JP2007068290A - 電圧変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】 充電可能な直流電源からの出力電圧を変換して負荷へ供給する電圧変換システムにおいて、直流電源の内部抵抗変化を適切に反映して、出力電圧の制御応答性を確保する。
【解決手段】 出力電圧制御系２００は、フィードバックゲイン決定部２１０によるフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電圧ＶＨの目標電圧ＶＨ♯に対する偏差ΔＶＨを零にするためのフィードバック制御を行なうフィードバック演算部２４０を含む。フィードバックゲイン決定部２１０は、直流電源（バッテリ）での充電率に応じた内部抵抗変化を反映するように、フィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを決定する。
【選択図】 図６

Description

この発明は、電圧変換システムに関し、より特定的には、充電可能な直流電源から供給された直流電圧を変換する電圧変換システムに関する。

バッテリ等の充電可能な直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に変換して負荷へ供給する電圧変換システムが一般的に用いられている。たとえば、特開２００４−３５０４７８号公報（特許文献１）には、スイッチング素子を含むＤＣ／ＤＣコンバータによって、バッテリからの出力電圧を変換して負荷への供給電圧を発生する構成が開示されている。

特許文献１に開示された電圧変換システムでは、バッテリ出力電圧と出力目標電圧との電圧比に応じてＤＣ／ＤＣコンバータでのデューティ比を設定するとともに、バッテリからの過大な電流出力を防止するように上記デューティ比に制限を加えてＤＣ／ＤＣコンバータが駆動制御される。

たとえば、バッテリからの出力電流（バッテリ電流）がバッテリの内部抵抗および起電圧に基づいて設定される最適電流範囲内であるかどうかを判定し、バッテリ電流が上記最適電流範囲を外れている場合には、電圧比に応じて設定されたデューティ比に修正を加えてＤＣ／ＤＣコンバータが駆動制御される。これにより、バッテリから取り出すことが可能な最大出力電力に対応した電流値以上のバッテリ電流の発生を防止して、バッテリの大幅な電力低下を招くことを回避できる。この結果、電源の状態（代表的にはバッテリの内部抵抗）に応じて適切に電源の電圧を変換する電圧変換システムが提供される。
特開２００４−３５０４７８号公報

しかしながら、特許文献１に開示された電圧変換システムのデューティ比制御では、直流電源（バッテリ）の内部抵抗は、設定されたデューティ比を修正するか否かには反映されるが、デューティ比の設定そのものに内部抵抗の変化は反映されていない。したがって、直流電源（バッテリ）の内部抵抗の変化に伴って、電圧変換システム全体の制御応答性が変化するのを補償することができない。このため、内部抵抗の変化に伴って出力電圧の制御精度が悪化する可能性がある。

また、特許文献１では、バッテリの内部抵抗について、バッテリ温度に基づいたマップ参照により求める手法が開示されている。しかしながら、このような手法では、バッテリ温度以外の条件に応じて内部抵抗が変化する場合には、電圧変換システムの出力電圧制御に内部抵抗の変化を適切に反映させることができない。

また、特許文献１には、バッテリ電圧Ｖｂおよびバッテリ電流Ｉｂのセンサ検出値に基づき、下記（１）式に従ってバッテリの内部抵抗Ｒｂを求める手法も開示されている。

Ｒｂ＝（Ｖｂｏ−Ｖｂ）／Ｉｂ …（１）
（１）式において、Ｖｂｏはバッテリ起電圧（開放電圧）である。しかしながら、（１）式による内部抵抗の推定精度は、バッテリ起電圧Ｖｂｏの設定精度に依存するので、電源状態の変化を反映して、内部抵抗を推定することは困難である。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、充電可能な直流電源（代表的には、二次電池）からの出力電圧を変換して負荷へ供給する電圧変換システムにおいて、直流電源の内部抵抗変化を適切に反映して、出力電圧の制御応答性を確保することである。

この発明による電圧変換システムは、充電可能な直流電源と、電力変換回路と、制御装置とを備える。電力変換回路は、少なくとも１個の電力用半導体素子を含んで構成され、この電力用半導体素子のスイッチング動作に従って直流電源から供給された直流電圧を電力変換して負荷へ供給する。制御装置は、電力用半導体素子のオン・オフを制御し、特に、直流電源における充電率に応じた内部抵抗の変化を考慮して、電力用半導体素子のオン・オフ制御指令を生成する。

