JP2007252144A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧比率によって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように出力電圧制御を行う電圧変換装置を得る。
【解決手段】電圧変換装置は、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂをスイッチングして直流電源２の出力電圧を昇圧して電気負荷３に供給する。電圧変換器４のスイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの間の周波数伝達特性は、２次要素を含み共振点が存在する。制御装置５Ａは、周波数伝達特性を式表現した電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａに基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御器の係数パラメータを、通過帯域内での特性が昇圧比率によって変化することなく一律となるように、また、共振の影響を回避するように設定する。
【選択図】図６

Description

この発明は、直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置に関し、特に、入力電圧と出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように出力電圧を制御するための新規な技術に関するものである。

従来から、直流電源の出力電圧を任意の電圧に変換して出力する電圧変換装置は、広く用いられており、電圧変換の動作形態としては、直流電源の出力電圧を降圧して電気負荷に供給する降圧変換や、直流電源の出力電圧を昇圧して電気負荷に供給する昇圧変換などがある。

また、電圧変換装置の使用目的としては、
（１）直流電源の出力電圧に対して電気負荷が要求する入力電圧が異なる場合に電気的に不都合なく接続して使用可能とすること、
（２）電気負荷の入力電圧を直流電源の出力電圧変動の影響を受けず所定値に安定して供給すること、
（３）電気負荷の電力損失を最小化して高エネルギー効率で動作させるために電気負荷の動作状態に合わせて適切な電圧を供給すること、
などがあげられる。

上記動作形態および使用目的を達成するための従来の電圧変換装置として、バッテリ、電圧変換装置、インバータおよび交流電動機を組合せて、電気自動車の駆動装置として適用したものがある（たとえば、特許文献１参照）。
この場合、直流電源であるバッテリの出力電圧を、電圧変換装置によって昇圧変換してインバータに供給し、さらに、インバータが直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給することで電気自動車の駆動力を得て走行するように構成されている。

上記特許文献１に記載の従来装置において、交流電動機の制御は、交流電動機の動作情報をフィードバックして、インバータ内のスイッチング素子のスイッチングデューティを調節するフィードバック制御によって行われる。ここで、インバータと交流電動機の組合せが電圧変換装置の出力側から見た電気負荷に相当する。

特許文献１では、バッテリの残存容量などによって変化する出力電圧の影響により、電気自動車の駆動装置の制御応答性に違いが生じることから、これに起因した電気自動車の加速時での加速時間ばらつきを解消するために、以下の２点（Ａ）、（Ｂ）を例示している。

（Ａ）電圧変換装置が非昇圧状態（入力電圧と出力電圧とが等しい状態）を前提として、実際のバッテリ出力電圧Ｖｂａｔとバッテリの出力電圧基準値Ｖｒｅｆとの電圧比率Ｖｒｅｆ／Ｖｂａｔに応じてフィードバック制御のループゲインを設定すること（段落［００２５］参照）。
（Ｂ）電圧変換装置が昇圧状態の場合は、上記フィードバック制御のループゲインを電圧変換装置の入力電圧と出力電圧との昇圧比率に応じて、あらかじめ実験的に求めた最適倍率αによって補正すること（段落［００２７］）。

上記従来装置では、バッテリ電圧変動に対して電気負荷の応答性を所定特性に保つために、電気負荷側のフィードバック制御のループゲインを操作している。
しかしながら、電圧変換装置の出力電圧は、昇圧比率に対するループゲインへの最適倍率αをあらかじめ実験的に求めてデータ化しておき、最適倍率αをループゲインに乗算することによって制御特性に反映されるものの、電圧変換装置、インバータおよび交流電動機は、それぞれ固有に制御特性を有することから、組合せ時の制御特性の補償機構を、交流電動機のフィードバック制御のみに設けるのは好ましくない。

なぜなら、電圧変換装置、インバータおよび交流電動機の各制御特性の組合せのうち、電圧変換装置のみを別の制御特性に組替えた場合、または、インバータのみを別の制御特性に組替えた場合であっても、最適倍率αを実験的に再設定するためには、多大な工数が発生することになるからである。
このことは、交流電動機のフィードバック制御の方式を一部変更した場合であっても同様であり、たとえば、角度センサ付きのフィードバック制御から角度センサレスフィードバック制御に替える場合も該当する。

一方、電圧変換装置の出力電圧制御特性は、出力端子に接続される電気負荷によっても変化する。
一般に、電圧変換装置の出力電圧制御は、電圧変換装置内の半導体電力変換素子であるパワー素子のスイッチングデューティを調整することにより行われるが、このときに電力変換系が有する共振周波数は、スイッチングデューティや電気負荷量（入力電圧／出力電流）によって変化する特性となる。

したがって、出力電圧や出力電流を帰還してフィードバック制御することにより出力電圧制御を行う場合に、昇圧比率や電気負荷量によっては、出力電圧が振動的な値となり、電圧変換性能が劣化してしまう。
また、電力変換系の周波数伝達特性についても、その振幅値がスイッチングデューティによって変化することから、出力電圧制御の応答性が昇圧比率によって変動することになる。

特に、電気負荷がインバータおよび交流電動機からなる電気機械変換装置であって、電気自動車やハイブリッド自動車のパワートレインとして適用することを考えると、電圧変換装置の出力電圧が振動的となった場合には、交流電動機のフィードバック制御が破綻する場合、または機械出力が振動的となって乗車フィーリングが悪化する場合や、動力伝達機構が劣化する場合などが生じる可能性がある。

これらの問題を回避するためには、電圧変換装置のフィードバック制御系において、応答特性補償のための機構を盛込むことが好ましい。
一方、電気負荷装置が、特許文献１に示されるような制御系を有しておらず、受動的なものであって、出力電圧の変動がそのまま電気負荷の出力特性に現れる場合を考慮すると、電圧変換装置の出力電圧制御の性能を向上させることが重要となる。

特開平１１−８９２７０号公報

従来の電圧変換装置では、特許文献１のように、電気負荷側のフィードバック制御のループゲインを操作して電気負荷の応答性を所定特性に保持しているが、電圧変換装置、インバータと交流電動機はそれぞれ固有に制御特性を有するので、最適倍率αを実験的に再設定するために多大な工数が発生するという課題があった。

また、電気負荷により変化する電圧変換装置の出力電圧制御特性は、電圧変換装置内のパワー素子のスイッチングデューティの調整により制御されているが、電力変換系の共振周波数がスイッチングデューティや電気負荷量によって変化するので、出力電圧や出力電流を帰還してフィードバック制御する場合に、昇圧比率や電気負荷量によっては出力電圧が振動的な値となり、電圧変換性能が劣化するという課題があった。

また、周波数伝達特性の振幅値もスイッチングデューティによって変化することから、出力電圧制御の応答性が昇圧比率によって変動するという課題があった。
特に、電気自動車やハイブリッド自動車のパワートレインとして適用した場合には、乗車フィーリングの悪化や、動力伝達機構の劣化などが生じるという課題があった。
さらに、これら問題を回避するためには、応答特性補償のための機構を電圧変換装置のフィードバック制御系に盛込み、電圧変換装置の出力電圧制御性能を向上させることが好ましいが、具体的な解決手段が得られていないため、実現することができないという課題があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、入力電圧と出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するような出力電圧制御を実現した電圧変換装置を得ることを目的とする。

また、この発明は、実験的データ算出などによる多大な工数を要することなく、昇圧比率によって変化することのない一律な特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するような出力電圧制御を実現した電圧変換装置を得ることを目的とする。

また、この発明は、電気負荷としてインバータおよび交流電動機を組合せた電気機械変換装置を適用した場合においても、電気負荷の動作状態の変化に対応して、昇圧比率によって変化することのない、一律な特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するような出力電圧制御を実現した電圧変換装置を得ることを目的とする。

さらに、この発明は、出力電圧制御において、出力電圧および出力電流を帰還するとともに、出力電流制御系および出力電圧制御系を多重ループとして構成し、出力電圧制御が破綻することなく出力電流を上限内に拘束することにより、電圧変換装置内の電力供給経路の過電流による損壊の防止を容易としながら、昇圧比率によって変化することのない、一律な特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するような出力電圧制御を実現した電圧変換装置を得ることを目的とする。

この発明による電圧変換装置は、直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
電力変換半導体からなるパワー素子を有し、パワー素子のスイッチングにより入力端子と出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
出力電圧が目標出力電圧と一致するように出力電圧を帰還制御し、パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
制御装置は、
目標出力電圧と出力電圧との電圧偏差に基づいてスイッチング信号のデューティを算出する電圧制御演算器と、
スイッチング信号のデューティから出力電圧までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電圧特性モデルとを備え、
電圧変換器出力電圧特性モデルは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング信号のデューティＤと、電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、

ただし、
ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ／Ｌ、
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）、
で表現し、
電圧制御演算器は、第１の周波数伝達特性と、目標出力電圧からスイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
［条件１］目標出力電圧が変動する周波数領域において、入力電圧と出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
［条件２］２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
［条件３］２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
をすべて満たす制御ゲインを有するものである。

また、この発明による電圧変換装置は、直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
出力端子での出力電流を検出する出力電流検出器と、
電力変換半導体からなるパワー素子を有し、パワー素子のスイッチングにより入力端子と出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
出力電圧が目標出力電圧と一致するように出力電圧を帰還制御し、パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
制御装置は、
出力電圧と出力電流との比を電気負荷量として算出する電気負荷量算出手段と、
目標出力電圧と出力電圧との電圧偏差に基づいてスイッチング信号のデューティを算出する電圧制御演算器と、
スイッチング信号のデューティから出力電圧までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電圧特性モデルとを備え、
電圧変換器出力電圧特性モデルは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング信号のデューティＤと、電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、

ただし、
ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｌ、
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ×√（Ｃ／Ｌ）、
で表現し、
第１の周波数伝達特性は、逐次算出される電気負荷量の変化を反映して逐次更新され、
電圧制御演算器は、第１の周波数伝達特性と、目標出力電圧からスイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
［条件１］目標出力電圧が変動する周波数領域において、入力電圧と出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
［条件２］２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
［条件３］２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
をすべて満たす制御ゲインを有するものである。

また、この発明による電圧変換装置は、直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
出力端子での出力電流を検出する出力電流検出器と、
電力変換半導体からなるパワー素子を有し、パワー素子のスイッチングにより入力端子と出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
出力電圧が目標出力電圧と一致するように出力電圧および出力電流を帰還制御し、パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
制御装置は、
目標出力電圧および出力電圧に基づいて目標出力電流を算出する電圧制御演算器と、
目標出力電流および出力電流に基づいてスイッチング信号のデューティを算出する電流制御演算器と、
スイッチング信号のデューティから出力電流までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電流特性モデルとを備え、
電圧変換器出力電流特性モデルは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング信号のデューティＤと、電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、

ただし、
ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ／Ｌ
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）
で表現し、
電流制御演算器は、第１の周波数伝達特性と、目標出力電流からスイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
［条件１］目標出力電圧が変動する周波数領域において、入力電圧と出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
［条件２］２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
［条件３］２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
をすべて満たす制御ゲインを有するものである。

また、この発明による電圧変換装置は、直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
出力端子での出力電流を検出する出力電流検出器と、
電力変換半導体からなるパワー素子を有し、パワー素子のスイッチングにより入力端子と出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
出力電圧が目標出力電圧と一致するように出力電圧および出力電流を帰還制御し、パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
制御装置は、
出力電圧と出力電流との比を電気負荷量として算出する電気負荷量算出手段と、
目標出力電圧および出力電圧に基づいて目標出力電流を算出する電圧制御演算器と、
目標出力電流および出力電流に基づいてスイッチング信号のデューティを算出する電流制御演算器と、
スイッチング信号のデューティから出力電流までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電流特性モデルとを備え、
電圧変換器出力電流特性モデルは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング信号のデューティＤと、電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、

ただし、
ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｌ
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ×√（Ｃ／Ｌ）
で表現し、
第１の周波数伝達特性は、逐次算出される電気負荷量の変化を反映して逐次更新され、
電流制御演算器は、第１の周波数伝達特性と、目標出力電流からスイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
［条件１］目標出力電圧が変動する周波数領域において、入力電圧と出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
［条件２］２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
［条件３］２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
をすべて満たす制御ゲインを有するものである。

この発明によれば、パワー素子のスイッチングデューティから出力電流までの電圧変換装置の第１の周波数伝達特性のモデルを式表現して保有するとともに、電圧変換装置の動作時における電気負荷量を算出して式表現のモデルに逐次反映させることにより、電気負荷の変化などにより生じる制御応答性の相違にも対応し、昇圧比率によって変化することなく一律の特性で、かつ、昇圧比率の変化や電気負荷量の変化に起因して周波数変動する共振の影響を回避して、出力電圧が振動的となるのを防止するような出力電流制御および出力電圧制御を実現することができる。

また、この発明によれば、電気負荷としてインバータおよび交流電動機が組合された電気機械変換装置を適用した場合にも、交流電動機の動作状態の変化や交流電動機フィードバック制御の方式の違いによって生じる制御応答性の相違にも対応し、昇圧比率によって変化することなく一律の特性で、かつ、昇圧比率の変化や電気負荷量の変化に起因してその周波数が変動する共振の影響を回避して、出力電圧が振動的となるのを防止するような出力電流制御および出力電圧制御を実現することができる。

実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に係る電圧変換装置１Ａを含むシステム全体の構成を一部回路図で示すブロック図である。
図１において、電圧変換装置１Ａは、入力端子Ｐｏ、Ｎｏが直流電源２に接続され、出力端子Ｐ、Ｎが電気負荷３に接続されている。

直流電源２としては、リチウムイオン２次バッテリや、ニッケル水素２次バッテリ、鉛バッテリといった各種バッテリの他、太陽電池、燃料電池、または、これらに電気２重層キャパシタを組合せたもの、その他、交流電力を直流電力に変換する整流装置などが用いられ得る。

電圧変換装置１Ａは、電圧変換器４と、制御装置５Ａと、入力電圧検出器１１と、出力電圧検出器１２とを備えている。
電圧変換装置１Ａ内において、電圧変換器４は、入力端子Ｐｏ、Ｎｏと、出力端子Ｐ、Ｎとの間に挿入されている。

電圧変換器４は、出力端子Ｐ、Ｎ間に挿入されたトランジスタ６ａ、６ｂと、トランジスタ６ａ、６ｂに逆並列接続されたフライホイールダイオード７ａ、７ｂと、入力端子Ｐｏとトランジスタ６ａ、６ｂの接続点との間に挿入されたリアクトル８と、出力端子Ｐ、Ｎ間に挿入された平滑コンデンサ９と、入力端子Ｐｏ、Ｎｏ間に挿入された入力フィルタコンデンサ１０とを有する。

トランジスタ６ａ、６ｂは、フライホールダイオード７ａ、７ｂと組み合わされて、２個のパワー素子を構成している。
入力電圧検出器１１は、入力端子Ｐｏ、Ｎｏ間の入力電圧Ｖｉｎを検出して、制御装置５Ａに入力する。
同様に、出力電圧検出器１２は、出力端子Ｐ、Ｎ間の出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、制御装置５Ａに入力する。

また、制御装置５Ａには、外部コントローラ（図示せず）により指示された目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが入力される。
制御装置５Ａは、上記入力情報に基づき、ＯＮ／ＯＦＦレベルのデューティ信号からなるスイッチング信号Ｓｗを生成して、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂをＯＮ／ＯＦＦ制御する。

電圧変換器４は、直流電源２から供給される入力電圧Ｖｉｎを任意の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して出力するための、入力端子Ｐｏ、Ｎｏと出力端子Ｐ、Ｎとの間の電力供給経路を構成している。
トランジスタ６ａ、６ｂは、半導体電力変換素子からなり、各ゲート電極に印加されるほぼ矩形状のスイッチング信号Ｓｗの電圧レベルに応じて、ＯＮ（導通）、ＯＦＦ（開放）を切り替えるスイッチング動作を行う。

トランジスタ６ａのエミッタは、トランジスタ６ｂのコレクタに接続されている。
フライホイールダイオード７ａは、トランジスタ６ａに逆並列となるように、アノードがトランジスタ６ａのエミッタに接続され、カソードがトランジスタ６ａのコレクタに接続されている。

同様に、フライホイールダイオード７ｂは、トランジスタ６ｂに逆並列となるように、アノードがトランジスタ６ｂのエミッタに接続され、カソードがトランジスタ６ｂのコレクタに接続されている。
トランジスタ６ａ、６ｂと、フライホイールダイオード７ａ、７ｂとにより、電圧変換器４のアームが構成される。

電圧変換器４のアーム中間点であるトランジスタ６ａのエミッタとトランジスタ６ｂのコレクタとの接続点には、リアクトル８の一端が接続されている。
リアクトル８の他端は、入力フィルタコンデンサ１０の一端に接続されるとともに、直流電源２の高電位側と同電位の入力端子Ｐｏに接続されている。
また、入力フィルタコンデンサ１０の他端は、トランジスタ６ｂのエミッタに接続されるとともに、直流電源２の低電位側と同電位の入力端子Ｎｏに接続されている。

平滑コンデンサ９の一端は、トランジスタ６ａのコレクタに接続されるとともに、電力変換器４の高電位側の出力端子Ｐとして電気負荷３に接続されている。
また、平滑コンデンサ９の他端は、トランジスタ６ｂのエミッタに接続されるとともに、直流電源２の低電位側と同電位の低電位側の出力端子Ｎとして電気負荷３に接続されている。

電圧変換器４は、公知の双方向チョッパを構成しており、トランジスタ６ａ、６ｂのスイッチング動作により、入力端子Ｐｏ、Ｎｏ間の入力電圧Ｖｉｎを昇圧して、出力端子Ｐ、Ｎ間の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して出力する。
また、昇圧動作とは逆に、電圧変換器４は、出力端子Ｐ、Ｎ間の電圧を降圧して、入力端子Ｐｏ、Ｎｏ間の電圧に変換して出力するようにも動作し得る。ただし、この降圧動作の場合、厳密には、出力端子Ｐ、Ｎが電力の入力端子として機能し、入力端子Ｐｏ、Ｎｏが電力の出力端子として機能する。

