電圧指令Ｖｄが制御される。すなわち、このフィードバック制御系において、Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄとなり、実ｑ軸電流Ｉｑ０が０となるような制御がなされる。

図５には、ずれ角αをフィードバック制御する構成が示されている。すなわち、この例では、ＰＩ制御器５０の出力は、ずれ角αとして、ｄｑ→ＵＶＷ変換部３０には、回転角検出器２４からのロータ角θに加算される。すなわち、ｄ，ｑ軸は、ロータ位置によって決定されるが、αを加算することでｄ，ｑ軸の方向がオフセットする。これによって、Ｖｄ，Ｖｑで決定される電流ベクトルがずれ（回転し）、本来０であった電圧指令値Ｖｄが０でなくなる。そして、この構成によって、図４の場合と同様にＩｑ０が０になるようにαがフィードバック制御される。

このように、図４，５に示す構成によれば、ｑ軸電流が０になるようにフィードバック制御がなされ、回生電流の発生を確実に防止できる。なお、Ｉｑ０の目標値Ｉｑ＊を０でなく、若干正の値として力行状態とすることも好適である。

図６には、他の実施形態が示されている。この例では、図５の変形例であり、ロータ角θに対するオフセット角であるずれ角αとして、Ｉｑが力行側になる予め決めた値とする。すなわち、αを大きくすることで、ｑ，ｄ軸が電流ベクトルに対し相対的に回転し、これによってＩｑが正の値となり、力行状態となって、回生電流が発生することを防止できる。例えば、図３における電流ベクトルＩがＩ’に変化することになる。

図５，６の構成では、通常の制御機構については全てそのままとして、ロータ角にオフセットを与えるだけで、回生電流を制御することができる。

図７，８の構成では、バッテリ１０の充放電電流ＩＢ、セル電圧ＶＢまたはバッテリ電力ＰＢのいずれかを検出し、これを目標値ＩＢ＊，ＶＢ＊，ＰＢ＊になるように制御を行う。例えば、充放電電流ＩＢが放電側となるようにしたり、セル電圧ＶＢが最大電圧以下になるようにしたり、バッテリ電力ＰＢが放電側になるように目標値を設定する。

図７では、図４と同様にＶｄを制御し、図８では、図５と同様にαを制御している。

このような構成によっても、回生電流の発生を防止することができる。

ここで、モータの駆動制御には、ＰＷＭモードの他に、過変調モードや矩形波モードを設けられる。これは、正弦波ＰＷＭでは変調率０．６１が最大であり、それ以上の変調率とする場合には、ＰＷＭキャリアの振幅より大きな振幅の電圧指令を用いる過変調モードや、モータ電流を矩形波とする矩形波モードを用いる必要があるからである。変調率でいうと、０〜６１：ＰＷＭモード、０．６１〜０．７８：過変調モード、０．７８以上：矩形波モードというように、モードを切り替える。

従って、ＰＷＭモードおよび過変調モードに固定されている場合には、変調率０．７８以上の場合、ＰＷＭモードのみに限定されている場合には、変調率０．６１以上の場合に上述のような回生電流の発生防止手段を講じるとよい。

すなわち、バッテリ１０の充電状態がほぼ満充電状態で充電禁止の場合であって、変調率が所定値を超えるため、正確なモータ電流制御が行えない場合に、本実施形態の制御を行うことが好適である。なお、変調率でなく、モータ回転数が所定値以上であることで判定してもよい。

このように、本実施形態によれば、ＰＷＭ制御に固定されているような状態においても、ｑ軸電流が０以上となるような制御を行うことができ、バッテリ１０への過充電を確実に防止することができる。

なお、上述の構成において、ＰＩ制御器５０は、電圧指令演算部２６の構成として設ければよい。

１０ 直流電源、１２ インバータ、１４ モータ、２０ 電流計、２２ ＵＶＷ→ｄｑ変換部、２６ 電圧指令演算部、２８ 電流指令生成部、３０ ｄｑ→ＵＶＷ変換部、３２ 信号発生部、５０ ＰＩ制御器。

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換するインバータを、ｄ軸電圧指令Ｖｄとｑ軸電圧指令Ｖｑを用いて制御してモータをベクトル制御するモータ駆動制御装置であって、
   インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ固定モードを有し、このＰＷＭ固定モードにおいて、
   ｄ軸電圧指令Ｖｄを０にしても、前記モータにおけるｑ軸電流Ｉｑが負となり前記モータから回生電流が発生する場合に、ｑ軸電流Ｉｑが０以上となるようにｄ軸電圧指令Ｖｄまたは電圧指令ベクトルのｑ軸とのずれ角αを制御するモータ駆動制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置であって、
   前記モータの回転角θを検出する回転角検出手段と、
   前記モータの各相電流を検出し、これをｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流検出手段と、
   検出したｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑを発生する電圧指令発生手段と、
   前記ｄ軸電圧指令Ｖｄと、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑと、前記回転角θから、モータの各相電圧指令を発生する軸変換手段と、
   を含み、
   前記ｑ軸電流が０になるように、前記軸変換手段に供給するｄ軸電圧指令Ｖｄをフィードバック制御することで、回生電流の発生を防止するモータ駆動制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置であって、
   前記モータの回転角θを検出する回転角検出手段と、
   前記モータの各相電流を検出し、これをｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流検出手段と、
   検出したｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑを発生する電圧指令発生手段と、
   前記ｄ軸電圧指令Ｖｄと、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑと、前記回転角θから、モータの各相電圧指令を発生する軸変換手段と、
   を含み、
   前記ｑ軸電流が０になるように、前記軸変換手段に供給する回転角θに前記ずれ角αをフィードバック制御するモータ駆動制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置であって、
   前記モータの回転角θを検出する回転角検出手段と、
   前記モータの各相電流を検出し、これをｄｑ軸電流に変換するｄｑ軸電流検出手段と、
   検出したｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄと、ｑ軸電圧指令Ｖｑを発生する電圧指令発生手段と、
   前記ｄ軸電圧指令Ｖｄと、前記ｑ軸電圧指令Ｖｑと、前記回転角θから、モータの各相電圧指令を発生する軸変換手段と、
   を含み、
   前記ｑ軸電流が０以上になるように、前記軸変換手段に供給する回転角θに前記トルク電圧指令とで決定される電圧指令ベクトルのｑ軸からのずれ角αを予め定めた所定値とするモータ駆動制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置であって、
   バッテリの充放電状態を検出し、検出した充放電状態に応じて、ｄ軸電圧指令Ｖｄまたは電圧指令ベクトルのｑ軸とのずれ角αを制御するモータ駆動制御装置。

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