上記電圧変換システムによれば、直流電源における充電率に応じた内部抵抗の変化を考慮して、電力変換回路内の電力用半導体素子のスイッチング動作を制御できるので、充電率に応じて内部抵抗が変化する特性を有する直流電源からの直流電圧を変換する場合に、この内部抵抗変化を適切に反映して、出力電圧の制御応答性を確保することができる。

好ましくは、この発明の電圧変換システムにおいて、電力変換回路は、制御装置からのオン・オフ制御指令に従った電力用半導体素子のデューティ比に応じた電圧変換比率により、直流電源からの直流電圧レベルを変換して負荷へ供給する。

上記電圧変換システムによれば、電力変換回路が電力用半導体素子のデューティ比（オン期間比率）に従って電圧変換を行なうＤＣ／ＤＣコンバータである構成において、直流電源の内部抵抗変化を適切に反映して、出力電圧の制御応答性を確保できる。

さらに好ましくは、この発明の電圧変換システムにおいて、制御装置は、ゲイン設定手段と、ゲイン修正手段と、デューティ比設定手段とを含む。ゲイン設定手段は、直流電源の状態量から基準充電率における内部抵抗を予測して、この予測した内部抵抗に基づいて制御ゲインを設定する。ゲイン修正手段は、直流電源の現時点の充電率と基準充電率との比較に基づいて、ゲイン設定手段によって設定された制御ゲインを修正する。デューティ比設定手段は、ゲイン修正手段による修正を経た制御ゲインに従って、負荷への供給電圧の目標電圧に対する偏差に応じて電力用半導体素子のデューティ比を設定する。

上記電圧変換システムによれば、直流電源の充電率に応じて出力電圧のフィードバック制御ゲインを調整することにより、充電率の変化に対する内部抵抗の変化を反映する出力電圧制御を簡易な制御構成で実現できる。特に、直流電源の状態量および充電率に基づいて精密に内部抵抗を予測する制御構成と比較して、内部抵抗の反映に必要な制御演算負荷あるいはマップデータ量を軽減できる。

また好ましくは、この発明の電圧変換システムにおいて、制御装置は、ゲイン決定手段と、デューティ比設定手段とを含む。ゲイン決定手段は、前記直流電源の状態量および前記直流電源の現時点の充電率から予測される前記内部抵抗に基づいた制御ゲインを決定する。デューティ比設定手段は、ゲイン決定手段により決定された前記制御ゲインに従って、前記負荷への供給電圧の目標電圧に対する偏差に応じて前記電力用半導体素子のデューティ比を設定する。

上記電圧変換システムによれば、直流電源の充電率に応じて出力電圧のフィードバック制御ゲインを調整することにより、充電率の変化に対する内部抵抗の変化を反映した出力電圧制御を行うことができる。

さらに好ましくは、この発明の電圧変換システムでは、デューティ比設定手段は、二次電池の出力電圧と、負荷への供給電圧の目標電圧との比を考慮に加えて、電力用半導体素子のデューティ比を設定する。

上記電圧変換システムによれば、二次電池の出力電圧（すなわち、電力変換回路への入力電圧）と負荷への供給電圧の目標電圧（すなわち、出力電圧目標値）との電圧比（すなわち、電力変換回路での電圧変換比率）をデューティ比設定に反映するフィードフォワード制御を行なうことにより、目標電圧変化時の出力電圧制御性を高めることができる。

あるいは好ましくは、直流電源は、リチウムイオン二次電池で構成される。
上記電圧変換システムによれば、充電率に応じて内部抵抗が変化する特性が顕著なリチウムイオン二次電池からの直流電圧を変換する構成において、内部抵抗変化を適切に反映して、出力電圧の制御応答性を確保することができる。

この発明によれば、直流電源（代表的には、二次電池）からの出力電圧を変換して負荷へ供給する電圧変換システムにおいて、直流電源の内部抵抗変化を反映して出力電圧の制御応答性を確保できる。

以下において、この発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。

図１は、この発明の実施の形態による電圧変換システムの構成を説明するブロック図である。

図１を参照して、この発明の実施の形態による電圧変換システム１００は、直流電源１０と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、制御装置３０とを備える。