図１に示すように、この発明の実施の形態１に係る電圧変換装置１Ａは、直流電源２から入力端子Ｐｏ、Ｎｏに印加される入力電圧Ｖｉｎを、所望の目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと一致するように電圧変換し、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力端子Ｐ、Ｎから生成するために、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出器１２と、入力電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器１１と、電圧変換器４と、電圧変換器４を制御する制御装置５Ａとを備えている。

電圧変換器４は、電力変換半導体からなるトランジスタ６ａ、６ｂを有し、トランジスタ６ａ、６ｂのスイッチングにより入力端子Ｐｏ、Ｎｏと出力端子Ｐ、Ｎとの間で電圧変換を行う。
制御装置５Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと一致するように出力電圧Ｖｏｕｔを帰還制御し、トランジスタ６ａ、６ｂに対するスイッチング信号Ｓｗを出力する。

以下、図１に示したこの発明の実施の形態１による電圧変換装置１Ａの概略動作について説明する。
ここでは、入力端子Ｐｏ、Ｎｏ間の入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力端子Ｐ、Ｎ間の出力電圧Ｖｏｕｔに変換出力する場合を考える。
このとき、トランジスタ６ａ、６ｂは、相補にスイッチング動作し、トランジスタ６ａがＯＮの場合には、トランジスタ６ｂはＯＦＦとなり、逆に、トランジスタ６ａがＯＦＦの場合には、トランジスタ６ｂはＯＮになる。

また、各トランジスタ６ａ、６ｂのスイッチング動作は、前述のように、制御装置５Ａの出力電圧制御演算によって生成されるスイッチング信号Ｓｗに応じて行われる。
まず、トランジスタ６ｂがＯＮされた場合には、トランジスタ６ａがＯＦＦとなり、フライホイールダイオード７ａが逆バイアスとなるので、トランジスタ６ｂのコレクタの電位は、ほぼ直流電源２の低電位側の入力端子Ｎｏの電位と等しくなり、リアクトル８に電流が流れてエネルギーが蓄積される。

一方、トランジスタ６ｂがＯＦＦされた場合には、トランジスタ６ａがＯＮとなり、フライホイールダイオード７ｂが逆バイアスとなるので、リアクトル８に蓄積されたエネルギーは、平滑コンデンサ９から電気負荷３に向けて放出される。

このような、トランジスタ６ａ、６ｂをスイッチングする一連の動作により、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔへの昇圧変換が行われる。
このとき、制御装置５Ａは、昇圧変換した電圧変換器４の出力電圧Ｖｏｕｔが、所定の目標電圧にしたがうように、出力電圧制御演算を行い、スイッチング信号ＳｗのＯＮ／ＯＦＦによるデューティを調整する。

ここで、トランジスタ６ｂをＯＮさせるスイッチングデューティ（スイッチング信号Ｓｗのデューティ）Ｄから出力電圧Ｖｏｕｔまでの第１の周波数伝達特性（以下、単に「周波数伝達特性」ともいう）Ｇｖｐ（ｓ）は、前述の式（１）のように表される。
また、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）は、２次遅れ要素を含む特性であり、２次遅れ要素の固有周波数ωｏは、前述のように、リアクトル８のインダクタンス値Ｌと、平滑コンデンサ９の容量値Ｃとを用いて、以下の関係で表される。

ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）

また、Ｑ値は、前述のように、電気負荷量（電気負荷３のインピーダンス）Ｒｌｄを用いて、以下の関係で表される。

Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）

ここで、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）に含まれる２次遅れ要素により、以下の式（５）で表される共振周波数ωｐにおいて、電圧変換系に共振が発生する。

また、定常状態において、出力電圧Ｖｏｕｔと、入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔと入力電圧Ｖｉｎとの昇圧比率ＢＲ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）と、スイッチングデューティＤとの間には、以下の式（６）で表される関係がある。

式（５）、式（６）から分かるように、共振周波数ωｐは、昇圧比率ＢＲおよび電気負荷量Ｒｌｄによって変動する。
図２は或る固定のインダクタンス値Ｌ、容量値Ｃ、電気負荷量Ｒｌｄにおける周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を示す説明図であり、図２（ａ）はゲイン特性、図２（ｂ）は位相特性を示している。
また、図２は昇圧比率ＢＲの違いによって変化する共振周波数ωｐを示している。

図２（ａ）において、横軸は周波数ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］、縦軸は振幅［ｄＢ］であり、図２（ｂ）において、横軸は周波数ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］、縦軸は位相［度］である。
図２（ａ）、（ｂ）において、実線、１点鎖線、破線で示す３本の特性線は、それぞれ、昇圧比率ＢＲ（＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）が「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。
また、図２（ａ）において、点線は０ｄＢの振幅レベルを示している。

図２（ａ）のゲイン特性図において、振幅が極大となる共振周波数近傍の周波数帯を除けば、昇圧比率ＢＲが低い場合（ＢＲ＝１．０側）の特性線（実線側）の方が、昇圧比率ＢＲが高い場合（ＢＲ＝５．０側）の特性線（破線側）よりも振幅が小さくなる。
しかし、共振周波数ωｐの近傍では、昇圧比率ＢＲが低い場合の特性線の方が、昇圧比率ＢＲが高い場合の特性線よりも、Ｑ値が大きい（共振による振幅の盛り上がりが目立つ）特性となる。

また、図２（ａ）、（ｂ）のゲイン特性図および位相特性図において、昇圧比率ＢＲが高くなるにつれて、共振周波数ωｐは、より低い周波数帯に推移する。
このように、インダクタンス値Ｌ、容量値Ｃ、電気負荷量Ｒｌｄが固定で変動しない場合であっても、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）の特性は、昇圧比率ＢＲによって変化することになる。

したがって、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を制御対象とする制御装置５Ａは、昇圧比率ＢＲによって変化する周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）に対応して、適切な構造および制御ゲイン（係数パラメータ）を有していなければならない。
仮に、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）に対応した適切な制御ゲインを有していない制御装置であれば、出力電圧制御の応答がばらついてしまい、場合によってオーバーシュート、アンダーシュートや振動などの不都合が生じることになる。

ここで、図３〜図５を参照しながら、上記振動などの不都合が生じる状態について説明する。
いま、図１に示す制御装置５Ａとして、出力電圧制御用のＰＩ（比例積分）制御器を例にとり、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還して、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆとの電圧偏差が「０」となるように比例積分演算を行い、制御量としてトランジスタ６ｂに対するスイッチングデューティＤを出力し、制御ゲイン（ＰＩ制御器の係数パラメータ）が変化せずに固定値となるものを考える。

図３は上記ＰＩ制御器からなる制御装置５Ａの第２の周波数伝達特性（以下、単に「周波数伝達特性」という）Ｇｃｖ０（ｓ）を示す説明図であり、図３（ａ）はゲイン特性、図３（ｂ）は位相特性を示している。
また、図３（ａ）において、点線は０ｄＢの振幅レベルを示している。
図３（ａ）、（ｂ）において、振幅および位相に関する各特性線（実線参照）は、昇圧比率ＢＲにかかわらず均一となる。

一方、図４は制御対象を考慮した一巡伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）を示す説明図であり、図４（ａ）はゲイン特性、図４（ｂ）は位相特性を示している。
一巡伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）は、図３に示すＰＩ制御器の周波数伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）と、制御対象の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と、を直列接続したときの周波数伝達特性を示している。

図４（ａ）、（ｂ）において、実線、１点鎖線、破線で示す３本の特性線は、図２と同様に、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。
また、図４（ａ）において、点線は０ｄＢの振幅レベルを示している。

この場合、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）の２次遅れ要素が共振特性を有することから、制御装置５Ａ内の第２の周波数伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）を直列接続したトータルの一巡伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）にも、２次遅れ要素が含まれるので、共振特性を有することになる。
また、図４（ａ）、（ｂ）のように、ＰＩ制御器の特性（図３参照）が昇圧比率ＢＲに関して変化がなく均一であっても、制御対象の特性が変動することから、一巡伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）も変動することが分かる。

これにより、図４（ａ）に示すゲイン特性線が振幅０ｄＢと交差する周波数ωｖｃは、昇圧比率ＢＲの違いによって変化し、したがって、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに対して出力電圧Ｖｏｕｔが追従する際の応答速度も、昇圧比率ＢＲによって異なることになる。

このとき、図４（ａ）のように、昇圧比率ＢＲが高くなるにつれて、共振周波数ωｐは、より低い周波数帯に推移するが、振幅そのものは大きくなることから、０ｄＢ（点線参照）と交差する周波数ωｖｃは、より高い周波数帯に推移する。
この結果、昇圧比率ＢＲが高くなるにつれて、位相余裕ＰＭは、減少することになり、出力電圧Ｖｏｕｔの応答波形は、振動的になり易い。

図５は出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］の時間応答特性を示す説明図であり、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがステップ状に変化した場合の、出力電圧Ｖｏｕｔの追従特性を示しており、横軸は時間ｔ、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔである。
出力電圧Ｖｏｕｔは、図５（ａ）では入力電圧Ｖｉｎ×５［倍］まで増大し、図５（ｂ）では入力電圧Ｖｉｎ×３［倍］まで増大し、図５（ｃ）では入力電圧Ｖｉｎ×２［倍］から減少している。

すなわち、図５（ａ）の特性線ＢＶ５は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが、昇圧比率ＢＲ＝１．０の相当値（Ｖｉｎ×１）からＢＲ＝５．０の相当値（Ｖｉｎ×５）に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。
図５（ｂ）の特性線ＢＶ３は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがＢＲ＝１．０の相当値からＢＲ＝３．０の相当値（Ｖｉｎ×３）に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。
また、図５（ｃ）の特性線ＢＶ１は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがＢＲ＝２．０の相当値（Ｖｉｎ×２）からＢＲ＝１．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。

図５（ａ）〜（ｃ）において、各特性線ＢＶ５、ＢＶ３、ＢＶ１の出力応答波形が定常水準の９０［％］に達するまでの時間ｔ１ａ、ｔ１ｂ、ｔ１ｃは、互いに異なる値となり、「昇圧比率ＢＲが高いほど、より短い時間」となる。
また、図５（ａ）に示すように、「昇圧比率ＢＲが高いほど振動的な波形」となっている。

図５の上記解析結果は、それぞれ、図４（ａ）、（ｂ）に示す一巡伝達特性Ｇｃｖ０（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）のゲイン特性および位相特性において、「昇圧比率ＢＲが高くなるにつれて、０ｄＢと交差する周波数がより高い周波数帯」に推移し、「位相余裕ＰＭが減少すること」に対応している。

したがって、この発明の実施の形態１に係る制御装置５Ａにおいては、昇圧比率ＢＲに応じて変化する制御対象の特性（図４、図５参照）に対し、以下の３つの条件を満たすように、制御演算器（後述する）の構造および制御ゲイン（係数パラメータ）を設定している。

［条件１］目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが変動する周波数領域において、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律となること。
［条件２］周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）に含まれる２次遅れ要素の共振周波数ωｐにおける振幅値が負の所定閾値以下となること。
［条件３］２次遅れ要素の共振周波数ωｐよりも低周波数域において振幅値が０ｄＢと交差すること。

上記３つの条件により、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性がばらつくこと、または振動的になること（図５参照）ということがなくなり、制御装置５Ａは、一律の特性で、かつ、安定となるように動作する。

図６はこの発明の実施の形態１に係る制御装置５Ａの具体的な機能構成を示すブロック図である。
図６において、制御装置５Ａは、減算器２１と、電圧制御演算器２２Ａと、リミッタ２３と、飽和判定部２４と、ＰＷＭ生成部２５と、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａとを備えている。

電圧制御演算器２２Ａは、ＰＩ（比例積分）演算を行うために、積分入力切替えスイッチ３１と、積分部３２Ａと、加算器３３と、比例部３４とを有し、上記３つの条件を満たすように構成されている。
飽和判定部２４は、減算器３５と、絶対値演算器３６とを有し、絶対値演算器３６から出力される飽和判定結果（後述する）は、積分入力切替えスイッチ３１の選択動作を決定する。
電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａは、電圧制御演算器２２Ａ内の積分部３２Ａおよび比例部３４における変数設定に関連している。

制御装置５Ａにおいて、電圧制御演算器２２Ａは、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの電圧偏差ΔＶｅｒｒに基づいて、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂに対するスイッチングデューティＤを算出する。
電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａは、スイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を表現する。

また、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチングデューティＤと、電圧変換器４を構成するリアクトル８のインダクタンス値Ｌと、電圧変換器４を構成する平滑コンデンサ９の容量値Ｃと、電圧変換器４に接続される電気負荷量Ｒｌｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む前述の式（１）で表現する。
ただし、前述のように、式（１）において、２次遅れ要素の共振周波数ωｐ、２次遅れ要素の固有周波数ωｏおよびＱ値は、以下のように表される。

ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ／Ｌ、
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）、

電圧制御演算器２２Ａは、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆからスイッチングデューティＤまでの第２の周波数伝達特性（以下、単に「周波数伝達特性」ともいう）Ｇｃｖ（ｓ）と、の直列接続で表される一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）が、前述の［条件１］〜［条件３］をすべて満たすような制御ゲインを有する。
また、電圧制御演算器２２Ａは、スイッチングデューティＤに基づいて折点周波数を調整するＰＩ制御器により構成されている。

次に、図６に示した制御装置５Ａによる具体的な動作手順について説明する。
図６においては、電圧制御演算器２２Ａから出力される範囲制限前のスイッチングデューティＤｏと、リミッタ２３から出力される最終的なスイッチングデューティＤとを区別して表記している。

制御装置５Ａは、出力電圧Ｖｏｕｔ、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆおよび入力電圧Ｖｉｎの各入力情報に基づいて出力電圧制御用の演算を行い、上記条件を満たす制御ゲインで算出されたスイッチングデューティＤに基づき、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂをＯＮ動作させるためのスイッチング信号ＳｗをＰＷＭ生成部２５から出力する。

まず、制御装置５Ａ内の減算器２１は、外部コントローラから指示される目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと、出力電圧検出器１２で検出された出力電圧Ｖｏｕｔとを取り込み、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆから出力電圧Ｖｏｕｔを減算し、電圧偏差ΔＶｅｒｒ（＝Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）を算出して電圧制御演算器２２Ａに入力する。

電圧偏差ΔＶｅｒｒは、電圧制御演算器２２Ａ内の加算器３３に入力されるとともに、図示された選択状態の積分入力切替えスイッチ３１および積分部３２Ａを介して加算器３３に入力される。
積分入力切替えスイッチ３１は、減算器２１からの電圧偏差ΔＶｅｒｒを選択するのみならず、飽和判定部２４から出力される範囲制限前のスイッチングデューティＤｏの飽和判定結果に応じて、点線矢印で示すように、固定値「０」を選択的に切替えて積分部３２Ａに入力する。

飽和判定部２４からの飽和判定結果は、スイッチングデューティＤｏの値がデューティとして実動可能な設定範囲「０．０〜１．０」から逸脱した場合には「飽和」の識別結果を示し、スイッチングデューティＤｏの値が設定範囲「０．０〜１．０」内の場合には「非飽和」の識別結果を示す。

積分入力切替えスイッチ３１は、飽和判定部２４からの飽和判定結果が「飽和」（設定範囲から逸脱）を示すときには、固定値「０」を選択して積分部３２Ａに入力し、飽和判定結果が「非飽和」（設定範囲内）を示すときには、電圧偏差ΔＶｅｒｒを選択して積分部３２Ａに入力する。

積分入力切替えスイッチ３１が電圧偏差ΔＶｅｒｒを選択した場合、積分部３２Ａは、係数パラメータＫｉｖ、範囲制限後のスイッチングデューティＤおよびラプラス演算子ｓを用いて、係数Ｋｉｖ・（１−Ｄ）／ｓに基づいて電圧偏差ΔＶｅｒｒを積分演算し、積分演算結果を加算器３３に入力する。

ここで、積分部３２Ａの演算式中の係数Ｋｉｖ・（１−Ｄ）は、電圧制御演算器２２Ａの折点周波数ωｐｉ（後述する）に相当し、スイッチングデューティＤに応じて変化する値である。
また、係数パラメータＫｉｖは、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａに基づいて適正値（後述する）に設定される。

続いて、加算器３３は、電圧偏差ΔＶｅｒｒと積分部３２Ａからの積分演算結果とを加算し、加算結果を比例部３４に入力する。
比例部３４は、加算器３３の加算結果に係数パラメータＡｐｖを乗算し、範囲制限前のスイッチングデューティＤｏとして出力する。
係数パラメータＡｐｖは、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａに基づいて適正値（後述する）に設定される。

図６に示す制御装置５Ａの構成によれば、スイッチングデューティが「飽和」（設定範囲から逸脱）を示すときには、アンチワインドアップ処理（積分部３２Ａへの入力情報を「０」として、電圧偏差ΔＶｅｒｒの蓄積を停止する処理）を施しているので、電圧偏差ΔＶｅｒｒの極性が反転して「飽和」状態を離脱する際も、速やかに反応することができる。

電圧制御演算器２２Ａ内の比例部３４から出力される範囲制限前のスイッチングデューティＤｏは、リミッタ２３と、飽和判定部２４内の減算器３５に入力される。
リミッタ２３は、上限値を「１．０」、下限値を「０．０」として、上下限値内に値が収まるように、範囲制限前のスイッチングデューティＤｏを制限して、最終的なスイッチングデューティＤを出力する。

ＰＷＭ生成部２５は、スイッチングデューティＤを取り込み、所定のスイッチング周波数の搬送波との大小を比較し、この大小関係で表現されるパルス幅変調（ＰＷＭ）によって、トランジスタ６ａ、６ｂをＯＮ動作させるためのスイッチング信号Ｓｗを生成し、制御装置５Ａから電圧変換器４への出力信号とする。