直流電源１０は、内部抵抗Ｒｂが存在する充電可能な電源である。すなわち、直流電源１０としては、それ自体が化学変化等により電気を作り出す二次電池や、外部からの供給により電気を蓄えるキャパシタ等の蓄電装置が適用可能である。なお、以下の説明で明らかになるように、本発明の実施の形態に用いられる直流電源１０は、内部抵抗Ｒｂがその充電率（ＳＯＣ：State Of Charge）に応じて変化することを想定している。このため、代表的には、直流電源１０としてリチウムイオン二次電池が適用される。以下では、直流電源１０をバッテリ１０とも称することとする。

バッテリ１０には、その出力電圧Ｖｂ（バッテリ電圧）を検出するための電圧センサ１１と、バッテリ温度Ｔｂを検出するための温度センサ１２と、バッテリ１０からの出力電流Ｉｂを検出するための電流センサ１３とが配置されている。

システムリレーＳＲ１は、バッテリ１０の正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、バッテリ１０の負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。
「電力変換器」の代表例として示されるＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタなどを用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフ（スイッチング動作）は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。リアクトルＬは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

負荷４０は、電力線７およびアース線５に接続されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０から直流電圧の供給を受ける。負荷４０は、たとえば、図２に示すように、電気自動車、ハイブリッド自動車等に搭載されるインバータ回路４１およびモータジェネレータ４２からなる構成（図２（ａ）参照）、２つのインバータ回路４１，４３を並列に接続して、それぞれに主に発電機として動作するモータジェネレータ４２および主に電動機として動作するモータジェネレータ４４を接続した構成（図２（ｂ）参照）、あるいは、燃料電池自動車などに搭載されるインバータ回路４１とモータジェネレータ４２および燃料電池４５からなる構成（図２（ｃ）参照）などが該当する他、これら電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池自動車などに搭載される電動機・発電機（モータジェネレータ）に限られず、直流電源（バッテリ）１０からの電源を用いて駆動される電気機器などであってもよい。

また、負荷４０の発電時には、負荷４０からの直流電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ２０によって電圧変換されて、直流電源（バッテリ）１０の充電に用いられてもよい。また、負荷４０以外の図示しない発電・給電機構により、直流電源（バッテリ）１０を充電することも可能である。

制御装置３０は、電圧変換システム１００の起動・停止指令に従ってシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオン・オフを制御する制御信号ＳＥを生成する。リレー制御信号ＳＥは、電圧変換システム１００の起動に従ってシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオンされるように生成され、かつ、電圧変換システム１００の停止時にシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされるように制御される。

制御装置３０には、電圧センサ１１からのバッテリ電圧Ｖｂ、温度センサ１２からのバッテリ温度Ｔｂ、電流センサ１３からのバッテリ電流Ｉｂ、電圧センサ１４からの入力電圧ＶＬおよび電圧センサ１５からの出力電圧ＶＨの検出値が入力される。制御装置３０は、電圧変換システム１００の作動時には、これらの検出値に基づきＤＣ／ＤＣコンバータ２０で所望の電圧変換が行なわれるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作（オン・オフ動作）を制御するスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

次に、電圧変換システム１００の動作を説明する。
システムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオン期間において、バッテリ１０からの出力電圧であるバッテリ電圧Ｖｂが、アース線５および電力線６の間に印加される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０へは、アース線５および電力線６に接続された平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＬが入力される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、バッテリ１０から入力された直流電圧ＶＬを、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に従ったスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって昇圧して、アース線５および電力線７の間に直流電圧ＶＨを発生することができる。直流電圧ＶＨは平滑コンデンサＣ２によって平滑されて負荷４０へ供給される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、平滑コンデンサＣ２を介して負荷４０から供給された直流電圧ＶＨを、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に従ったスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって降圧して、アース線５および電力線６の間に直流電圧ＶＬを発生することができる。直流電圧ＶＬは、平滑コンデンサＣ１によって平滑されて、バッテリ１０の充電に用いられる。

このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、双方向に電力変換可能な昇降圧コンバータとして動作可能であるが、本実施の形態では、バッテリ（直流電源）１０から供給された直流電圧ＶＬを負荷４０へ供給される直流電圧ＶＨへ変換する電圧変換動作（昇圧動作）を主に説明の対象とする。したがって、以下では、直流電圧ＶＬを入力電圧ＶＬと称し、直流電圧ＶＨを出力電圧ＶＨとも称する。