一方、飽和判定部２４において、減算器３５は、リミッタ２３の入出力値に相当する範囲制限前のスイッチングデューティＤｏと範囲制限後のスイッチングデューティＤとを取り込み、両者のデューティ偏差ΔＤｏ（＝Ｄｏ−Ｄ）を算出して絶対値演算器３６に入力する。
絶対値演算器３６は、デューティ偏差ΔＤｏの絶対値｜ΔＤｏ｜を算出し、これを飽和判定結果の情報として積分入力切替えスイッチ３１に入力する。

このとき、デューティ偏差の絶対値｜ΔＤｏ｜が「０」の場合には、「非飽和」（設定範囲内）の状態であって、飽和判定結果は「偽（ＮＯ）」の論理情報として表現される。
一方、デューティ偏差の絶対値｜ΔＤｏ｜が「０」でない場合には、「飽和」（設定範囲外）の状態であって、飽和判定結果は「真（ＹＥＳ）」の論理情報として表現される。

以上の構成からなる制御装置５Ａにおいて、上記［条件１］〜［条件３］を満たすために、電圧制御演算器２２Ａ内の積分部３２Ａおよび比例部３４の各係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖは、適切な値に設定される。
すなわち、各係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖの値は、前述の式（１）で示される周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）（スイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの伝達特性）を格納した電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａに基づき、所定手続きにより設定される。

次に、図７のフローチャートを参照しながら、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａに基づく係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖの設定手続きについて説明する。
図７において、ステップＳ１００〜Ｓ１０９は、各係数パラメータの設定手続きを示している。

まず、図７の設定手続きが開始すると（ステップＳ１００）、制御装置５Ａは、電圧変換装置１Ａの動作時における昇圧比率ＢＲの上限ＢＲＵＬＩＭを算出し（ステップＳ１０１）、続いて、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬと、昇圧比率ＢＲが「１．０」での共振周波数ωｐＨとを算出する（ステップＳ１０２）。

次に、積分部３２Ａの係数パラメータＫｉｖを、昇圧比率ＢＲ＝１．０での共振周波数ωｐＨを用いて、以下のように設定する（ステップＳ１０３）。

Ｋｉｖ＝１０×ωｐＨ

続いて、昇圧比率ＢＲが「１．０」から昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭまでの範囲で、前述の式（１）で表される周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）の最大振幅値｜Ｇｖｐ＿ｍａｘ｜と、最大振幅値｜Ｇｖｐ＿ｍａｘ｜となるときの周波数ωｐ＿ｇｖｐ＿ｍａｘとを算出する（ステップＳ１０４）。

次に、最大振幅値｜Ｇｖｐ＿ｍａｘ｜および共振振幅閾値Ｇａに関して、周波数ωｐ＿ｇｖｐ＿ｍａｘにおける電圧制御演算器２２Ａの振幅値｜Ｇｃｖ｜が以下の関係を満たすように、比例部３４の係数パラメータＡｐｖを設定する（ステップＳ１０５）。
ここで、共振振幅閾値Ｇａは、前述の［条件２］における負の所定閾値に相当し、以下の式（７）の関係を満たす。

これにより、電圧制御演算器２２Ａの第２の周波数伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）と、制御対象の第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と、を直列接続した一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の共振周波数帯でのピーク振幅値は、共振振幅閾値Ｇａ以下となるように制約される。

次に、一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の振幅値が、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で、正から負に変化して０ｄＢと交差しているか否かを判定する（ステップＳ１０６）。

ステップＳ１０６において、一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の振幅値が０ｄＢと交差していない（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、比例部３４の係数パラメータＡｐｖを刻み量Δａだけ漸減して、「Ａｐｖ←Ａｐｖ−Δａ」として再設定し（ステップＳ１０７）、再び判定ステップＳ１０６を実行する。

一方、ステップＳ１０６において、一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の振幅値が０ｄＢと交差している（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、設定した係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを用いて前述の制御動作を実行し（ステップＳ１０８）、図７の処理ルーチンを終了する（ステップＳ１０９）。

上記ステップＳ１０６〜Ｓ１０８において、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で０ｄＢと交差するように係数パラメータＡｐｖを調整することは、上記［条件３］を満たすように制御ゲインを設定することに相当する。
以上の各係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖの設定手続きにより、［条件２］、［条件３］が満たされることになる。

また、残る［条件１］については、範囲制限後のスイッチングデューティＤを帰還し、積分部３２Ａの係数として（１−Ｄ）を乗算し、ＰＩ制御器からなる電圧制御演算器２２Ａの折点周波数ωｐｉ（＝Ｋｉｖ・（１−Ｄ））が、スイッチングデューティＤに応じて変化する形態とすることによって満たされる。

すなわち、前述の式（１）で示される第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）（スイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの伝達特性）は、「１／（１−Ｄ）」を係数として、スイッチングデューティＤにより変動するので、この係数「１／（１−Ｄ）」を補償するように折点周波数ωｐｉを変化させればよいことになる。

次に、図８〜図１０を参照しながら、この発明の実施の形態１による電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａおよび電圧制御演算器２２Ａを適用した場合の出力特性について説明する。
ここで、図９および図１０は、前述の図４および図５にそれぞれ対応している。

図８は電圧制御演算器２２Ａの周波数伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）（目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆからスイッチングデューティＤまでの伝達特性）を示す説明図であり、図８（ａ）はゲイン特性、図８（ｂ）は位相特性を示している。
図８（ａ）のゲイン特性図において、横軸は周波数ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］、縦軸は振幅［ｄＢ］であり、図８（ｂ）の位相特性図において、横軸は周波数、縦軸は位相［度］である。

図８（ａ）、（ｂ）において、実線、１点鎖線および破線で示す３本の特性線は、前述と同様に、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。
また、図８においては、電圧変換装置１Ａの動作時の昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭを「５．０」として、係数パラメータを設定している。

前述のように、電圧制御演算器２２Ａ（ＰＩ制御器）の折点周波数ωｐｉは、スイッチングデューティＤに応じて変化し、また、昇圧比率ＢＲもスイッチングデューティＤに応じて変化するので、図８（ａ）のゲイン特性図のように、昇圧比率ＢＲによって折点周波数ωｐｉは変化する。
また、図８（ａ）から明らかなように、振幅値｜Ｇｃｖ｜は、折点周波数ωｐｉよりも低周波数域では、昇圧比率ＢＲによって異なる値となるが、高周波数域では昇圧比率ＢＲによらず均一値となる。

このとき、電圧制御演算器２２Ａの周波数伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）と、制御対象の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と、を直列接続した一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）は、図９のように表される。
図９は一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）を示す説明図であり、図９（ａ）はゲイン特性、図９（ｂ）の位相特性を示している。
図９（ａ）のゲイン特性図において、縦軸は振幅であり、図９（ｂ）の位相特性図において、縦軸は位相である。

図９（ａ）、（ｂ）において、実線、１点鎖線および破線で示す３本の特性線は、前述と同様に、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。
図９（ａ）のゲイン特性図から明らかなように、各特性線の共振ピークの振幅は、負の所定の共振振幅閾値Ｇａ［ｄＢ］以下である。

また、図９（ａ）において、いずれの特性線も、共振周波数ωｐよりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差している。
さらに、共振周波数ωｐよりも低周波数域においては、昇圧比率ＢＲの値によらず均一の特性となり、振幅値が０ｄＢと交差する周波数ωｖｃ１も単一の値となる。
以上のことから、上記［条件１］〜［条件３］のすべてを満たしていることが分かる。

また、この場合の出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］の時間応答特性は、図１０のようになる。
図１０は出力電圧Ｖｏｕｔの時間応答特性を示す説明図であり、前述の図５と同様に、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがステップ状に変化した場合の、出力電圧Ｖｏｕｔの追従特性を示している。

図１０（ａ）の特性線ＢＶ’５は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが、昇圧比率ＢＲ＝１．０の相当値からＢＲ＝５．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。
図１０（ｂ）の特性線ＢＶ’３は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがＢＲ＝１．０の相当値からＢＲ＝３．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。
図１０（ｃ）の特性線ＢＶ’１は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがＢＲ＝２．０の相当値からＢＲ＝１．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。

図１０（ａ）〜（ｃ）において、各特性線ＢＶ’５、ＢＶ’３、ＢＶ’１の出力電圧波形が定常水準の９０［％］に達するまでの時間ｔ１’は、昇圧比率ＢＲが異なるにもかかわらず同一値となる。
また、いずれの昇圧比率ＢＲであっても、振動的とならず、均一で良好な応答波形となる。

以下、電圧変換装置１Ａは、スイッチングデューティＤに基づくスイッチング信号Ｓｗにより電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂをＯＮ／ＯＦＦさせ、直流電源２の出力電圧を昇圧して電気負荷３に供給する。

このとき、前述のように、電圧変換器４のスイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの間の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）には、２次要素が含まれており共振点が存在するが、制御装置５Ａ内の電圧制御演算器２２Ａは、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を式表現した電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ａに基づく上記設定手続きにより、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御用の係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖを、通過帯域内での特性が昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律となるように、また、共振の影響を回避するように設定する。

したがって、この発明の実施の形態１による電圧変換装置１Ａによれば、図１および図６の構成で、図７の処理動作および設定手続きを実行することにより、実験的データ算出による多大な工数を要することなく、電圧変換装置１Ａの第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）（トランジスタ６ａ、６ｂのスイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの伝達特性）を表すモデル式に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔを制御するので、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように出力電圧Ｖｏｕｔ（図１０参照）を制御することができる。

また、電圧制御演算器２２Ａとして、簡易なＰＩ制御器を用いて実装し、スイッチング信号ＳｗのデューティＤに基づいて折点周波数ωｐｉを調整するようにしたので、演算負荷量を軽減しつつ、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように出力電圧制御を行う電圧変換装置１Ａを低コストで実現することができる。

なお、ここでは、電圧制御演算器２２ＡとしてＰＩ制御器を適用したが、別の制御器を適用してもよい。
また、スイッチングデューティＤｏの飽和判定ロジックに基づく飽和判定部２４の判定結果を用いて、積分入力切替えスイッチ３１を切り替えたが、飽和判定ロジックとして別の様態を適用してもよい。
たとえば、リミッタ２３において、スイッチングデューティＤｏが設定範囲外となって範囲制限処置を実行したか否かを示す判別情報を生成し、この判別情報を積分入力切替えスイッチ３１に入力して切り替えることもできる。

さらに、動作として特に不都合が生じないならば、出力電圧Ｖｏｕｔの制御の応答特性を昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律としたまま、飽和判定部２４および積分入力切替えスイッチ３１を省略してアンチワインドアップ処理を実行せずに、制御装置５Ａを低コストに構成してもよい。

実施の形態２．
なお、上記実施の形態１（図１、図６）では、電圧変換器４の出力電圧特性モデルに関連する電気負荷量Ｒｌｄを一定値として周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を求めたが、図１１および図１２に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔの各検出値に基づいて、逐次変化する電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出する電気負荷量算出手段３７Ｂを設け、実際の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに基づいて周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を求めてもよい。

以下、図１１〜図２２を参照しながら、この発明の実施の形態２について説明する。
まず、図１１〜図１５を参照しながら、基本的な構成および動作について説明する。
図１１はこの発明の実施の形態２に係る電圧変換装置１Ｂを含むシステム全体の構成を一部回路図で示すブロック図である。
図１１において、前述（図１）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ｂ」を付して、詳述を省略する。

この場合、電圧変換装置１Ｂは、出力端子Ｎでの出力電流ｉｏｕｔを検出して制御装置５Ｂに入力する出力電流検出器１３を有する点と、制御装置５Ｂの機能が一部異なる点とを除けば、前述の制御装置５Ａと同様である。

図１２はこの発明の実施の形態２に係る制御装置５Ｂの具体的な機能構成を示すブロック図である。
図１２において、制御装置５Ｂは、電気負荷量算出手段３７Ｂを備えており、電気負荷量算出手段３７Ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔとの比を電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄ（＝Ｖｏｕｔ／ｉｏｕｔ）として算出し、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂに入力する。

電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂは、前述の入力電圧Ｖｉｎの検出値などに加えて、逐次算出される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む前述の式（２）で表現する。
ただし、前述のように、式（２）において、２次遅れ要素の共振周波数ωｐ、２次遅れ要素の固有周波数ωｏおよびＱ値は、以下のように表される。

ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｌ、
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ×√（Ｃ／Ｌ）、

これにより、第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）は、逐次算出される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化を反映して逐次更新される。
また、電圧制御演算器２２Ａ（ＰＩ制御器）は、第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆからスイッチングデューティＤまでの第２の周波数伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）と、の直列接続で表される一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）が、前述の３つの［条件１］〜［条件３］をすべて満たす制御ゲイン（係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖ）を有する。

このように、［条件１］〜［条件３］を満たすように電圧制御演算器２２Ａの構造および制御ゲインを設定するとともに、電圧変換装置１Ｂの出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔから電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出し、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂに格納される第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）に対して、逐次算出される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化を反映させる。

これにより、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因して周波数変動する共振の影響を回避して、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止するように制御するようになっている。
この目的を達成するため、図１１において、まず、出力電流検出器１３は、電圧変換装置１Ｂの出力電流ｉｏｕｔを検出する。

出力電流検出器１３の具体例としては、たとえば、電流経路に抵抗値が既知の抵抗を挿入し、この抵抗の両端の電位差を測定して電流量を測定するシャント抵抗方式が考えられる。
また、電流経路に流れる電流によって発生する磁束を検出し、磁束量の検出値に基づいて電流量を測定するホール素子方式などが考えられる。

図１１においては、出力電流検出器１３としてホール素子方式を適用し、低電位母線側の出力端子Ｎに流れる電流により発生する磁束を非接触センサ部で検出し、磁束情報を電流情報に変換して出力電流ｉｏｕｔとする場合を示している。
出力電流検出器１３で検出された出力電流ｉｏｕｔは、図１２に示すように、制御装置５Ｂ内の電気負荷量算出手段３７Ｂに入力される。

出力電流ｉｏｕｔは、出力電圧検出器１２で検出された出力電圧Ｖｏｕｔとともに、電気負荷量算出手段３７Ｂに入力され、電気負荷量算出手段３７Ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔの比（Ｖｏｕｔ／ｉｏｕｔ）を、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出して電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂに入力する。
以下、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂは、前述の式（２）で表される周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を格納し、電圧制御演算器２２Ａは、前述と同様の出力電圧制御を行う。

まず、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂは、式（２）に電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを反映させ、実際の検出値に応じた値に逐次更新する。
電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが変化した場合には、式（２）で示される周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）も変化するので、電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖを固定すると、上記［条件１］〜［条件３］を満たさない場合が生じ得る。
したがって、上記条件を満たすか否かを判定し、条件を満たさない場合には、各係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖが適切値となるように逐次修正する。

このとき、係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖの修正動作は、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂと、所定の設定手続きとに基づいて、図１３のように実行される。
図１３はこの発明の実施の形態２による設定手続きを示すフローチャートであり、ステップＳ２００〜Ｓ２１２の処理動作からなる。
なお、図１３においては、電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖのうち、比例部３４の算出係数パラメータＡｐｖを適切値に更新設定する場合を示しているが、少なくともいずれか一方の係数パラメータを更新設定すればよい。

図１３において、設定手続きの実行が初回の場合は、まず、ステップＳ２００から処理を開始し、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔにおける周波数伝達特性に対して、定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔ、Ｋｉｖ＿ｒｔを設定する（ステップＳ２０１）。
なお、ステップＳ２０１は、前述（図７）の手続き（ステップＳ１００〜Ｓ１０８）にしたがって実行される。

次に、算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄおよび係数パラメータＫｉｖとして、それぞれ、ステップＳ２０１で求めた定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔ、Ｋｉｖ＿ｒｔを設定し、また、前回電気負荷量Ｒｌｄ＿ｏｌｄとして、ステップＳ２０１で求めた定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔを設定して（ステップＳ２０２）、後述の判定ステップＳ２０５に進む。

一方、設定手続きの実行が初回ではなく２度目以降の場合には、ステップＳ２０３から処理を開始する。
この場合、まず、前回電気負荷量Ｒｌｄ＿ｏｌｄとして、前回の設定手続き実行周期時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを設定し（ステップＳ２０４）、判定ステップＳ２０５に進む。

ステップＳ２０５においては、電気負荷量算出手段３７Ｂから現在出力される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの値が前回電気負荷量Ｒｌｄ＿ｏｌｄ以下であるか否かを判定する。
ステップＳ２０５において、Ｒｌｄ＿ｉｍｄ＞Ｒｌｄ＿ｏｌｄ（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、直ちに係数補正手段の処理（ステップＳ２０７、Ｓ２０８）に進む。

一方、ステップＳ２０５において、Ｒｌｄ＿ｉｍｄ≦Ｒｌｄ＿ｏｌｄ（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、続いて、制御応答速度を上げる必要があるか否かを判定する（ステップＳ２０６）。
なお、式（２）より、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが減少すると、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）のＱ値も減少して、共振周波数ωｐでの振幅値｜Ｇｖｐ｜も減少するので、［条件２］を満たすように設定される係数パラメータＡｐｖの値を増大させて、制御応答速度を上げることも可能となる。

ステップＳ２０６において、制御応答速度を上げる必要がない（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、直ちに制御処理（ステップＳ２１１）に進む。
一方、ステップＳ２０６において、制御応答速度を上げる必要がある（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、係数補正手段の処理に進む。

係数補正手段においては、まず、現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに関して、昇圧比率ＢＲが「１．０」から動作時の昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭまでの範囲で、式（２）の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）の最大振幅値｜Ｇｖｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄ｜と、最大振幅となるときの周波数ωｐ＿ｇｖｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄとを算出する（ステップＳ２０７）。

続いて、最大振幅値｜Ｇｖｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄ｜および共振振幅閾値Ｇａに関し、最大振幅となる周波数ωｐ＿ｇｖｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄでの電圧制御演算器２２Ａの振幅値｜Ｇｃｖ｜が、以下の式（８）の関係を満たすように、比例部３４の算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを更新設定する（ステップＳ２０８）。

このことは、上記［条件２］を満たすように、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に対応して算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを操作し、最大振幅となる周波数での電圧制御演算器２２Ａの振幅値｜Ｇｃｖ｜を決定することに相当する。

次に、最大振幅となる電圧制御演算器２２Ａと制御対象とを直列接続した場合の一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の振幅値が、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で、正から負に変化して０ｄＢと交差しているか否かを判定する（ステップＳ２０９）。

ステップＳ２０９において、一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の振幅値が０ｄＢと交差していない（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、比例部３４の算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを刻み量Δａだけ漸減して、「Ａｐｖ＿ｉｍｄ←Ａｐｖ＿ｉｍｄ−Δａ」として再設定し（ステップＳ２１０）、再び判定ステップＳ２０９を実行する。

一方、ステップＳ２０９において、一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）の振幅値が０ｄＢと交差している（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、係数パラメータＡｐｖとして算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを設定し、設定後の係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを用いて制御演算を行い（ステップＳ２１１）、図１３の処理ルーチンを終了する（ステップＳ２１２）。

このように、図１３の設定手続きに基づいて、電圧変換装置１Ｂの動作時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出し、逐次変化する電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに対応して、電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＡｐｖを逐次再設計するように動作が行われる。
以上の係数補正処理は、比例部３４の係数パラメータＡｐｖに限らず、積分部３２Ａの係数パラメータＫｉｖに対する場合でも同様に実行され得る。
これにより、逐次変化する電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに対しても、上記［条件１］〜［条件３］を満たす出力電圧特性を実現することができる。

ただし、電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖの再設計に要する演算量が多い場合には、単位時間内に設定手続きの演算が処理し切れなくなって安定動作を損なう可能性がある。
また、単位時間内に設定手続き処理を終了させるために演算能力を高くすると、装置のコストが増加するというデメリットが生じる。
そこで、図１３内の係数補正手段（ステップＳ２０７、Ｓ２０８）の処理を、図１４のように置き換えることも考えられる。

図１４はこの発明の実施の形態２による係数補正手段の他の構成例を示すフローチャートであり、図１３内のステップＳ２０７、Ｓ２０８を、ステップＳ２１３、２１４に置き換えた設定手続きを示している。
図１４において、ステップＳ２１３は、図１３内の判定ステップＳ２０５、Ｓ２０６に続いて実行され、ステップＳ２１４に続いて、図１３内の判定ステップＳ２０９が実行される。

また、図１５は図１４内のステップＳ２１３の具体的処理を説明するための機能ブロック図である。
図１５において、ステップＳ２１３は、除算器３８と、補正係数テーブル３９とにより構成される。

除算器３８は、現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔで除算し、電気負荷比率ＲＲ（＝Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｒｌｄ＿ｒｔ）を算出して補正係数テーブル３９に入力する。
補正係数テーブル３９は、電気負荷比率ＲＲに基づいて、定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔを基準とする補正係数Ｃａｐを一義的に定め、次の演算処理（ステップＳ２１４）に送る。

図１４において、まず、除算器３８により電気負荷比率ＲＲを求め、補正係数テーブル３９を参照して、電気負荷比率ＲＲから補正係数Ｃａｐを取得する（ステップＳ２１３）。
このとき、除算器３８は、現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを分子とし、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔを分母として、電気負荷比率ＲＲを算出し、補正係数テーブル３９に入力する。

補正係数テーブル３９は、図１５に示すように、電気負荷比率ＲＲを横軸にとり、電気負荷比率ＲＲに基づいて変化する最大振幅値｜Ｇｖｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄ｜に対応するように、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔでの定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔに対する補正係数Ｃａｐを、設定要素（縦軸）として格納している。

すなわち、動作時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔから変化する場合に、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）の最大振幅値の算出過程（ステップＳ２０７）と、前述の式（８）を満たす算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄの算出過程（ステップＳ２０８）とを省略し、これらの算出過程に代えて、定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔを基準として、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に対する算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄの変化を対応付けて記憶することにより、演算を省略している。

補正係数テーブル３９は、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔに対する現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの電気負荷比率ＲＲから、補正係数テーブルを参照して、補正係数Ｃａｐを決定する。

図１４に戻り、ステップＳ２１３に続いて、係数補正手段は、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔにおける定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔに補正係数Ｃａｐを乗算し、算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄとして、以下のように設定し（ステップＳ２１４）、図１３内のステップＳ２０９に進む。

Ａｐｖ＿ｉｍｄ＝Ｃａｐ×Ａｐｖ＿ｒｔ

なお、図１５のような補正係数テーブル３９は、所定の昇圧比率ＢＲに対して１つ定まる特性のみが格納されているものとする。
したがって、実用的には、図１５と同様の補正係数テーブルを昇圧比率ＢＲの変化範囲に対して複数準備し、昇圧比率ＢＲの値に応じて、参照する補正係数テーブルが切り替えられることになる。

以上の設定手続きおよび処理動作により、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変動にも対応して、上記［条件１］〜［条件３］を満たす電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖが設定される。
なお、図１２に示す制御装置５Ｂにおいて、減算器２１、電圧制御演算器２２Ａ、リミッタ２３、飽和判定部２４、ＰＷＭ生成部２５は、前述（図６参照）と同様に動作し、制御装置５Ｂからは、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂを動作させるためのスイッチング信号Ｓｗが出力される。

ここで、図１６〜図２２を参照しながら、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変動に対応して電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖを逐次適切値に更新設定することによる効果について、さらに具体的に説明する。
図１６〜図１８は、前述の図２〜図４と同様に、それぞれ、ゲイン特性および位相特性を示す説明図であり、図１９は、前述の図５と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］の時間応答特性を示す説明図である。

また、図２０および図２１は、前述の図８および図９と同様に、それぞれ、ゲイン特性および位相特性を示す説明図であり、図２２は、前述の図１０と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔ［Ｖ］の時間応答特性を示す説明図である。

図１６（ａ）、（ｂ）は、インダクタンス値Ｌ、容量値Ｃ、昇圧比率ＢＲが固定値の場合における周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）について、横軸に周波数ω、縦軸に振幅、位相をとって示している。
図１６（ａ）のゲイン特性図および図１６（ｂ）の位相特性図において、３本の特性線（実線、１点鎖線、破線参照）は、それぞれ電気負荷比率ＲＲが「０．５」、「１．０」、「３．０」の場合を示している。

図１６（ａ）のゲイン特性図に示すように、電気負荷比率ＲＲが高い（電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが大きい）ほど、Ｑ値が大きくなるので、共振による振幅の盛り上がりが目立つ特性となる。一方、図１６（ｂ）の位相特性図においては、電気負荷比率ＲＲが高いほど、Ｑ値の増大に応じて位相の変化が急となる。
また、図１６（ａ）から明らかなように、共振周波数ωｐよりも低い周波数帯では、電気負荷比率ＲＲによる振幅の差がほとんど生じないが、共振周波数ωｐよりも高い周波数帯では、電気負荷比率ＲＲが高いほど、振幅は小さくなる。

このように、インダクタンス値Ｌ、容量値Ｃ、昇圧比率ＢＲが固定値であって変動しない場合でも、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）は電気負荷量Ｒｌｄによって変化する。
よって、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を制御対象とする制御装置５Ｂは、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変動に関して、適切な構造および制御ゲイン（フィードバック制御用の係数パラメータ）を有していなければならず、そうでない場合には、出力電圧制御の応答特性がばらついてしまうことになる。

いま、電気負荷比率ＲＲが「１．０」（定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔ）に関して、前述（図７）の設定手続きにしたがい、定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔ、Ｋｉｖ＿ｒｔを定めたとする。
このとき、定格時の第２の周波数伝達特性Ｇｃｖ＿ｒｔ（ｓ）（電圧制御演算器２２Ａの周波数伝達特性）は、図１７のように表される。
また、定格時の第２の周波数伝達特性Ｇｃｖ＿ｒｔ（ｓ）と、第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）（制御対象の周波数伝達特性）と、を直列接続した一巡伝達特性Ｇｃｖ＿ｒｔ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）は、図１８のように表される。

図１８（ａ）のゲイン特性図から明らかなように、一巡伝達特性Ｇｃｖ＿ｒｔ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）において、電気負荷比率ＲＲが「３．０」（破線参照）の場合には、共振周波数帯ωｐでの振幅の盛り上がりが目立ち、振幅が約０ｄＢまで達する。
なぜなら、係数パラメータの設定に際し、上記［条件２］を満たすように一巡伝達特性の振幅最大値が所定の共振振幅閾値Ｇａと等しくなるように設定したにもかかわらず、電気負荷比率ＲＲが増加することから、制御対象の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）の振幅最大値が大きくなるからである。

図１９（ａ）〜（ｃ）は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが、昇圧比率ＢＲ＝１．０の相当値（Ｖｉｎ×１）からＢＲ＝３．０の相当値（Ｖｉｎ×３）にステップ状に変化した場合の、それぞれ異なる電気負荷比率ＲＲに対する出力電圧Ｖｏｕｔの追従特性を示している。

すなわち、図１９（ａ）の特性線ＢＶＲ０５は、電気負荷比率ＲＲが「０．５」の場合、図１９（ｂ）の特性線ＢＶＲ１０は、電気負荷比率ＲＲが「１．０」の場合、図１９（ｃ）の特性線ＢＶＲ３０は、電気負荷比率ＲＲが「３．０」の場合での出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示している。

図１８（ａ）のゲイン特性図においては、電気負荷比率ＲＲがいずれの値であっても、同一の周波数ωｖｃ２で振幅値が０ｄＢと交差する。
このことに対応して、図１９（ａ）〜（ｃ）においては、出力応答波形（特性線ＢＶＲ０５、ＢＶＲ１０、ＢＶＲ３０）が定常水準の９０［％］に達するまでの時間ｔ２は、いずれも同一値となる。

ただし、図１９（ａ）、（ｂ）（電気負荷比率ＲＲが低い場合）の特性線ＢＶＲ１０、ＢＶＲ０５は、振動的でなく比較的良好な波形であるが、図１９（ｃ）（電気負荷比率ＲＲが高い場合）の特性線ＢＶＲ３０は、振動的な波形となっている。
このことは、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの増加によって、係数パラメータＡｐｖが上記［条件２］を満たさなくなったことに対応する。

一方、図１３の設定手続きにしたがい、電気負荷比率ＲＲが「３．０」まで変動した場合に適応して、係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを設定したとすると、このときの電圧制御演算器２２Ａ（ＰＩ制御器）の周波数伝達特性Ｇｃｖ＿ｉｍｄ（ｓ）は、図２０のように表される。

図２０（ａ）、（ｂ）は、図１７（ａ）、（ｂ）と同様に、ゲイン特性図および位相特性図として、横軸に周波数ω、縦軸に振幅および位相をとって示している。
図２０においては、昇圧比率ＢＲを固定値として係数パラメータを設定しているので、積分部３２Ａの係数パラメータＫｉｖは図１７の場合と同一値であり、折点周波数ωｐｉも同一周波数となる。

しかし、電気負荷比率ＲＲが「３．０」まで増加した場合にも［条件２］を満たすように算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを調整し、調整後の算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを比例部３４の係数パラメータＡｐｖとして代入しているので、係数パラメータＡｐｖは、図１７の場合の定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔよりも小さい値に設定される。

図２１（ａ）、（ｂ）は、図１８（ａ）、（ｂ）と同様に、一巡伝達特性Ｇｃｖ＿ｉｍｄ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）をゲイン特性図および位相特性図として、横軸に周波数、縦軸に振幅および位相をとって示している。
図２１（ａ）、（ｂ）のゲイン特性図および位相特性図において、３本（実線、１点鎖線、破線）の特性線は、それぞれ、電気負荷比率ＲＲ（＝Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｒｌｄ＿ｒｔ）が、それぞれ「０．５」、「１．０」、「３．０」の場合を示している。

ここで、比例部３４の係数パラメータＡｐｖは、定格係数パラメータＡｐｖ＿ｒｔよりも小さい値に設定されているので、図２１（ａ）のゲイン特性図において、振幅値が０ｄＢと交差する周波数ωｖｃ３は、図１８（ａ）内の周波数ωｖｃ２よりも低い値となる。
しかし、図２１（ａ）において、共振周波数ωｐの帯域での振幅の最大値は、所定の共振振幅閾値Ｇａ（共振ピーク≦Ｇａ）となり、［条件２］を満たす。

図２２は出力電圧Ｖｏｕｔの時間応答特性を示す説明図であり、図１９と同様に、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが昇圧比率ＢＲ＝１．０の相当値（Ｖｉｎ×１）から、ＢＲ＝３．０相当値（Ｖｉｎ×３）にステップ状に変化した場合の、出力電圧Ｖｏｕｔの追従特性を示している。

すなわち、図２２（ａ）の特性線ＢＶＲ’０５は、電気負荷比率ＲＲ＝０．５の場合、図２２（ｂ）の特性線ＢＶＲ’１０はＲＲ＝１．０の場合、図２２（ｃ）の特性線ＢＶＲ’３０は電気負荷比率ＲＲ＝３．０の場合での出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示している。
図２２（ａ）〜（ｃ）において、出力応答波形が定常水準の９０［％］に達するまでの時間ｔ３は、いずれも同一値となる。

ここで、図２２での時間ｔ３と前述の図１９での時間ｔ２との関係は、振幅値が０ｄＢと交差する周波数ωｖｃ３（図２１参照）とωｖｃ２（図１８参照）との関係「ωｖｃ３＜ωｖｃ２」に対応して、ｔ２＜ｔ３となる。
しかし、図２２（ｃ）の特性線ＢＶＲ’３０は、図１９（ｃ）の特性線ＢＶＲ３０に比べて、共振による特性劣化が大幅に抑制されており、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが変動しても振動的とはならず、比較的均一で良好な応答波形を実現している。

以上のように、この発明の実施の形態２による電力変換装置１Ｂによれば、図１１および図１２の構成で図１３の処理動作および設定手続きを実行し、電圧変換装置１Ｂの動作時に逐次変化する電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出して第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を表すモデル式に逐次反映させるとともに、モデル式に基づいて出力電圧制御用の電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖを逐次補正することにより、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因した共振の影響（周波数や振幅の変動）を回避し、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止した出力電圧制御を実現することができる。

実施の形態３．
なお、上記実施の形態１、２では、電気負荷３（電気負荷量）の具体的構成について言及しなかったが、図２３に示すように、電気機械変換装置５１で構成してもよい。
以下、図２３〜図２５を参照しながら、この発明の実施の形態３について説明する。

図２３はこの発明の実施の形態３に係る電圧変換装置１Ｃを含むシステム全体を一部回路図で示すブロック図であり、前述（図１１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ｃ」を付して詳述を省略する。
この場合、電圧変換装置１Ｃに接続される電気負荷として、交流電動機５３および電動機制御器５４を有する電気機械変換装置５１が設けられており、電圧変換装置１Ｃは、制御装置５Ｃの一部機能が前述と異なる。

電圧変換装置１Ｃの電気負荷３として電気機械変換装置５１を適用した場合、交流電動機５３の動作状態の変化や、交流電動機５３に対するフィードバック制御方式の違いにより、制御応答性に相違が生じる。
したがって、電動機制御器５４は、交流電動機５３の制御応答性の相違に対しても良好な出力電圧制御を実現するために、電気機械変換装置５１への実際の供給電流を逐次算出して、電圧変換装置１Ｃ内の制御装置５Ｃに入力するように構成されている。

図２３において、電気機械変換装置５１は、電圧変換器４の出力端子Ｐ、Ｎに接続されたインバータ５２と、インバータ５２の３相出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続された交流電動機５３と、インバータ５２を制御するためのスイッチング信号Ｓｗｉを生成する電動機制御器５４と、交流電動機５３の電機子巻線に流れる電動機電流ｉａｃを検出して電動機制御器５４に入力する電動機電流検出器５５と、交流電動機５３の回転角度θを検出して電動機制御器５４に入力する回転角検出器５６とを備えている。

インバータ５２は、電力変換半導体からなる６個の第２のパワー素子（以下、単に「パワー素子」という）からなり、トランジスタ６１ａ〜６１ｆと、各トランジスタ６１ａ〜６１ｆに逆並列接続されたフライホイールダイオード６２ａ〜６２ｆとを備えている。
インバータ５２は、各トランジスタ６１ａ〜６１ｆがスイッチング信号ＳｗｉでＯＮ／ＯＦＦ制御されることにより、直流電力と交流電力とを相互に変換して出力する。

公知構成からなるインバータ５２において、各トランジスタ６１ａ〜６１ｆは、フライホイールダイオード６２ａ〜６２ｆが逆並列接続されて１単位のパワー素子を構成しており、２つのパワー素子が直列接続された３相のアームの中間点は、３相の交流電動機５３のＵ、Ｖ、Ｗの各相電力線の端子に個別に接続されている。

また、インバータ５２内の各アームの一端は、電圧変換装置１Ｃの高電位側の出力端子Ｐに接続され、各アームの他端は低電位側の出力端子Ｎに接続されている。
なお、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相別に、かつ高電位Ｈ、低電位Ｌの接続電位別に順序付ければ、６個のトランジスタ６１ａ〜６１ｆおよびフライホールダイオード６２ａ〜６２ｆは、それぞれ、ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの順序に対応する。

電動機制御器５４は、電圧変換器４の出力電圧Ｖｏｕｔ、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θに基づいて、交流電動機５３に対する制御演算を行い、スイッチング信号Ｓｗｉを生成してトランジスタ６１ａ〜６１ｆのＯＮ／ＯＦＦを制御するとともに、インバータ５２に流入するインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出して制御装置５Ｃに入力する。

図２４は制御装置５Ｃおよび電動機制御器５４の具体的構成を示すブロック図であり、前述（図１２参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ｃ」を付して詳述を省略する。
制御装置５Ｃは、電気負荷量算出手段３７Ｃにインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖが入力されている点を除けば、前述と同一構成である。

図２４において、電動機制御器５４は、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出して電気負荷量算出手段３７Ｃに入力するインバータ入力電流算出手段６３と、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θに基づいて交流電動機５３の制御演算を行う電動機制御演算部６４と、電動機制御演算部６４からの目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆ（交流電動機５３に対する印加電圧指令）に基づいてスイッチング信号Ｓｗｉを生成するＰＷＭ生成部６５とを備えている。