図３は、昇圧動作時におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０でのスイッチング動作を説明する動作波形図である。

図３を参照して、昇圧動作時には、スイッチング素子Ｑ２のオン期間およびオフ期間が、設定されたデューティ比ｄ（ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ：オン期間比）に従って交互に設けられる。ここで、Ｔは、所定のスイッチング周期（Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）である。

スイッチング素子Ｑ２のオン期間にはバッテリ１０からリアクトルＬに電力が蓄積され、オフ期間には、バッテリ１０およびリアクトルＬから負荷４０へ電力が供給される。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、いわゆる昇圧チョッパとして動作する。

昇圧動作時におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の定常状態での昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）は、ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔの関数として下記（２）式で示される。

ＶＨ＝１／（１−ｄ）・ＶＬ …（２）
スイッチング素子Ｑ１は、基本的には、スイッチング素子Ｑ２と相補的にオン・オフされる。なお、スイッチング素子Ｑ１については、常にオフ状態としても、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を昇圧チョッパとして動作させることが可能である。ただし、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、電力線７から電力線６へ電流を流すことが可能であるので、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間にスイッチング素子Ｑ１をオンさせることにより、出力電圧過大時における出力電圧ＶＨの目標出力電圧ＶＨ♯への追従性を向上できる。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ２を介して負荷４０から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１０へ出力する降圧チョッパとして動作する。具体的には、降圧動作時には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられる。この場合の定常的な降圧比（ＶＬ／ＶＨ）は、スイッチング素子Ｑ１のデューティ比（オン期間比）に従う。

上記のように、制御装置３０は、所望の出力電圧が得られるようなＤＣ／ＤＣコンバータ２０でのデューティ比制御を行なうように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。昇圧動作時には、出力電圧ＶＨが目標出力電圧ＶＨ♯と一致するように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２が生成される。

図１に示されるように、直流電源（バッテリ）１０の充放電は、内部抵抗Ｒｂを経て行なわれる。以下に説明するように、直流電源１０の内部抵抗Ｒｂは、その充電率（ＳＯＣ：State Of Charge）に応じて変化するものとする。

図４を参照して、直流電源（バッテリ）１０の内部抵抗Ｒｂは、特許文献１にも開示されるように、代表的にはバッテリ温度Ｔｂに依存して変化する。さらに、内部抵抗Ｒｂは、その充電率ＳＯＣによっても変化する。具体的には、同一の電池温度Ｔｂに対して、充電率（ＳＯＣ）が高いほど内部抵抗Ｒｂは低くなり、充電率（ＳＯＣ）が低くなるほど内部抵抗Ｒｂは高くなる傾向を有する。すなわち、基準となる充電率における、バッテリ温度Ｔｂ−内部抵抗Ｒｂ特性線３００♯に対して、充電率（ＳＯＣ）の変化に応じて、バッテリ温度Ｔｂ−内部抵抗Ｒｂ特性線は異なってくる。このような特性は、特にリチウムイオン二次電池で顕著である。

このため、図５に示すような、バッテリ温度Ｔｂに基づいて内部抵抗Ｒｂを推定するマップを参照するのみでは、直流電源（バッテリ）１０の内部抵抗を正しく把握することができず、出力電圧の制御応答性を十分に確保できない可能性がある。したがって、本発明の実施の形態に従う電圧変換システム１００では、図６に示すような出力電圧制御系が構成される。図６に示した出力電圧制御系２００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の昇圧動作時に構成されて、出力電圧ＶＨを目標出力電圧ＶＨ♯へ制御する。

図６を参照して、出力電圧制御系２００は、制御対象であるＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、フィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを決定するフィードバックゲイン決定部２１０と、出力電圧ＶＨの制御偏差ΔＶＨを算出する加算点２３０と、フィードバック演算部２４０と、フィードフォワード演算部２５０と、加算点２６０と、スイッチング制御信号発生部２７０とを含んで構成される。

フィードバックゲイン決定部２１０は、ゲイン設定部２１５と、ゲイン修正部２２０とを含む。ゲイン設定部２１５は、基準となる充電率（たとえば、基準ＳＯＣ＝６０（％）時）におけるバッテリ温度Ｔｂ−内部抵抗Ｒｂ特性（たとえば、図４における特性線３００♯）に従った、図５に示すようなマップを作成し、推定される内部抵抗が反映されるように、基準ＳＯＣを想定した基準ゲインＫｐ♯，Ｋｉ♯を設定する。ゲイン修正部２２０は、ゲイン設定部２１５での基準ゲイン算出に想定される基準ＳＯＣと、現在のＳＯＣとの比較に応じて基準ゲインＫｐ♯，Ｋｉ♯を修正して、フィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを決定する。