電動機制御器５４内において、インバータ入力電流算出手段６３は、電圧変換器４の出力電圧Ｖｏｕｔ、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆ、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θに基づいて、インバータ５２の直流側端子でのインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する。
一方、制御装置５Ｃ内において、電気負荷量算出手段３７Ｃは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔとの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉｏｕｔ）、または、出力電圧Ｖｏｕｔとインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖとの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉ＿ｉｎｖ）、のいずれか一方を電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出する。

図２５はインバータ入力電流算出手段６３の具体的構成を示すブロック図である。
図２５において、インバータ入力電流算出手段６３は、電圧値の処理に関する第１座標変換手段６６、第１逆正接算出器６７および電圧実効値算出手段６８と、電流値の処理に関する第２座標変換手段６９、第２逆正接算出器７０および電流実効値算出手段７１と、第１逆正接算出器６７および第２逆正接算出器７０からの各角度α、βがなす力率角ψを算出する減算器７２と、力率角ψの余弦値ｃｏｓψを算出する余弦算出器７３と、余弦値ｃｏｓψ、電圧実効値Ｖａｃ＿ｒｍｓおよび電流実効値ｉａｃ＿ｒｍｓを乗算する乗算器７４と、乗算器７４の乗算結果を出力電圧Ｖｏｕｔで除算してインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する除算器７５とを備えている。

インバータ入力電流算出手段６３への入力情報のうち、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆは第１座標変換手段６６に伝達され、電動機電流ｉａｃは第２座標変換手段６９に伝達され、回転角度θは第１座標変換手段６６および第２座標変換手段６９に伝達され、出力電圧Ｖｏｕｔは除算器７５に伝達される。

次に、この発明の実施の形態３による電気機械変換装置５１の電動機制御動作について説明する。
まず、図２３において、電動機電流検出器５５は、交流電動機５３の３相の電力線に流れる電動機電流ｉａｃの瞬時量を検出して電動機制御器５４に入力する。
また、回転角検出器５６は、交流電動機５３の回転角度θを検出して電動機制御器５４に入力する。

電動機制御器５４は、以下に述べるような公知の手法（たとえば、ベクトル制御法）にしたがって制御演算を行う。
すなわち、電動機制御器５４は、交流電動機５３内の電機子巻線に流れる交流の電動機電流ｉａｃを、交流電動機５３内の回転子が発生する回転磁束に平行な成分と直交する成分とに分解し、各成分が、交流電動機５３の出力トルクの目標量から換算される目標電動機電流のうちの、回転磁束に平行な目標電動機電流成分と直交する目標電動機電流成分とに一致するように、インバータ５２内のトランジスタ６１ａ〜６１ｆのＯＮ（導通）、ＯＦＦ（開放）をスイッチング制御し、交流電動機５３の端子への印加電圧を調整する。

このとき、交流電動機５３の回転磁束と同期して回転する直交座標を想定して、回転磁束と平行な座標軸をｄ軸、回転磁束と直交する座標軸をｑ軸と称し、電動機電流ｉａｃのうち、回転磁束と平行な電流成分をｄ軸電流、直交する電流成分をｑ軸電流と称する。

図２４において、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θは、それぞれ、電動機制御器５４内のインバータ入力電流算出手段６３および電動機制御演算部６４に入力される。
電動機制御演算部６４は、上記ベクトル制御法にしたがう制御演算を以下のように行う。
まず、電動機制御演算部６４は、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θに基づく座標変換を行い、電動機電流ｉａｃからｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。

続いて、電動機制御演算部６４は、比例積分（ＰＩ）演算などのフィードバック制御演算により、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが、それぞれ対応する電動機電流の目標値であるｄ軸目標電流ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸目標電流ｉｑ＿ｒｅｆと一致するように、ｄ軸目標電圧Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸目標電圧Ｖｑ＿ｒｅｆを求める。
最後に、電動機制御演算部６４は、逆座標変換を行い、ｄ軸目標電圧Ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸目標電圧Ｖｑ＿ｒｅｆから、３相の目標電圧Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＶｗ＿ｒｅｆを算出してＰＷＭ生成部６５に入力する。

次に、ＰＷＭ生成部６５は、電動機制御演算部６４からの３相目標電圧Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆ、Ｖｗ＿ｒｅｆを搬送波と大小比較し、その大小関係で信号レベルが表現されるパルス幅変調（ＰＷＭ）によって、トランジスタ６１ａ〜６１ｆをＯＮ／ＯＦＦ動作させるためのスイッチング信号Ｓｗｉを生成し、電動機制御器５４の出力信号とする。

インバータ５２内のトランジスタ６１ａ〜６１ｆは、スイッチング信号ＳｗｉにしたがってＯＮ（導通）動作およびＯＦＦ（開放）動作を行い、これにより、交流電動機５３の３相電力線の線間への印加電圧が操作される。
このとき、スイッチング信号Ｓｗｉは、ＰＷＭによりほぼ正弦波状にデューティが変化するので、交流電動機５３の線間印加電圧もほぼ正弦波状となり、３相電力線に流れる電動機電流ｉａｃは、目標電動機電流と振幅および位相が一致するように調整され、交流電動機５３は適正に制御されることになる。

ここで、線間印加電圧に対する電動機電流ｉａｃの流れ方（応答）は、前述のように、交流電動機５３の動作状態によって変化し、また、交流電動機５３のフィードバック制御の方式の違いにより目標電動機電流の変化が実際の３相電力線線間電圧の調整結果として現れるまでの周波数伝達特性が異なることから、電気負荷３と見なされる電気機械変換装置５１は、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが頻繁に変化する特性を有することになる。
したがって、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを特定し易くするために、インバータ入力電流算出手段６３は、電動機制御器５４の内部情報を用いて、インバータ５２に流入するインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する。

まず、インバータ５２の入力電力Ｐｄｃおよび出力電力Ｐａｃは、以下の式（９）、式（１０）のように表現することができる。

ただし、式（９）、式（１０）において、電圧変換装置１Ｃの出力電圧Ｖｏｕｔは、インバータ５２の入力電圧に相当する。
また、電圧実効値Ｖａｃ＿ｒｍｓは、電動機電圧の実効値に相当し、電流実効値ｉａｃ＿ｒｍｓは、電動機電流ｉａｃの実効値に相当する。
さらに、余弦値ｃｏｓψは力率に相当する。

ここで、インバータ５２における電力損失が微小であって、インバータ５２への入力電力Ｐｄｃがそのまま出力電力Ｐａｃとして交流電動機５３に供給されると見なせる場合、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖは、式（９）、式（１０）から、以下の式（１１）のように表すことができる。

このように、インバータ入力電流算出手段６３は、式（１１）からインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する。
次に、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖの算出処理について、さらに詳細に説明する。
図２５において、まず、第１座標変換手段６６は、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆおよび回転角度θから、公知の３相−ｄｑ座標変換演算に基づき、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆを、回転子が発生する回転磁束に平行な成分と直交する成分とに分解し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆとｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆとを出力する。

続いて、第１逆正接算出器６７は、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆのベクトルがｑ軸との間になす角度αを、以下の式から算出して減算器７２に入力する。

α＝ａｒｃｔａｎ（Ｖｄ＿ｒｅｆ／Ｖｑ＿ｒｅｆ）

また、電圧実効値算出手段６８は、電圧実効値Ｖａｃ＿ｒｍｓを、以下の式（１２）から算出して乗算器７４に入力する。

一方、第２座標変換手段６９は、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θから、３相−ｄｑ座標変換演算に基づき、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。
続いて、第２逆正接算出器７０は、電動機電流ｉａｃのベクトルがｑ軸との間になす角度βを、以下の式から算出して減算器７２に入力する。

β＝ａｒｃｔａｎ（ｉｄ／ｉｑ）

また、電流実効値算出手段７１は、電流実効値ｉａｃ＿ｒｍｓを、以下の式（１３）から算出して乗算器７４に入力する。

次に、減算器７２は、第１逆正接算出器６７の演算結果である角度αから第２逆正接算出器７０の演算結果である角度βを減算し、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆのベクトルと電動機電流ｉａｃのベクトルとがなす力率角ψを算出する。
さらに、余弦算出器７３は、力率角ψの余弦値ｃｏｓψ（力率）を演算して乗算器７４に入力する。

乗算器７４は、電圧実効値Ｖａｃ＿ｒｍｓ、電流実効値ｉａｃ＿ｒｍｓおよび余弦値ｃｏｓψを掛け合わせた値（＝Ｖａｃ＿ｒｍｓ×ｉａｃ＿ｒｍｓ×ｃｏｓψ）を、乗算結果として除算器７５に入力する。
最後に、除算器７５は、乗算結果Ｖａｃ＿ｒｍｓ×ｉａｃ＿ｒｍｓ×ｃｏｓψを分子とし、出力電圧Ｖｏｕｔを分母として除算を行い、前述の式（１１）にしたがって、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する。

図２４に戻り、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖは、制御装置５Ｃ内の電気負荷量算出手段３７Ｃに入力される。
電気負荷量算出手段３７Ｃは、出力電圧Ｖｏｕｔとインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉ＿ｉｎｖ）、または、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉｏｕｔ）のいずれかを選択し、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出する。

以下、前述の実施の形態２と同様に、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂは、式（２）内の共振周波数ωｐ、Ｑ値の項に電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを反映させて逐次更新し、［条件１］〜［条件３］を満たす電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを設定する。
また、電圧制御演算器２２Ａは、［条件１］〜［条件３］を満たす係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを用いて演算を行い、リミッタ２３、飽和判定部２４およびＰＷＭ生成部２５を介したスイッチング信号Ｓｗにより出力電圧制御を行う。

なお、電気負荷量算出手段３７Ｃは、常に出力電圧Ｖｏｕｔとインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖとの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉ＿ｉｎｖ）を電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出してもよい。
なぜなら、図２３のように電気負荷３として電気機械変換装置５１を適用する場合、トランジスタ６１ａ〜６１ｆのスイッチング動作によって電動機電流ｉａｃが調整および制御されることから、スイッチングに起因して出力電流ｉｏｕｔにリップル成分が多く含まれることになるので、出力電流ｉｏｕｔに代えてインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを用いて電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出する方が信頼性が向上する可能性があるからである。
この場合、制御装置５Ｃ内の出力電流検出器１３を省略することができる。

以上のように、電気負荷３として電気機械変換装置５１を適用した場合、電気機械変換装置５１内の電動機制御器５４は、インバータ入力電流算出手段６３を有し、出力電圧Ｖｏｕｔと、交流電動機５３に対する印加電圧指令である目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆと、電動機電流ｉａｃと回転角度θとに基づいて、インバータ５２の直流側端子のインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する。

また、制御装置５Ｃ内の電気負荷量算出手段３７Ｃは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔとの比、または出力電圧Ｖｏｕｔとインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖとの比、のいずれかを電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出する。

これにより、電気負荷量算出手段３７Ｃは、電気機械変換装置５１内の交流電動機５３の動作状態の変化やフィードバック制御方式の違いに起因した制御応答性の相違にも対応して、電圧変換装置１Ｃの動作時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを逐次算出し、パワー素子のスイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの電圧変換装置１Ｃの周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を表すモデル式に電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを反映させることができる。

また、電圧変換器出力電圧特性モデル２６Ｂは、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが逐次反映されたモデル式に基づいて、出力電圧制御を行う電圧制御演算器２２Ａの係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを逐次補正する。
したがって、電圧制御演算器２２Ａは、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因して周波数や振幅が変動する共振の影響を回避して、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止するように出力電圧制御を行うことができる。

すなわち、この発明の実施の形態３に係る電圧変換装置１Ｃによれば、インバータ５２および交流電動機５３が組み合わされた電気機械変換装置５１を電気負荷３として適用した場合に、周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）のモデルを式表現して保有するとともに、動作時における電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出してモデル式に逐次反映させることにより、制御応答性の相違にも対応して、昇圧比率ＢＲによる変化を回避した一律の特性で、出力電圧制御を行うことができる。

なお、上記説明では、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを得るために、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆおよび電動機電流ｉａｃを、３相−ｄｑ座標変換に基づきｄ軸成分およびｑ軸成分に分解した後、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆがｑ軸となす角度α、電動機電流ｉａｃがｑ軸となす角度βを求めて両者の差分（＝α−β）により力率角ψを求め、さらに余弦値ｃｏｓψを算出して力率ｃｏｓψを算出したが、他の方法で求めてもよい。

たとえば、電動機制御器５４内の電動機制御演算部６４において、既にｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆ、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが算出されていれば、インバータ入力電流算出手段６３内の第１座標変換手段６６および第２座標変換手段６９（図２５参照）の演算を省略することができる。
また、交流電動機５３が発生する機械力と電圧変換装置１Ｃの出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを推定により求めてもよい。

実施の形態４．
なお、上記実施の形態１〜３では、制御装置５Ａ〜５Ｃ内に電圧制御演算器２２Ａのみを設けたが、図２６に示すように、制御装置５Ｄ内に、電圧制御演算器２２Ｄと電圧制御演算器２２Ｄに直列接続された電流制御演算器８２とを設けてもよい。
以下、図２６〜図３４を参照しながら、この発明の実施の形態４について説明する。

図２６はこの発明の実施の形態４に係る制御装置５Ｄの具体的構成を示すブロック図であり、前述（図６、図１２参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ｄ」を付して詳述を省略する。
また、制御装置５Ｄは、たとえば図１１に示した電圧変換装置１Ｂ内の制御装置５Ｂに代えて適用される。

図２６において、制御装置５Ｄは、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆおよび出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて範囲制限前の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆｏを算出する電圧制御演算器２２Ｄと、範囲制限後の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆおよび出力電流ｉｏｕｔに基づいて範囲制限前のスイッチングデューティＤｏを算出する電流制御演算器８２と、スイッチング信号ＳｗのデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を表現する電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｄとを備えている。

電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｄは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング信号ＳｗのデューティＤと、電圧変換器（図１１内の４参照）を構成するリアクトル８のインダクタンス値Ｌと、電圧変換器を構成する平滑コンデンサ９の容量値Ｃと、電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む前述の式（３）で表現する。
ただし、共振周波数ωｐ、固有周波数ωｏおよびＱ値は、前述と同様に以下のように表される。

ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ／Ｌ
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）

また、電流制御演算器２２Ｄは、第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）と、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆからスイッチングデューティＤまでの第２の周波数伝達特性（電流制御演算器８２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ））と、の直列接続で表される一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）が、前述の［条件１］〜［条件３］をすべて満たす制御ゲインを有する。

この場合、制御装置５Ｄは、出力電流ｉｏｕｔおよび出力電圧Ｖｏｕｔの両方を帰還するとともに、電圧制御演算器８２を含む出力電流制御系をマイナーループとし、この出力電流制御系と電圧制御演算器２２Ｄを含む出力電圧制御系とを多重ループとして構成し、電圧変換装置（図１１内の１Ｂ参照）内の電力供給経路の過電流による損壊を容易に防止できるように動作する。

また、式（３）の周波数伝達特性を表すモデル式に基づいて、上記３つの条件を満たすように各制御演算器２２Ｄ、８２の構造、制御ゲイン（制御器の係数パラメータ）を設定することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性のばらつきおよび振動性を回避し、一律の特性で、かつ、安定となるように動作するようになっている。

具体的には、図２６に示す制御装置５Ｄは、減算器２１、電圧制御演算器２２Ｄ、リミッタ２３、飽和判定部２４、ＰＷＭ生成部２５および電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｄに加えて、電圧制御演算器２２Ｄの出力側に挿入された第２リミッタ８８および第２飽和判定部８９と、第２リミッタ８８の出力側に挿入された減算器８１と、減算器８１とリミッタ２３との間に挿入された電流制御演算器８２とを備えている。

電圧制御演算器２２Ｄは、加算器３３および比例部３４に加えて、前述と異なる積分部３２Ｄを有する。
電流制御演算器８２は、電圧制御演算器２２Ｄと同様に、積分入力切替えスイッチ８３、積分部８４、加算器８５および比例部８６を有する。
第２飽和判定部８９は、飽和判定部２４と同様に、減算器９０および絶対値演算器９１を有する。

制御装置５Ｄへの入力情報のうち、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆは、減算器２１の加算端子（＋）に伝達され、出力電圧Ｖｏｕｔは、減算器２１の減算端子（−）に伝達され、出力電流ｉｏｕｔは、減算器８１の減算端子（−）に伝達され、入力電圧Ｖｉｎは電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｄに伝達される。

制御装置５Ｄは、出力電流ｉｏｕｔ、出力電圧Ｖｏｕｔおよび目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆに基づいて、出力電流制御および出力電圧制御の演算を行い、電圧変換器４（たとえば、図１１参照）内のトランジスタ６ａ、６ｂをＯＮ／ＯＦＦ動作させるためのスイッチング信号Ｓｗを出力する。

上記動作手順について、まず、マイナーループである出力電流制御系（減算器８１、電流制御演算器８２およびリミッタ２３を含む）の動作から説明する。
出力電流制御系は、出力電流ｉｏｕｔが、出力電圧制御系（減算器２１、電圧制御演算器２２Ｄおよび第２リミッタ８８を含む）から生成される目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆと一致するように、出力電流ｉｏｕｔを帰還して制御演算を行い、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂ（図１１参照）を動作させるためのスイッチング信号Ｓｗを出力する。

すなわち、出力電流制御系の減算器８１は、出力電圧制御系内の第２リミッタ８８からの目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆから、出力電流検出器１３からの出力電流ｉｏｕｔを減算し、電流偏差Δｉｅｒｒ（＝ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ−ｉｏｕｔ）を算出して電流制御演算器８２に入力する。

続いて、電流制御演算器８２は、ＰＩ（比例積分）演算動作を実行するために、まず、電流偏差Δｉｅｒｒを積分入力切替えスイッチ８３および加算器８５に伝達する。
積分入力切替えスイッチ８３は、飽和判定部２４によるスイッチングデューティＤｏの飽和判定結果に基づき、電流偏差Δｉｅｒｒまたは固定値「０」を選択して積分部８４に入力する。

すなわち、積分入力切替えスイッチ８１は、飽和判定結果が、スイッチングデューティＤｏの飽和状態（実動可能な設定範囲から逸脱した状態）を示すときには、固定値「０」を選択して出力し、スイッチングデューティＤｏの非飽和状態（設定範囲内の状態）を示すときには、電流偏差Δｉｅｒｒを選択して出力する。

積分部８４は、積分入力切替えスイッチ８３からの入力値を積分演算して加算器８５に入力する。
ここで、積分部８４の係数Ｋｉｃ・（１−Ｄ）は、スイッチングデューティＤに応じて変化する値である。
続いて、加算器８５は、電流偏差Δｉｅｒｒと積分部８４の出力値との加算値を比例部８６に入力し、比例部８６は、加算器８５からの加算値にさらに係数パラメータＡｐｃを乗算し、範囲制限前のスイッチングデューティＤｏとして出力する。

範囲制限前のスイッチングデューティＤｏは、リミッタ２３および飽和判定部２４に入力される。
リミッタ２３は、上限値を「１．０」、下限値を「０．０」として、上下限値内に値が収まるように、範囲制限前のスイッチングデューティＤｏを制限して、最終的なスイッチングデューティＤを出力する。
最後に、ＰＷＭ生成部２５は、スイッチングデューティＤに基づいて、トランジスタ６ａ、６ｂを動作させるためのスイッチング信号Ｓｗを生成し、制御装置５Ｄの出力信号とする。

一方、飽和判定部２４内において、減算器３５は、リミッタ２３の入出力値（各スイッチングデューティＤｏ、Ｄ）の減算結果をデューティ偏差ΔＤｏ（＝Ｄｏ−Ｄ）として絶対値演算器３６に入力する。
絶対値演算器３６は、デューティ偏差ΔＤｏの絶対値を算出し、飽和判定結果の情報として積分入力切替えスイッチ８３に入力する。

このとき、電流制御演算器８２、リミッタ２３および飽和判定部２４は、スイッチングデューティが「飽和」を示すときに、積分部８４への入力値を「０」に設定して電流偏差Δｉｅｒｒの蓄積を停止するアンチワインドアップ処理を施すよう構成されており、電流偏差Δｉｅｒｒの極性が反転して「飽和」状態を離脱する際も、速やかに反応することができる。

次に、アウターループである出力電圧制御系（減算器２１、電圧制御演算器２２Ｄおよび第２リミッタ８８を含む）の動作について説明する。
出力電圧制御系は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと一致するように、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還して制御演算を行い、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆを生成して出力電流制御系の減算器８１に入力する。

出力電圧制御系において、まず、減算器２１は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆから出力電圧Ｖｏｕｔを減算し、電圧偏差ΔＶｅｒｒ（＝Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）を算出して電圧制御演算器２２Ｄに入力する。

電圧制御演算器２２Ｄは、ＰＩ（比例積分）演算を実行するために、まず、減算器２１からの電圧偏差ΔＶｅｒｒを積分入力切替えスイッチ３１および加算器３３に伝達する。
積分入力切替えスイッチ３１は、第２飽和判定部８９による出力電流の過電流制限判定結果に基づき、電圧偏差ΔＶｅｒｒまたは固定値「０」を選択して積分部３２Ｄに入力する。

すなわち、積分入力切替えスイッチ３１は、過電流制限判定結果が、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆｏの「過電流制限状態」（設定閾値ｉｏｕｔＬＭＴを超過した状態）を示すときには、固定値「０」を選択して出力し、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆの「非制限状態」（設定閾値ｉｏｕｔＬＭＴ以下の状態）を示すときには、電圧偏差ΔＶｅｒｒを選択して出力する。

積分部３２Ｄは、積分入力切替えスイッチ３１からの入力値を積分演算し、係数パラメータＫｉｖを乗算して加算器３３に入力する。
続いて、加算器３３は、電圧偏差ΔＶｅｒｒと積分部３２Ｄの出力値との加算値を比例部３４に入力する。
比例部３４は、加算器３３からの加算値にさらに係数パラメータＡｐｖを乗算し、範囲制限前の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆｏとして第２リミッタ８８および第２飽和判定部８９に入力する。

第２リミッタ８８は、電圧変換器４が過電流状態となって損壊しないように、範囲制限前の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆｏが設定閾値ｉｏｕｔＬＭＴを超える場合には、「過電流制限状態」と見なし、設定閾値ｉｏｕｔＬＭＴに固定設定した値を、範囲制限後の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆとして出力する。
また、範囲制限前の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆｏが設定閾値ｉｏｕｔＬＭＴ以下の場合には、変更しない値を、そのまま範囲制限後の目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆとして出力する。

一方、第２飽和判定部８９において、減算器９０は、第２リミッタ８８の入出力値（各目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆｏ、ｉｏｕｔ＿ｒｅｆ）の減算結果を目標出力電流偏差Δｉｏとして絶対値演算器９１に入力する。
絶対値演算器９１は、目標出力電流偏差Δｉｏの絶対値｜Δｉｏ｜を算出し、過電流制限判定結果の情報として積分入力切替えスイッチ３１に入力する。

以上のように、制御装置５Ｄは、出力電流制御および出力電圧制御の動作を行うが、上記［条件１］〜［条件３］を満たすために、電流制御演算器８２内の積分部８４の係数パラメータＫｉｃおよび比例部８６の係数パラメータＡｐｃと、電圧制御演算器２２Ｄ内の積分部３２Ｄの係数パラメータＫｉｖおよび比例部３４の係数パラメータＡｐｖとを適切な値に設定する。

なお、各係数パラメータ値の設定は、前述の式（３）で示されるスイッチングデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を格納した電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｄと、所定の設定手続きとに基づいて行われる。

図２７は各係数パラメータの設定手続き（ステップＳ３００〜Ｓ３１１）を示すフローチャートである。
ここで、図２７に示したこの発明の実施の形態４による所定の設定手続きの説明に先立って、図２８を参照しながら、スイッチングデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）について説明する。

図２８は式（３）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）の特性を示す説明図であり、インダクタンス値Ｌ、容量値Ｃ、電気負荷量Ｒｌｄを固定値としたときのゲイン特性および位相特性を、横軸に周波数、縦軸に振幅および位相をとって示している。
図２８（ａ）のゲイン特性図および図２８（ｂ）の位相特性図において、実線、１点鎖線および破線で示す３本の特性線は、前述の図２（ａ）、（ｂ）に示した周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と同様に、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」および「５．０」の場合に対応している。

図２８（ａ）のゲイン特性図において、共振周波数ωｐの近傍の周波数帯を除けば、昇圧比率ＢＲが低い場合（ＢＲ＝１．０）の特性線（実線参照）の方が、昇圧比率ＢＲが高い場合（ＢＲ＝５．０）の特性線（破線参照）よりも振幅が小さくなる。
しかし、共振周波数ωｐの近傍においては、昇圧比率ＢＲが低い場合の特性線（実線参照）の方が、昇圧比率ＢＲが高い場合の特性線（破線参照）よりもＱ値が大きく、共振による振幅の盛り上がりが目立つ特性となる。

また、共振周波数ωｐは、昇圧比率ＢＲが高くなるにつれて、より低い周波数帯に推移する。
このように、インダクタンス値Ｌ、容量値Ｃおよび電気負荷量Ｒｌｄが固定値で変動しない場合であっても、周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）の特性は、昇圧比率ＢＲによって変化することになる。

したがって、前述（図６参照）の実施の形態１における電圧制御演算器２２Ａの場合と同様に、周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を制御対象とする電流制御演算器８２の場合も、昇圧比率ＢＲにより変化する特性に対応して、適切な構造および制御ゲイン（係数パラメータＡｐｃ、Ｋｉｃ）を備えている必要がある。
もし、そうでなければ、出力電流制御の応答がばらついてしまい、オーバーシュートやアンダーシュート、または振動などの不都合が生じてしまう。
そこで、これらの不都合を回避するために、上記［条件１］〜［条件３］を満たすように、式（３）の周波数伝達特性と上記設定手続きとに基づいて、係数パラメータＫｉｃ、Ａｐｃ、Ｋｉｖ、Ａｐｖが設定される。

以下、図２７を参照しながら、この発明の実施の形態４による係数パラメータの設定手続きについて説明する。
図２７において、ステップ３０１〜Ｓ３０７は、設定対象となる制御器が電圧制御演算器２２Ａから電流制御演算器８２に変更された点を除けば、前述（図７参照）のステップＳ１０１〜Ｓ１０７と同様の処理である。

まず、設定手続きを開始すると（ステップＳ３００）、電圧変換装置の動作時における昇圧比率ＢＲの上限ＢＲＵＬＩＭを算出し（ステップＳ３０１）、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬと昇圧比率ＢＲ＝１．０での共振周波数ωｐＨとを算出する（ステップＳ３０２）。
続いて、電流制御演算器８２内の積分部８４の係数パラメータＫｉｃを、以下のように設定する（ステップＳ３０３）。

Ｋｉｃ＝１０×ωｐＨ

また、昇圧比率ＢＲが「１．０」から上限ＢＲＵＬＩＭまでの範囲で、式（３）に示す周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）の最大振幅値｜Ｇｃｐ＿ｍａｘ｜と、最大振幅となるときの周波数ωｐ＿ｇｃｐ＿ｍａｘとを算出する（ステップＳ３０４）。

次に、最大振幅値｜Ｇｃｐ＿ｍａｘ｜および共振振幅閾値Ｇａに関し、最大振幅周波数ωｐ＿ｇｃｐ＿ｍａｘにおける電流制御演算器８２の振幅値｜Ｇｃｃ｜が以下の式（１４）の関係を満たすように、電流制御演算器８２内の比例部８６の係数パラメータＡｐｃを設定する（ステップＳ３０５）。

ただし、式（１４）において、共振振幅閾値Ｇａは、上記［条件２］における負の所定閾値に相当する。
式（１４）を満たすことにより、電流制御演算器８２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）と制御対象の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）と、を直列接続した一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の共振周波数帯でのピーク振幅値は、共振振幅閾値Ｇａ以下となるように制約される。

次に、一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の振幅値が、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で、０ｄＢと交差（正から負に変化）しているか否かを判定する（ステップＳ３０６）。

ステップＳ３０６において、一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の振幅値が０ｄＢと交差していない（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、電流制御演算器８２内の比例部８６の係数パラメータＡｐｃを刻み量Δａだけ漸減し、「Ａｐｃ←Ａｐｃ−Δａ」として再設定し（ステップＳ３０７）、再びステップＳ３０６に進む。

一方、ステップＳ３０６において、一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の振幅値が正から負に変化して０ｄＢと交差している（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、０ｄＢと交差する際の周波数ωｃｃを用いて、電圧制御演算器２２Ｄ内の積分部３２Ｄの係数パラメータＫｉｖを以下のように設定する（ステップＳ３０８）。

Ｋｉｖ＝ωｃｃ

続いて、出力電流制御系の閉ループ周波数伝達特性に電気負荷Ｒｌｄを乗算した特性（目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆから出力電圧Ｖｏｕｔまでの周波数伝達特性）を制御対象とし、これに電圧制御演算器２２Ｄの周波数伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）を直列接続した一巡伝達特性の振幅値が、周波数ωｃｃ／Ｍ（Ｍ＝２〜１０）で０ｄＢと交差するように、電圧制御演算器２２Ｄ内の比例部３４の係数パラメータＡｐｖを定める（ステップＳ３０９）。

ここで、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で、０ｄＢと交差するように係数パラメータＡｐｃを調整することは、上記［条件３］を満たすように係数パラメータＡｐｃを設定することに相当する。
最後に、設定した係数パラメータＡｐｃ、Ｋｉｃ、Ａｐｖ、Ｋｉｖを用いて、前述の制御動作を実行し（ステップＳ３１０）、図２７の処理ルーチンを終了する（ステップＳ３１１）。

以上の設定手続きにより、［条件２］、［条件３］が満たされることになる。
また、残る［条件１］については、スイッチングデューティＤを帰還して、電流制御演算器８２内の積分部８４の係数パラメータＫｉｃに「１−Ｄ」を乗算し、電流制御演算器８２（ＰＩ制御器）の折点周波数ωｐｉ＿ｃ（＝Ｋｉｃ・（１−Ｄ））が、スイッチングデューティＤに応じて変化するように構成することで満たされる。

すなわち、式（３）に示されるスイッチングデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）は、「１／（１−Ｄ）」を係数として、スイッチングデューティＤに応じて変動するので、この変動特性を相殺補償するように折点周波数ωｐｉ＿ｃを変化させればよい。

また、電圧制御演算器２２Ｄ内の係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖについても、上記設定手続きを用いることにより、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆから出力電圧Ｖｏｕｔまでの周波数伝達特性に関し、２次遅れ要素に起因して内在する共周波数帯でのピーク振幅値が負の所定閾値以下となる。

また、共振周波数よりも低周波数域において振幅値が０ｄＢと交差することから、出力電圧Ｖｏｕｔの応答性がばらつくことや振動的となるということがなく一律の特性で、かつ、安定となるように動作させることができる。
なお、制御装置５Ｄの一部機能を除けば、他の構成要素（電圧変換器４、入力電圧検出器１１、出力電圧検出器１２、出力電流検出器１３）の動作および働きは、前述の実施の形態１の場合と同様である。

次に、図２９〜図３４を参照しながら、この発明の実施の形態４による電流制御演算器８２および電圧制御演算器２２Ｄを適用した場合の特性および作用について、さらに詳細に説明する。
まず、図２９および図３０を用いて、出力電流制御系に関する特性について説明する。
図２９は電流制御演算器８２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）を示す説明図であり、横軸に周波数をとり、縦軸に、図２９（ａ）のゲイン特性では振幅、図２９（ｂ）の位相特性では位相をとって示している。

図２９（ａ）、（ｂ）の各特性図における３本の特性線は、前述と同様に、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示しており、動作時の昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭを「５．０」として係数パラメータを設定している。

図２９（ａ）のゲイン特性図において、電流制御演算器８２（ＰＩ制御器）の折点周波数ωｐｉ＿ｃは、スイッチングデューティＤに応じて変化し、また、昇圧比率ＢＲもスイッチングデューティＤに応じて変化するので、昇圧比率ＢＲによって折点周波数ωｐｉ＿ｃは変化する。
また、図２９（ａ）から明らかなように、振幅値｜Ｇｃｃ｜は、折点周波数ωｐｉ＿ｃよりも低周波数域では、昇圧比率ＢＲによって異なる値となるが、折点周波数ωｐｉ＿ｃよりも高周波数域では、昇圧比率ＢＲによらず均一の振幅値となる。

このとき、電流制御演算器８２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）と、制御対象の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）と、を直列接続した一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）は、図３０に示されるようになる。
図３０（ａ）、（ｂ）は、前述と同様に、ゲイン特性図および位相特性図を示す説明図であり、それぞれ、横軸に周波数、縦軸に振幅および位相をとっている。
また、図３０（ａ）、（ｂ）の各特性図における３本の特性線は、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。

図３０（ａ）のゲイン特性図において、共振ピークの振幅は、昇圧比率ＢＲの値によらず、負の所定閾値Ｇａ［ｄＢ］以下であり、いずれも共振周波数ωｐよりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差している。
また、共振周波数ωｐよりも低周波数域においては、昇圧比率ＢＲの値によらず、均一の特性となり、振幅値が０ｄＢと交差する周波数ωｃｃも単一の値である。
以上により、上記［条件１］〜［条件３］のすべてを満たしていることが分かる。

次に、図３１〜図３４を用いて、出力電圧制御系の制御対象である目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆから出力電圧Ｖｏｕｔまでの周波数伝達特性について説明する。
図３１は制御対象の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を示す説明図であり、この特性は、図３０に示した出力電流制御系の一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）に対して閉ループ構成としたうえで、電気負荷量Ｒｌｄを乗算した特性に相当している。
図３１（ａ）、（ｂ）のゲイン特性図および位相特性図において、３本の特性線は、前述と同様に、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。

図３１（ａ）のゲイン特性図から明らかなように、共振周波数ωｐの近傍周波数帯よりも高周波数域では、昇圧比率ＢＲが低い場合の特性線（実線参照）の方が、昇圧比率ＢＲが高い場合の特性線（破線参照）よりも振幅が小さく、共振周波数ωｐの近傍周波数帯よりも低周波数域では、昇圧比率ＢＲによらず振幅は一定となる。

また、共振周波数ωｐの近傍では、昇圧比率ＢＲが低い場合の特性線（実線参照）の方が、昇圧比率ＢＲが高い場合の特性線（破線参照）よりもＱ値が大きく、共振による振幅の盛り上がりが目立つ。また、昇圧比率ＢＲが高くなるにつれて、共振周波数ωｐは、より低い周波数帯に推移する。
また、図３１（ｂ）の位相特性図では、図２８（ｂ）の位相特性図に比べて、全体に位相の遅れ量が大きく、低周波数域から共振周波数ωｐにかけて、０［度］〜−９０［度］の遅れ量を有し、また、共振周波数ωｐにおいては、−２７０［度］よりもさらに大きく遅れている。

図３１の特性を有する制御対象に対し、この発明の実施の形態４による電圧制御演算器２２Ｄの特性は、図３２のようになる。
図３２（ａ）、（ｂ）は電圧制御演算器２２Ｄの周波数伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）を示す説明図であり、横軸に周波数、縦軸に振幅および位相をとっている。
図３２において、電圧制御演算器２２Ｄ（ＰＩ制御器）の折点周波数ωｐｉ＿ｖは、固定値（＝ωｃｃ）となる。
また、図３２（ａ）のゲイン特性図から明らかなように、振幅についても、係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖをともに固定値とすることから、昇圧比率ＢＲやスイッチングデューティＤによらず変化しない。

図３３は一巡伝達特性Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）を示す説明図であり、図３２に示す電圧制御演算器２２Ｄの特性Ｇｃｖ（ｓ）と、図３１に示す制御対象の特性Ｇｖｐ（ｓ）と、を直列接続した特性を示している。
図３３（ａ）、（ｂ）のゲイン特性図および位相特性図においては、前述と同様に、横軸に周波数、縦軸に振幅および位相をとっており、各３本の特性線は、それぞれ、昇圧比率ＢＲが「１．０」、「３．０」、「５．０」の場合を示している。