フィードバック演算部２４０は、加算点２３０で求められた出力電圧ＶＨの制御偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ♯−ＶＨ）とフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉとのフィードバック演算により、フィードバック制御量ｄｆｂを算出する。

一方、フィードフォワード演算部２５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０への入力電圧ＶＬと目標出力電圧ＶＨ♯との比に従って、フィードフォワード制御量ｄｆｆを算出する。加算点２６０は、フィードバック演算部２４０により算出されたフィードバック制御量ｄｆｂと、フィードフォワード演算部２５０により算出されたフィードフォワード制御量ｄｆｆとの加算により、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０でのデューティ比ｄを算出する。スイッチング制御信号発生部２７０は、算出されたデューティ比ｄに従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフを制御するスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成して、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０へ送出する。

次に、図６に示した出力電圧制御系２００による制御動作を図７のフローチャートを用いて詳細に説明する。制御装置３０は、予め記憶された所定プログラムの実行によって、図７に示すフローチャートに従った制御演算処理を逐次実行することにより、図６に示された出力電圧制御系２００による出力電圧制御を実現する。

図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、基準ＳＯＣでの内部抵抗マップ（図５）に基づき、バッテリ１０の状態（代表的には、バッテリ温度Ｔｂ）に応じて、基準ＳＯＣを想定した基準ゲインＫｐ♯，Ｋｉ♯を設定する。この制御処理は、図６におけるゲイン設定部２１５の動作に相当する。

次に、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ゲイン設定部２１５で想定された基準ＳＯＣと、現在のＳＯＣとの比較に基づいて、修正ゲインＫｓｏｃを算出する。修正ゲインＫｓｏｃは、図８に示されるように、現在のＳＯＣが基準ＳＯＣｒと等しいときにＫｓｏｃ＝１．０と設定され、かつ、ＳＯＣ＞ＳＯＣｒの領域では、図４に示した特性を考慮して、Ｋｓｏｃ＜１．０に設定される。これに対して、ＳＯＣ＜ＳＯＣｒの領域、すなわちＳＯＣが基準よりも低い領域では、修正ゲインＫｓｏｃ＞１．０に設定される。図８に示した修正ゲインＫｓｏｃの設定特性線３１０は、図４に示した内部抵抗ＲｂのＳＯＣに対する変化に応じて設定される。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、ステップＳ１００で設定された基準ゲインＫｐ♯，Ｋｉ♯と修正ゲインＫｓｏｃとの積により、フィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを決定する。すなわち、ステップＳ１２０およびＳ１３０の制御処理は、図５に示したゲイン修正部２２０の動作に相当する。これにより、直流電源１０での充電率（ＳＯＣ）に応じた内部抵抗の変化を反映してフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを決定することができる。

制御装置３０は、さらにステップＳ１４０により、ステップＳ１３０で求めたフィードバックゲインＫｐ（比例ゲイン）およびＫｉ（積分ゲイン）を用いて、下記（３）式に従う制御演算を実行する。

ｄｆｂ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Ｋｉ・ΣΔＶＨ …（３）
これにより、出力電圧偏差ΔＶＨが正のときにデューティ比が大きく設定されるように、フィードバック制御量ｄｆｂがＰＩ制御演算によって算出される。すなわち、ステップＳ１４０における制御処理は、図６に示したフィードバック演算部２４０の動作に相当する。

制御装置３０は、ステップＳ１５０により、（２）式に示したＤＣ／ＤＣコンバータ２０の昇圧比に従って、現在の入力電圧ＶＬと目標出力電圧ＶＨ♯との比に応じてフィードフォワード制御量ｄｆｆを算出する。すなわち、フィードフォワード制御量ｄｆｆは、下記（４）式によって算出される。なお、ステップＳ１５０における制御処理は図６に示したフィードフォワード演算部２５０の動作に相当する。