図３３（ａ）のゲイン特性図において、出力電圧制御系の一巡伝達関数Ｇｃｖ（ｓ）・Ｇｖｐ（ｓ）に関しても、共振ピークの振幅は負の所定閾値Ｇａ［ｄＢ］以下であり、いずれも共振周波数ωｐよりも低周波数域で振幅値が０ｄＢと交差している。
また、共振周波数ωｐよりも低周波数域では、昇圧比率ＢＲの値によらず均一の特性となり、振幅値が０ｄＢと交差する周波数ωｖｃ４も単一の値である。

図３４（ａ）〜（ｃ）は前述の図１０（ａ）〜（ｃ）と同様に時間応答特性を示す説明図であり目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆがステップ状に変化した場合に、出力電圧Ｖｏｕｔが追従するときの挙動を示している。
図３４（ａ）の特性線ＢＣ５は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが、昇圧比率ＢＲ＝１．０の相当値からＢＲ＝５．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。

また、図３４（ｂ）の特性線ＢＣ３は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが、昇圧比率ＢＲ＝１．０の相当値からＢＲ＝３．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示し、図３４（ｃ）の特性線ＢＣ１は、目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆが、昇圧比率ＢＲ＝２．０の相当値からＢＲ＝１．０の相当値に変化した場合の出力電圧Ｖｏｕｔの波形を示す。

図３４（ａ）〜（ｃ）において、各特性線ＢＣ５、ＢＣ３、ＢＣ１の出力電圧波形が定常水準の９０［％］に達するまでの時間ｔ４は、昇圧比率ＢＲが異なるにもかかわらず同一値となる。また、いずれの昇圧比率ＢＲであっても、振動的とならず、均一で良好な応答波形となる。

以上のように、この発明の実施の形態４による制御装置５Ｄは、出力電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと一致するように出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔを帰還制御し、電圧変換器４内のパワー素子の各トランジスタ６ａ、６ｂに対するスイッチング信号Ｓｗを出力するために、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆを算出する電圧制御演算器２２Ｄと、スイッチングデューティＤを算出する電流制御演算器８２と、式（３）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を表現する電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｄとを備え、電流制御演算器８２は、周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）と、第２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）と、の直列接続で表される一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）が、［条件１］〜［条件３］のすべてを満たす制御ゲインを有する。

これにより、実験的データ算出による多大な工数を要さずに、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔを帰還する出力電流制御系および出力電圧制御系を多重ループ構成とすることができ、出力電圧制御が破綻することなく出力電流ｉｏｕｔを上限内に制限して、電圧変換装置内の電力供給経路の過電流による損壊の防止を容易とすることができる。
また、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように、出力電流制御および出力電圧制御を行うことができる。

さらに、電流制御演算器８２は、スイッチングデューティＤに基づいて折点周波数ωｐｉ＿ｃを調整するＰＩ制御器により構成されていることから、電圧制御演算器２２Ｄと同様に、簡易なＰＩ制御器を用いて実装することができるので、低コストで演算負荷量を軽減しつつ、昇圧比率によって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように出力電流制御、および、出力電圧制御を行う電圧変換装置を実現することができる。

実施の形態５．
なお、上記実施の形態４では、電圧変換器４の出力電流特性モデルに関連する電気負荷量Ｒｌｄを一定値として周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を求めたが、図３５に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔの各検出値に基づいて、逐次変化する電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出する電気負荷量算出手段３７Ｂを設け、実際の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに基づいて周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を求めてもよい。

以下、図３５および図３６を参照しながら、この発明の実施の形態５について説明する。
図３５はこの発明の実施の形態５に係る制御装置５Ｅの具体的構成を示すブロック図であり、前述（図１２参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ｅ」を付して詳述を省略する。
図３５において、制御装置５Ｅは、たとえば図１１に示した電圧変換装置１Ｂ内の制御装置５Ｂに代えて適用される。

図３５の構成は、上記実施の形態４（図２６）の構成に、前述（図１２）と同様の電気負荷量算出手段３７Ｂを挿入したものであり、電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅは、式（３）ではなく、前述の式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を格納している。
図３５において、出力電流ｉｏｕｔおよび出力電圧Ｖｏｕｔを帰還し、出力電流制御系をマイナーループとして、出力電流制御系および出力電圧制御系の多重ループ構成とし、電圧変換装置内の電力供給経路の過電流による損壊を容易に防止し、［条件１］〜［条件３］を満たすように制御器の構造および制御ゲイン（係数パラメータ）を設定する点は、上記実施の形態４と同様である。

すなわち、減算器８１、電流制御演算器８２、リミッタ２３および飽和判定部２４からなる出力電流制御系と、減算器２１、電圧制御演算器２２Ｄ、第２リミッタ８８および第２飽和判定部８９からなる出力電圧制御系とは、前述と同様に動作し、出力電流制御系をマイナーループとする多重ループ構成の制御演算によりスイッチングデューティＤを算出し、ＰＷＭ生成部２５でのパルス幅変調（ＰＷＭ）により、電圧変換器４内のトランジスタ６ａ、６ｂを動作させるスイッチング信号Ｓｗを生成する。

ただし、この場合、電気負荷量算出手段３７Ｂを設けることにより、電圧変換装置の出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔに基づいて電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出し、電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅに格納される周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）（スイッチングデューティから出力電圧までの周波数伝達特性）に対して、逐次算出される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化を反映させている。
これにより、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因した周波数変動による共振の影響を回避して、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止した出力電圧制御を実現している。

図３５内の制御装置５Ｅは、前述と同様の電圧制御演算器２２Ｄおよび電流制御演算器８２に加えて、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔとの比を電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出する電気負荷量算出手段３７Ｂと、スイッチングデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を表現する電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅとを備えている。

電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅは、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチングデューティＤと、電圧変換器４（図１１参照）を構成するリアクトル８のインダクタンス値Ｌと、電圧変換器４を構成する平滑コンデンサ９の容量値Ｃと、電圧変換器４に接続される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む前述の式（４）で表現する。
ただし、共振周波数ωｐ、固有周波数ωｏおよびＱ値は、前述と同様に以下のように表される。

ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｌ
ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ×√（Ｃ／Ｌ）

式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）は、逐次算出される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化を反映して逐次更新され、電流制御演算器８２は、式（４）の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）と、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆからスイッチングデューティＤまでの第２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）と、の直列接続で表される一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）が、［条件１］〜［条件３］のすべてを満たす制御ゲインを有する。

前述と同様に、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが変化すると、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）も変化するので、電流制御演算器８２の係数パラメータＫｉｃ、Ａｐｃや、電圧制御演算器２２Ｄの係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖが固定値のままでは、［条件１］〜［条件３］を満たさない場合が生じ得る。
よって、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に応じて係数パラメータＫｉｃ、Ａｐｃ、Ｋｉｖ、Ａｐｖの設定値を更新する必要がある。

次に、図１１を参照しながら、図３５に示したこの発明の実施の形態５による動作について説明する。
まず、出力電流検出器１３からの出力電流ｉｏｕｔは、出力電圧検出器１２からの出力電圧Ｖｏｕｔとともに、電気負荷量算出手段３７Ｂに入力される。

電気負荷量算出手段３７Ｂは、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔとの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉｏｕｔ）を電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出し、電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅに入力する。
電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅは、式（４）に電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを反映させて、周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を逐次更新する。

すなわち、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが変化した場合には、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）も変化することから、電流制御演算器８２の係数パラメータＫｉｃ、Ａｐｃを固定値にすると［条件１］〜［条件３］を満たさない場合が生じ得るので、各条件を満たすか否かを判定し、満たさない場合には適切値となるように逐次修正する。

各係数パラメータの修正動作は、電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅと、所定の設定手続きとに基づいて、図３６のように実行される。
次に、図３６を参照しながら、この発明の実施の形態５による動作について、さらに詳細に説明する。

図３６はこの発明の実施の形態５による設定手続きを示すフローチャートであり、各処理手順をステップＳ４００〜Ｓ４１５で示している。
また、ステップ４０８およびＳ４０９は、前述（図１３参照）のステップＳ２０７およびＳ２０８と同様に、係数補正手段を構成している。

図３６において、まず、設定手続きの実行が初回の場合には、ステップＳ４００から処理を開始し、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）に対して、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔにおける定格係数パラメータＡｐｃ＿ｒｔ、Ｋｉｃ＿ｒｔ、Ａｐｖ＿ｒｔ、Ｋｉｖ＿ｒｔを設定する（ステップＳ４０１）。
なお、ステップＳ４０１は、前述（図２７）の手続き（ステップＳ３００〜Ｓ３０９）にしたがって実行される。

次に、算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄ、係数パラメータＫｉｃ、算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄおよびＫｉｖ＿ｉｍｄとして、ぞれぞれ、ステップＳ４０１で求めた定格係数パラメータＡｐｃ＿ｒｔ、Ｋｉｃ＿ｒｔ、Ａｐｖ＿ｒｔ、Ｋｉｖ＿ｒｔを設定し、また、前回電気負荷量Ｒｌｄ＿ｏｌｄとして、ステップＳ４０１で求めた定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔを設定して（ステップＳ４０２）、後述のステップＳ４０５に進む。

一方、設定手続きの実行が初回ではなく２度目以降の場合には、ステップＳ４０３から処理を開始する。
この場合、まず、前回電気負荷量Ｒｌｄ＿ｏｌｄとして、前回の設定手続き実行周期時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを設定し（ステップＳ４０４）、ステップＳ４０５に進む。

ステップＳ４０５においては、現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄと、前回の設定手続き実行周期時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｏｌｄとの比率（＝Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｒｌｄ＿ｏｌｄ）を算出し、算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄを、「Ａｐｃ＿ｉｍｄ←Ａｐｃ＿ｉｍｄ×（Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｒｌｄ＿ｏｌｄ）」として更新設定する。

次に、電気負荷量算出手段３７Ｂが逐次出力する現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが前回値Ｒｌｄ＿ｏｌｄ以下であるか否かを判定し（ステップＳ４０６）、Ｒｌｄ＿ｉｍｄ＞Ｒｌｄ＿ｏｌｄ（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、ステップＳ４０８（係数補正手段）に進む。

一方、ステップＳ４０６において、Ｒｌｄ＿ｉｍｄ≦Ｒｌｄ＿ｏｌｄ（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、続いて、制御応答速度を上げる必要が有るか否かを判定し（ステップＳ４０７）、制御応答速度を上げる必要が有る（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、ステップＳ４０８（係数補正手段）に進み、制御応答速度を上げる必要がない（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、後述のステップＳ４１２に進む。

すなわち、式（４）において、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄが減少すると、周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）のＱ値も減少し、共振周波数ωｐにおける振幅値｜Ｇｃｐ｜も減少するので、［条件２］を満たすように設定される比例部８６の係数パラメータＡｐｃの値を増大させて制御応答速度を上げることも可能となる。
そこで、上記のように、制御応答速度の増大の要否を判定し、必要であればステップＳ４０８に進み、必要でなければステップＳ４１２に進む。

ステップＳ４０８においては、現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに関し、昇圧比率ＢＲが「１．０」から動作時の昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭまでの範囲で、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）の最大振幅値｜Ｇｃｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄ｜と、最大振幅となるときの周波数ωｐ＿ｇｃｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄとを算出する。
続いて、最大振幅値｜Ｇｃｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄ｜および共振振幅閾値Ｇａに関して、最大振幅周波数ωｐ＿ｇｃｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄでの電流制御演算器８２の振幅値｜Ｇｃｃ｜が、以下の式（１５）の関係を満たすように、比例部８６の算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄを更新設定する（ステップＳ４０９）。

このことは、［条件２］を満たすように、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に対応して算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄを操作し、最大振幅となる周波数での電圧制御演算器２２Ｄの振幅値｜Ｇｃｃ｜を決定することに相当する。

次に、電流制御演算器８２と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の振幅値が、昇圧比率上限ＢＲＵＬＩＭでの共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で、正から負に変化して０ｄＢと交差しているか否かを判定する（ステップＳ４１０）。

ステップＳ４１０において、一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の振幅値が共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で０ｄＢと交差していない（すなわち、ＮＯ）と判定されれば、算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄを刻み量Δａだけ漸減して、「Ａｐｃ＿ｉｍｄ←Ａｐｃ＿ｉｍｄ−Δａ」として再設定し（ステップＳ４１１）、再びＳ４１０に進む。

一方、ステップＳ４１０において、一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）の振幅値が共振周波数ωｐＬよりも低周波数域で０ｄＢと交差している（すなわち、ＹＥＳ）と判定されれば、０ｄＢと交差する際の周波数ωｃｃ＿ｉｍｄを用いて、電圧制御演算器２２Ｄの積分部３２Ｄの算出係数パラメータＫｉｖ＿ｉｍｄを、以下のように設定する（ステップＳ４１２）。

Ｋｉｖ＿ｉｍｄ＝ωｃｃ＿ｉｍｄ

続いて、出力電流制御系の閉ループ周波数伝達特性に電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを乗算した特性（目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆから出力電圧Ｖｏｕｔまでの周波数伝達特性）を制御対象とし、これに電圧制御演算器周波数伝達特性Ｇｃｖを直列接続した一巡伝達特性の振幅値が、周波数ωｃｃ＿ｉｍｄ／Ｍ（Ｍ＝２〜１０）にて０ｄＢと交差するように、電圧制御演算器２２Ｄ内の比例部３４の算出係数パラメータＡｐｖ＿ｉｍｄを定める（ステップＳ４１３）。

最後に、各係数パラメータＡｐｃ、ＡｐｖおよびＫｉｖを、それぞれ、算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄ、Ａｐｖ＿ｉｍｄおよびＫｉｖ＿ｉｍｄと設定し、最終設定された係数パラメータＡｐｃ、Ｋｉｃ、Ａｐｖ、Ｋｉｖを用いて制御演算を行い（ステップＳ４１４）、図３６の処理ルーチンを終了する（ステップＳ４１５）。

以上の設定手続きにより、［条件２］および［条件３］が満たされる。
また、残る［条件１］については、スイッチングデューティＤを帰還して電流制御演算器８２内の積分部８４の係数パラメータＫｉｃに（１−Ｄ）を乗算することにより満たされる。

なお、上記係数パラメータの設定手続きのうち、ステップＳ４０８およびＳ４０９については、前述（図１４参照）のステップＳ２１３およびＳ２１４と同様の考え方を導入することにより、演算を省略化することもできる。
すなわち、定格電気負荷量Ｒｌｄ＿ｒｔに対する現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの比率に基づき、変化する最大振幅値｜Ｇｃｐ＿ｍａｘ＿ｉｍｄ｜に対応して、定格係数パラメータＡｐｃ＿ｒｔに対する補正係数を格納した補正係数テーブルをあらかじめ設定し、現在の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに対応した補正係数を定格係数パラメータＡｐｃ＿ｒｔに乗算して、算出係数パラメータＡｐｃ＿ｉｍｄとすればよい。

以上のように、この発明の実施の形態５による制御装置５Ｅは、出力電圧Ｖｏｕｔが目標出力電圧Ｖｏｕｔ＿ｒｅｆと一致するように出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔを帰還制御し、電圧変換器４内のパワー素子の各トランジスタ６ａ、６ｂに対するスイッチング信号Ｓｗを出力するために、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出する電気負荷量算出手段３７Ｂと、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆを算出する電圧制御演算器２２Ｄと、スイッチングデューティＤを算出する電流制御演算器８２と、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を表現する電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅとを備えている。

電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅは、スイッチングデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの電圧変換装置１Ｂ（図１１参照）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）のモデルを式表現して保有しており、電気負荷量算出手段３７Ｂは、電圧変換装置１Ｂの動作時における電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出して式表現のモデルに逐次反映させる。
すなわち、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）は、逐次算出される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化を反映して逐次更新される。

また、電流制御演算器８２は、式（４）の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）と、目標出力電流ｉｏｕｔ＿ｒｅｆからスイッチングデューティＤまでの第２の周波数伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）と、の直列接続で表される一巡伝達特性Ｇｃｃ（ｓ）・Ｇｃｐ（ｓ）が、［条件１］〜［条件３］のすべてを満たす制御ゲインを有する。

これにより、実験的データ算出による多大な工数を要さずに、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔを帰還し、出力電流制御系および出力電圧制御系を多重ループ構成とすることができ、出力電圧制御が破綻することなく出力電流ｉｏｕｔを上限内に制限して、電圧変換装置内の電力供給経路の過電流による損壊を容易に防止することができる。

また、動作時の電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）のモデル式に反映させるとともに、このモデル式に基づいて出力電流制御および出力電圧制御を行う各制御演算器２２Ｄ、８２の係数パラメータＫｉｖ、Ａｐｖ、Ｋｉｃ、Ａｐｃを逐次補正することにより、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように出力電圧制御を行うことができる。
さらに、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因した周波数変動による共振の影響を回避して、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止するように出力電流制御および出力電圧制御を行う電圧変換装置を提供することができる。

実施の形態６．
なお、上記実施の形態５では、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの具体例について言及しなかったが、前述の図２３に示すように、電気機械変換装置５１で構成してもよい。
以下、図２３とともに図３７を参照しながら、この発明の実施の形態６について説明する。

図３７はこの発明の実施の形態６に係る制御装置５Ｆを示すブロック図であり、前述（図２４、図３５参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して、または符号の後に「Ｆ」を付して詳述を省略する。
なお、電圧変換装置を含むシステム全体の構成は、図２３内の制御装置５Ｃに代えて制御装置５Ｆを設けた点を除けば、前述（図２３）と同様である。

また、制御装置５Ｆは、図３５内の電気負荷量算出手段３７Ｂに代えて、電気負荷量算出手段３７Ｃを設けた点を除けば、前述（図３７）と同様である。
この場合、電圧変換装置に接続される電気負荷として、図２３に示す電気機械変換装置５１が設けられており、制御装置５Ｆの一部機能が前述（図３５）と異なる。

すなわち、図２３に示すように、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを発生する電気負荷は、電気機械変換装置５１により構成され、電気機械変換装置５１は、インバータ５２と、交流電動機５３と、回転角検出器５６と、電動機電流検出器５５と、電動機制御器５４とを備えている。

図３７において、電動機制御器５４は、前述と同様に、インバータ入力電流算出手段６３を含み、インバータ入力電流算出手段６３は、出力電圧Ｖｏｕｔ、目標電動機電圧Ｖａｃ＿ｒｅｆ、電動機電流ｉａｃおよび回転角度θに基づいて、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出する。
また、制御装置５Ｆ内の電気負荷量算出手段３７Ｃは、出力電圧と出力電流との比、または出力電圧とインバータ入力電流との比、のいずれかを電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出する。

さらに、前述のように、交流電動機５３の動作状態やフィードバック制御方式の違いにより生じる制御応答性の相違に対応して良好な出力電圧制御を実現するために、実際のインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを逐次算出して、電圧変換装置内の制御装置５Ｆに入力している。

電動機制御器５４は、前述の式（１１）からインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを算出して制御装置５Ｆに入力する。
電気負荷量算出手段３７Ｃは、出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流ｉｏｕｔ、インバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖを入力情報として、出力電圧Ｖｏｕｔとインバータ入力電流ｉ＿ｉｎｖとの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉ＿ｉｎｖ）、または、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流ｉｏｕｔとの比（＝Ｖｏｕｔ／ｉｏｕｔ）のいずれかを選択し、電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄとして算出する。

電圧変換器出力電流特性モデル２６Ｅは、前述の式（４）に電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを反映させる。
以下、上記実施の形態５と同様の設定手続きにより、［条件１］〜［条件３］を満たす電流制御演算器８２の係数パラメータＡｐｃ、Ｋｉｃを逐次更新して設定し、さらに、アウターループである電圧制御演算器２２Ｄの係数パラメータＡｐｖ、Ｋｉｖを逐次更新して設定し、これらの係数パラメータを用いて制御演算を行う。

以上のように、この発明の実施の形態６による電圧変換装置は、電気負荷として電気機械変換装置５１を適用した場合に、交流電動機５３の動作状態の変化や交流電動機５３のフィードバック制御方式の違いによって生じる制御応答性の相違にも対応し、動作時における電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄに応じて、出力電圧制御を行う各制御演算器２２Ｄ、８２の係数パラメータを逐次補正する。

これにより、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因した周波数や振幅の変動による共振の影響を回避して、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止した出力電圧制御を実現することができる。
また、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔを帰還するとともに、出力電流制御系および出力電圧制御系を多重ループ構成とすることにより、出力電圧制御が破綻することなく出力電流ｉｏｕｔを上限内に制限して、電圧変換装置内の電力供給経路の過電流による損壊を容易に防止することができる。

なお、上記実施の形態１〜６は、この発明の好適な実施の形態として例示したものであり、必ずしも上記形態通りの構成、動作、設定手続きに限定されるものではなく、この発明の範囲内に属する他の構成、動作、設定手続きによって実現されてもよい。

この発明によれば、従来例のような実験的データ算出による多大な工数を要さずに、パワー素子のスイッチングデューティＤから出力電圧Ｖｏｕｔまでの電圧変換装置１Ａ、１Ｂ、１Ｃの周波数伝達特性を表すモデル式に基づいて、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、電力変換系の共振による応答性の劣化を回避するように、出力電圧制御を行う電圧変換装置を提供することができる。
また、電圧制御演算器２２Ａ、２２Ｄとして簡易なＰＩ制御器を用いることにより、演算負荷量を軽減した低コスト製品で電圧変換装置を提供することができる。

また、動作時における電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出して上記モデル式に逐次反映させることにより、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因した周波数や振幅の変動による共振の影響を回避し、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止するように出力電圧制御を行う電圧変換装置を提供することができる。

さらに、電気負荷３として、インバータ５２と交流電動機５３が組合された電気機械変換装置５１を適用した場合にも、電気機械変換装置５１の動作原理に基づいて、動作時における電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄを算出して上記式表現のモデルに逐次反映させることにより、交流電動機５３の動作状態の変化やフィードバック制御方式の違いによって生じる制御応答性の相違にも対応して、昇圧比率ＢＲによって変化することなく一律の特性で、かつ、昇圧比率ＢＲの変化や電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄの変化に起因した周波数の変動による共振の影響を回避して、出力電圧Ｖｏｕｔが振動的となるのを防止するように出力電圧制御を行う電圧変換装置を提供することができる。

また、出力電圧Ｖｏｕｔおよび出力電流ｉｏｕｔを帰還するとともに、制御系を出力電流制御系および出力電圧制御系の多重ループ構成とし、また、スイッチングデューティＤから出力電流ｉｏｕｔまでの電圧変換装置の周波数伝達特性を表すモデル式に基づいて各制御演算器２２Ｄ、８２を構成することにより、出力電圧制御が破綻することなく出力電流ｉｏｕｔを上限内に制限して、電圧変換装置内の電力供給経路の過電流による損壊を容易に防止しつつ、上記各種効果を有する電圧変換装置を提供することができる。

この発明の実施の形態１に係る電圧変換装置を含むシステム全体構成を一部回路図で示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧変換装置による式（１）の周波数伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態１による係数パラメータを固定とした電圧制御演算器の特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧制御演算器と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧制御演算器を用いた場合の出力電圧の時間応答波形を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る制御装置の詳細構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による係数パラメータの設定手続きを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１による所定の設定手続きにしたがい係数パラメータが設定された電圧制御演算器の特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧制御演算器と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電圧制御演算器を用いた場合の出力電圧の時間応答波形を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧変換装置を含むシステム全体構成を一部回路図で示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る制御装置の詳細構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による係数パラメータの設定手続きを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２による係数パラメータの設定手続きの他の例を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２による係数パラメータの設定手続きの動作を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧変換装置による式（２）の周波数伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による定格電気負荷量に対して係数パラメータを設定した電圧制御演算器の特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧制御演算器と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧制御演算器を用いた場合の出力電圧の時間応答波形を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による所定の設定手続きにしたがい係数パラメータが設定された電圧制御演算器の特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧制御演算器と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電圧制御演算器を用いた場合の出力電圧の時間応答波形を示す説明図である。 この発明の実施の形態３に係る電圧変換装置を含むシステム全体構成を一部回路図で示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係る制御装置および電動機制御器の詳細構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３によるインバータ入力電流算出手段の詳細構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係る制御装置の詳細構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４による係数パラメータの設定手続きを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４に係る電圧変換装置による式（３）の周波数伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態４による所定の設定手続きにしたがい係数パラメータが設定された電流制御演算器の特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係る電流制御演算器と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態４による目標出力電流から出力電圧までの周波数伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態４による所定の設定手続きにしたがい係数パラメータが設定された電圧制御演算器の特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係る電圧制御演算器と制御対象とを直列接続した一巡伝達特性を示す説明図である。 この発明の実施の形態４に係る電流制御演算器および電圧制御演算器を用いた場合の出力電圧の時間応答波形を示す説明図である。 この発明の実施の形態５に係る制御装置の詳細構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５による係数パラメータの設定手続きを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態６に係る制御装置および電動機制御器の詳細構成を示すブロック図である。

符号の説明

１Ａ〜１Ｃ 電圧変換装置、３ 電気負荷、４ 電圧変換器、５Ａ〜５Ｆ 制御装置、６ａ、６ｂ トランジスタ、７ａ、７ｂ フライホイールダイオード、８ リアクトル、９ 平滑コンデンサ、１１ 入力電圧検出器、１２ 出力電圧検出器、１３ 出力電流検出器、２１ 減算器、２２Ａ、２２Ｄ 電圧制御演算器、２３ リミッタ、２４ 飽和判定部、２５ ＰＷＭ生成部、２６Ａ、２６Ｂ 電圧変換器出力電圧特性モデル、２６Ｄ、２６Ｅ 電圧変換器出力電流特性モデル、３１ 積分入力切替えスイッチ、３２Ａ、３２Ｄ 積分部、３３ 加算器、３４ 比例部、３５ 減算器、３６ 絶対値演算器、３７Ｂ、３７Ｃ 電気負荷量算出手段、５１ 電気機械変換装置、５２ インバータ、５３ 交流電動機、５４ 電動機制御器、５５ 電動機電流検出器、５６ 回転角検出器、６１ａ〜６１ｆ トランジスタ、６２ａ〜６２ｆ フライホイールダイオード、６３ インバータ入力電流算出手段、６４ 電動機制御演算部、６５ ＰＷＭ生成部、８１ 減算器、８２ 電流制御演算器、８３ 積分入力切替えスイッチ、８４ 積分部、８５ 加算器、８６ 比例部、８８ 第２リミッタ、８９ 第２飽和判定部、９０ 減算器、９１ 絶対値演算器。

Claims (8)

1. 直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
   前記出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
   前記入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
   電力変換半導体からなるパワー素子を有し、前記パワー素子のスイッチングにより前記入力端子と前記出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
   前記出力電圧が前記目標出力電圧と一致するように前記出力電圧を帰還制御し、前記パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記目標出力電圧と前記出力電圧との電圧偏差に基づいて前記スイッチング信号のデューティを算出する電圧制御演算器と、
   前記スイッチング信号のデューティから前記出力電圧までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電圧特性モデルとを備え、
   前記電圧変換器出力電圧特性モデルは、前記入力電圧Ｖｉｎと、前記スイッチング信号のデューティＤと、前記電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、前記電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、前記電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、前記第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、
   

   

   ただし、
   ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ／Ｌ、
   ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
   Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）、
   で表現し、
   前記電圧制御演算器は、前記第１の周波数伝達特性と、前記目標出力電圧から前記スイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
   ［条件１］前記目標出力電圧が変動する周波数領域において、前記入力電圧と前記出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
   ［条件２］前記２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
   ［条件３］前記２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
   をすべて満たす制御ゲインを有することを特徴とする電圧変換装置。
2. 前記電圧制御演算器は、前記スイッチング信号のデューティに基づいて折点周波数を調整するＰＩ制御器により構成されたことを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
   前記出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
   前記入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
   前記出力端子での出力電流を検出する出力電流検出器と、
   電力変換半導体からなるパワー素子を有し、前記パワー素子のスイッチングにより前記入力端子と前記出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
   前記出力電圧が前記目標出力電圧と一致するように前記出力電圧を帰還制御し、前記パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記出力電圧と前記出力電流との比を電気負荷量として算出する電気負荷量算出手段と、
   前記目標出力電圧と前記出力電圧との電圧偏差に基づいて前記スイッチング信号のデューティを算出する電圧制御演算器と、
   前記スイッチング信号のデューティから前記出力電圧までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電圧特性モデルとを備え、
   前記電圧変換器出力電圧特性モデルは、前記入力電圧Ｖｉｎと、前記スイッチング信号のデューティＤと、前記電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、前記電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、前記電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、前記第１の周波数伝達特性Ｇｖｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、
   

   

   ただし、
   ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｌ、
   ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
   Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ×√（Ｃ／Ｌ）、
   で表現し、
   前記第１の周波数伝達特性は、逐次算出される前記電気負荷量の変化を反映して逐次更新され、
   前記電圧制御演算器は、前記第１の周波数伝達特性と、前記目標出力電圧から前記スイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
   ［条件１］前記目標出力電圧が変動する周波数領域において、前記入力電圧と前記出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
   ［条件２］前記２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
   ［条件３］前記２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
   をすべて満たす制御ゲインを有することを特徴とする電圧変換装置。
4. 前記電気負荷量は、電気機械変換装置により構成され、
   前記電気機械変換装置は、
   電力変換半導体からなる第２のパワー素子を有し、前記第２のパワー素子のスイッチングにより直流電力と交流電力とを相互に変換して出力するインバータと、
   前記インバータに接続された交流電動機と、
   前記交流電動機の回転角度を検出する回転角検出器と、
   前記交流電動機の電機子巻線に流れる電動機電流を検出する電動機電流検出器と、
   前記交流電動機に対する制御演算に基づいて前記第２のパワー素子のスイッチングを制御する電動機制御器とを備え、
   前記電動機制御器は、インバータ入力電流算出手段を含み、
   前記インバータ入力電流算出手段は、前記出力電圧、前記交流電動機に対する印加電圧指令、前記電動機電流および前記回転角度に基づいて、前記インバータの直流側端子のインバータ入力電流を算出し、
   前記制御装置内の電気負荷量算出手段は、前記出力電圧と前記出力電流との比、または前記出力電圧と前記インバータ入力電流との比、のいずれかを前記電気負荷量として算出することを特徴とする請求項３に記載の電圧変換装置。
5. 直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
   前記出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
   前記入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
   前記出力端子での出力電流を検出する出力電流検出器と、
   電力変換半導体からなるパワー素子を有し、前記パワー素子のスイッチングにより前記入力端子と前記出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
   前記出力電圧が前記目標出力電圧と一致するように前記出力電圧および前記出力電流を帰還制御し、前記パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記目標出力電圧および前記出力電圧に基づいて目標出力電流を算出する電圧制御演算器と、
   前記目標出力電流および前記出力電流に基づいて前記スイッチング信号のデューティを算出する電流制御演算器と、
   前記スイッチング信号のデューティから前記出力電流までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電流特性モデルとを備え、
   前記電圧変換器出力電流特性モデルは、前記入力電圧Ｖｉｎと、前記スイッチング信号のデューティＤと、前記電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、前記電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、前記電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、前記第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、
   

   

   ただし、
   ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ／Ｌ
   ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）
   Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ×√（Ｃ／Ｌ）
   で表現し、
   前記電流制御演算器は、前記第１の周波数伝達特性と、前記目標出力電流から前記スイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
   ［条件１］前記目標出力電圧が変動する周波数領域において、前記入力電圧と前記出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
   ［条件２］前記２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
   ［条件３］前記２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
   をすべて満たす制御ゲインを有することを特徴とする電圧変換装置。
6. 前記電流制御演算器は、前記スイッチング信号のデューティに基づいて折点周波数を調整するＰＩ制御器により構成されたことを特徴とする請求項５に記載の電圧変換装置。
7. 直流電源から入力端子に印加される入力電圧を、所望の目標出力電圧と一致するように電圧変換し、出力電圧として出力端子から生成する電圧変換装置であって、
   前記出力電圧を検出する出力電圧検出器と、
   前記入力電圧を検出する入力電圧検出器と、
   前記出力端子での出力電流を検出する出力電流検出器と、
   電力変換半導体からなるパワー素子を有し、前記パワー素子のスイッチングにより前記入力端子と前記出力端子との間で電圧変換を行う電圧変換器と、
   前記出力電圧が前記目標出力電圧と一致するように前記出力電圧および前記出力電流を帰還制御し、前記パワー素子に対するスイッチング信号を出力する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記出力電圧と前記出力電流との比を電気負荷量として算出する電気負荷量算出手段と、
   前記目標出力電圧および前記出力電圧に基づいて目標出力電流を算出する電圧制御演算器と、
   前記目標出力電流および前記出力電流に基づいて前記スイッチング信号のデューティを算出する電流制御演算器と、
   前記スイッチング信号のデューティから前記出力電流までの第１の周波数伝達特性を表現する電圧変換器出力電流特性モデルとを備え、
   前記電圧変換器出力電流特性モデルは、前記入力電圧Ｖｉｎと、前記スイッチング信号のデューティＤと、前記電圧変換器を構成するリアクトルのインダクタンス値Ｌと、前記電圧変換器を構成する平滑コンデンサの容量値Ｃと、前記電圧変換器に接続される電気負荷量Ｒｌｄ＿ｉｍｄと、ラプラス演算子ｓとを用いて、前記第１の周波数伝達特性Ｇｃｐ（ｓ）を、２次遅れ要素の共振周波数ωｐおよび固有周波数ωｏを含む次式、
   

   

   ただし、
   ωｐ＝（１−Ｄ）×（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ／Ｌ
   ωｏ＝（１−Ｄ）／√（Ｌ×Ｃ）、
   Ｑ＝（１−Ｄ）×Ｒｌｄ＿ｉｍｄ×√（Ｃ／Ｌ）
   で表現し、
   前記第１の周波数伝達特性は、逐次算出される前記電気負荷量の変化を反映して逐次更新され、
   前記電流制御演算器は、前記第１の周波数伝達特性と、前記目標出力電流から前記スイッチング信号のデューティまでの第２の周波数伝達特性と、の直列接続で表される一巡伝達特性が、次の３つの条件、
   ［条件１］前記目標出力電圧が変動する周波数領域において、前記入力電圧と前記出力電圧との昇圧比率によって変化することなく一律となること、
   ［条件２］前記２次遅れ要素の共振周波数における振幅値が負の所定閾値以下となること、
   ［条件３］前記２次遅れ要素の共振周波数よりも低周波数域において、振幅値が０ｄＢと交差すること、
   をすべて満たす制御ゲインを有することを特徴とする電圧変換装置。
8. 前記電気負荷量は、電気機械変換装置により構成され、
   前記電気機械変換装置は、
   電力変換半導体からなる第２のパワー素子を有し、前記第２のパワー素子のスイッチングにより直流電力と交流電力とを相互に変換して出力するインバータと、
   前記インバータに接続された交流電動機と、
   前記交流電動機の回転角度を検出する回転角検出器と、
   前記交流電動機の電機子巻線に流れる電動機電流を検出する電動機電流検出器と、
   前記交流電動機に対する制御演算に基づいて前記第２のパワー素子のスイッチングを制御する電動機制御器とを備え、
   前記電動機制御器は、インバータ入力電流算出手段を含み、
   前記インバータ入力電流算出手段は、前記出力電圧、前記交流電動機に対する印加電圧指令、前記電動機電流および前記回転角度に基づいて、前記インバータの直流側端子のインバータ入力電流を算出し、
   前記制御装置内の電気負荷量算出手段は、前記出力電圧と前記出力電流との比、または前記出力電圧と前記インバータ入力電流との比、のいずれかを前記電気負荷量として算出することを特徴とする請求項７に記載の電圧変換装置。

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