ｄｆｆ＝１−（ＶＬ／ＶＨ♯） …（４）
さらに、ステップＳ１６０では、制御装置３０は、ステップＳ１４０で求めたフィードバック制御量ｄｆｂ、およびステップ１５０で求めたフィードフォワード制御量ｄｆｆの和により、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０のデューティ比ｄを決定する。すなわち、ステップＳ１６０における制御処理は、図６に示した加算点２６０の動作に相当する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１７０により、ステップＳ１６０で決定されたデューティ比ｄに従ってスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を発生する。

このような制御構造とすることにより、本発明の実施の形態による電圧変換システムによれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の昇圧特性に従ったフィードフォワード制御および、出力電圧偏差ΔＶＨを零にするフィードバック制御の両方を用いて、出力電圧ＶＨを目標出力電圧ＶＨ♯に精度よく追従させることができる。

さらに、直流電源１０（バッテリ）の内部抵抗Ｒｂがバッテリ温度Ｔｂのみならず充電率（ＳＯＣ）に応じて変化することを制御ゲインに反映できる。これにより、内部抵抗が高い領域では制御ゲイン（フィードバックゲイン）を高めて制御応答に遅れが生じることを回避する一方で、内部抵抗が低くなる領域では制御ゲイン（フィードバックゲイン）を相対的に低く設定して、オーバーシュート、アンダーシュートやハンチングの発生を回避することができる。この結果、充電率に応じた直流電源の内部抵抗変化を反映して、出力電圧の制御応答性を確保できる。

なお、図９に示す変形例のように、制御ゲイン（フィードバックゲイン）の設定については、ＳＯＣ比較に基づく修正ゲインＫｓｏｃを用いることなく、バッテリ１０の状態量および現在のＳＯＣから直接決定してもよい。

図９を参照して、この発明の実施の形態の変形例による出力電圧制御系２００♯は、図６に示した出力電圧制御系２００と比較して、フィードバックゲイン決定部２１０に代えてフィードバックゲイン決定部２１０♯を含む点で異なる。フィードバックゲイン決定部２１０♯は、図６に示した基準ゲインＫｐ♯，Ｋｉ♯の設定を経ることなく、直流電源の状態量（バッテリ温度Ｔｂ）および充電率（ＳＯＣ）から直接フィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを直接決定する。たとえば、フィードバックゲイン決定部２１０♯は、充電率の変化による内部抵抗変化（図４）を反映した、バッテリ温度Ｔｂおよび現在のＳＯＣからフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを直接求めるように構成されたマップにより実現される。

出力電圧制御系２００♯のその他の部分の構成は、出力電圧制御系２００と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。

図１０には、図９に示した出力電圧制御系２００♯による制御動作のフローチャートが示される。

図１０のフローチャートを図７のフローチャートと比較すると、図７でのステップＳ１００〜Ｓ１３０に代えて、ステップＳ１００♯が実行される。制御装置３０は、ステップＳ１００♯により、内部抵抗のマップ（図４）に基づき、現ＳＯＣを反映した制御ゲインＫｐ，Ｋｉを設定する。制御ゲイン設定後のステップＳ１４０〜Ｓ１７０の処理は、図７と同様であるので、詳細な説明は省略する。

図９および図１０に示す制御構造としても、図６および図７に示した制御構造と同様の出力電圧制御が可能となる。ただし、図９に示した出力電圧制御系２００♯では、フィードバックゲイン決定部２１０♯を構成するマップデータが比較的大規模となる可能性がある。言い換えれば、図６に示した出力電圧制御系２００では、基準ＳＯＣにおけるゲインマップのみを作成した上で、充電率（ＳＯＣ）の変化をゲイン修正として反映する制御方式とするので、直流電源の状態量および充電率に基づいて精密に内部抵抗を予測する制御構成（出力電圧制御系２００♯）と比較して、制御演算負荷あるいはマップデータ量を軽減できる。

なお、本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０として非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであるチョッパ回路を例示したが、本発明の適用はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを始めとして、スイッチング素子のオン・オフ制御により出力電圧を制御可能な任意の構成のものを適用できる。さらに、充電率に応じて内部抵抗が変化する直流電源から直流電力の供給を受け、かつ、内蔵するスイッチング素子のオン・オフ制御により出力を制御可能な電力変換回路であれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ以外の電力変換回路を適用することも可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態による電圧変換システムの構成を説明するブロック図である。 電圧変換システムの負荷の構成例を示すブロック図である。 昇圧動作時におけるＤＣ／ＤＣコンバータでのスイッチング動作を説明する動作波形図である。 直流電源の内部抵抗特性を説明する概念図である。 バッテリ温度に基づく内部抵抗推定マップ例を示す概念図である。 本発明の実施の形態による電圧変換システムにおける出力電圧制御系を説明するブロック図である。 図６に示した出力電圧制御系の動作を示すフローチャートである。 修正ゲインの設定を説明する概念図である。 本発明の実施の形態による電圧変換システムにおける出力電圧制御系の変形例を説明するブロック図である。 図９に示した出力電圧制御系の動作を示すフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０ 直流電源（バッテリ）、１１，１４、１５ 電圧センサ、１２ 温度センサ、１３ 電流センサ、２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、３０ 制御装置、４０ 負荷、４１，４３ インバータ回路、４２，４４ モータジェネレータ、４５ 燃料電池、１００ 電力変換システム、２００ 出力電圧制御系、２１０ フィードバックゲイン決定部、２１５ ゲイン設定部、２２０ ゲイン修正部、２４０ フィードバック演算部、２５０ フィードフォワード演算部、２３０，２６０ 加算点、２７０ スイッチング制御信号発生部、３１０ 修正ゲイン設定特性線、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、ｄ デューティ比、Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード、ｄｆｂ フィードバック制御量、ｄｆｆ フィードフォワード制御量、Ｉｂ バッテリ電流、Ｋｐ♯，Ｋｉ♯ 基準ゲイン、Ｋｐ，Ｋｉ フィードバックゲイン、Ｋｓｏｃ 修正ゲイン、Ｌ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２ 電力用半導体スイッチング素子（スイッチング素子）、Ｒｂ 内部抵抗、Ｓ１，Ｓ２ スイッチング制御信号、ＳＥ リレー制御信号、ＳＯＣｒ 基準ＳＯＣ、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｂ バッテリ温度、Ｖｂ バッテリ電圧、ＶＨ 直流電圧（出力電圧）、ＶＨ♯ 目標出力電圧、ＶＬ 直流電圧（入力電圧）、ΔＶＨ 出力電圧偏差（制御偏差）。

Claims (6)

1. 充電可能な直流電源と、
   少なくとも１個の電力用半導体素子を含んで構成され、前記電力用半導体素子のスイッチング動作に従って前記直流電源から供給された直流電圧を電力変換して負荷へ供給する電力変換回路と、
   前記電力用半導体素子のオン・オフを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記直流電源における充電率に応じた内部抵抗の変化を考慮して、前記電力用半導体素子のオン・オフ制御指令を生成する、電圧変換システム。
2. 前記電力変換回路は、前記制御装置からの前記オン・オフ制御指令に従った前記電力用半導体素子のデューティ比に応じた電圧変換比率により、前記直流電源からの直流電圧レベルを変換して前記負荷へ供給する、請求項１記載の電圧変換システム。
3. 前記制御装置は、
   前記直流電源の状態量から基準充電率における前記内部抵抗を予測して、この予測した内部抵抗に基づいて制御ゲインを設定するためのゲイン設定手段と、
   前記直流電源の現時点の充電率と前記基準充電率との比較に基づいて、前記ゲイン設定手段によって設定された前記制御ゲインを修正するためのゲイン修正手段と、
   前記ゲイン修正手段による修正を経た前記制御ゲインに従って、前記負荷への供給電圧の目標電圧に対する偏差に応じて前記電力用半導体素子のデューティ比を設定するデューティ比設定手段とを含む、請求項２記載の電圧変換システム。
4. 前記制御装置は、
   前記直流電源の状態量および前記直流電源の現時点の充電率から予測される前記内部抵抗に基づいた制御ゲインを決定するためのゲイン決定手段と、
   前記ゲイン決定手段により決定された前記制御ゲインに従って、前記負荷への供給電圧の目標電圧に対する偏差に応じて前記電力用半導体素子のデューティ比を設定するデューティ比設定手段とを含む、請求項２記載の電圧変換システム。
5. 前記デューティ比設定手段は、前記直流電源の出力電圧と、前記負荷への供給電圧の目標電圧との電圧比を考慮に加えて、前記電力用半導体素子のデューティ比を設定する、請求項３または４記載の電圧変換システム。
6. 前記直流電源は、リチウムイオン二次電池で構成される、請求項１から５のいずれか１項に記載の電圧変換システム。

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