JP2020162371A - コンバータの制御方法、及び、制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】バッテリから供給される直流の入力電圧を昇圧し、定電圧制御されるインバータを介してモータに電力を供給するコンバータの制御方法を提供する。【解決手段】モータシステムは、バッテリから供給される直流電力をコンバータにて昇圧し、インバータへ供給する。インバータは交流電力に変換し、モータへ供給する。モータが力行運転をする場合において、コンバータからインバータへの出力電力、出力電圧、及び、コンバータの昇圧比に応じて、ゲインを定め、ゲインを用いたフィードバック制御により、コンバータの出力電圧を制御する。コンバータの出力電圧のフィードバックにおいて、コンバータの出力電力及び出力電圧に応じた負性抵抗特性、及び、昇圧比に応じた位相遅れに起因する不安定化を抑制する。【選択図】図６

Description

本発明は、コンバータの制御方法、及び、制御装置に関するものである。

一般に、電動車両などのモータ制御システムにおいて、バッテリからモータに所望の交流電力を供給する場合には、バッテリから供給される直流電力がコンバータによって昇圧された後に、インバータによって直流から交流に変換されてモータに供給される。このようなコンバータにおいては、バッテリ温度変化によるバッテリ内部抵抗の特性と、通過電流によるコイルのインダクタンス変化を考慮してコンバータのフィードバック制御ゲインを設定し、コンバータの応答性を安定化させることが行われる（例えば、特許文献１）。

特開２０１０−６８６１１号公報

インバータを介してモータの回転駆動を制御する場合におけるモータの力行運転の制御方法として、インバータを定電力制御することが知られている。通常の抵抗においては印加する電圧を大きくした場合に流れる電流が大きくなるのに対し、定電力制御する場合においては、当該特性とは逆の特性、すなわち、印加する電圧を大きくした場合に電流が小さくなる負性抵抗特性が生じ、この負性抵抗特性に起因してコンバータの応答性が悪化するおそれがある。さらに、コンバータの昇圧比が大きくなると入力電圧に対する出力電圧の位相遅れが大きくなることが知られており、コンバータからの出力電圧が不安定になるおそれがある。

特許文献１に開示されているような技術によれば、コンバータの制御に用いるゲインを、バッテリ温度変化によるバッテリの内部抵抗と、リアクトル電流によるインダクタンス値で決まる周波数に応じて設定している。そのため、モータが定電圧制御される場合に生じる負性抵抗特性による応答性の悪化や、昇圧比が大きい場合の位相遅れに起因する出力電圧の安定性の悪化を抑制できず、インバータへの供給電圧を適切に制御できずにモータの制御精度が低下するおそれがある。

本発明のコンバータの制御方法は、バッテリから供給される直流の入力電圧を昇圧し、定電圧制御されるインバータを介してモータに電力を供給するコンバータの制御方法である。この制御方法においては、モータが力行運転をする場合において、コンバータからインバータへの出力電力、出力電圧、及び、コンバータの昇圧比に応じて、ゲインを定め、ゲインを用いたフィードバック制御により、コンバータの出力電圧を制御する。

本発明のコンバータの制御方法によれば、コンバータの出力電圧のフィードバックにおいて、インバータが定電圧制御される場合において、コンバータの出力電力及び出力電圧に応じた負性抵抗特性、及び、昇圧比に応じた位相遅れに起因する不安定化を抑制することができる。

図１は、本実施形態のモータシステムの概略構成図である。 図２は、モータシステムの回路図である。 図３は、コンバータの近傍の詳細な回路図である。 図４は、コントローラのブロック図である。 図５Ａは、電圧制御部のブロック図である。 図５Ｂは、電流制御部のブロック図である。 図６は、ゲインＫの算出制御のフローチャートである。 図７は、負性抵抗特性１／Ｒ₀と第１ゲインＫ₁との関係を示すグラフである。 図８は、負性抵抗特性１／Ｒ₀と第２ゲインＫ₂との関係を示すグラフである。 図９は、負性抵抗特性１／Ｒ₀と、第１ゲインＫ₁、第２ゲインＫ₂、及び、ゲインＫとの関係を示すグラフである。 図１０は、インバータ側電圧Ｖ₂とインバータ電流Ｉ₀との関係を示すグラフである。 図１１は、コンバータの制御系のシステムを示すブロック図である。 図１２は、コンバータの昇圧比に応じた、固有角周波数ω₀と、コンバータの出力電力と及び位相遅れとの関係を示す図である。 図１３は、本実施形態における出力電力Ｐ及びインバータ側電圧Ｖ₂のタイミングチャートである。 図１４は、比較例における出力電力Ｐ及びインバータ側電圧Ｖ₂のタイミングチャートである。 図１５は、変形例のモータシステム１００の概略構成図である。 図１６は、モータシステム１００の回路図である。

本発明の実施形態におけるコンバータの制御方法及び制御装置について説明する。

図１は、本実施形態のモータシステム１００の概略構成図である。モータシステム１００が電動車両に用いられる場合には、負荷の一例であるモータジェネレータ４が車両の駆動源となる。

モータシステム１００では、バッテリ１、コンバータ２、インバータ３、及び、モータジェネレータ４が直列に接続されている。モータシステム１００は、さらに、モータジェネレータ４と接続される出力軸５と、コントローラ６とを備える。

バッテリ１は、充放電可能な二次電池である。コンバータ２は、昇降圧が可能なコンバータであって、バッテリ１から供給される直流電圧を昇圧し、昇圧した電力をインバータ３へ供給可能に構成されている。インバータ３は、コンバータ２から供給される直流電力を交流電力へ変換し、変換した交流電力をモータジェネレータ４へ供給する。

モータジェネレータ４には、出力軸５が接続されている。モータジェネレータ４は、モータ又はジェネレータのいずれかで機能する。モータジェネレータ４が力行運転される場合には、コンバータ２からインバータ３及びモータジェネレータ４に対して電力が供給される。モータジェネレータ４が回生運転される場合には、モータジェネレータ４にて発生する回生電力はインバータ３及びコンバータ２を介してバッテリ１に充電される。

モータジェネレータ４には、ロータの回転角度や回転数などを検出するレゾルバ４１が設けられている。なお、モータシステム１００が電動車両に用いられる場合には、モータジェネレータ４の回転出力に伴って出力軸５に接続される駆動輪（不図示）が駆動される。

コントローラ６は、コンバータ２、及び、インバータ３を制御するとともに、レゾルバ４１からモータジェネレータ４の回転角や回転数などを受け付ける。コントローラ６は、所定の処理をプログラムとして記憶しており、プログラムを実行することで、プログラムに対応する処理を実行可能に構成されている。

図２は、モータシステム１００の回路図である。

バッテリ１から供給される直流電力は、コンバータ２において昇圧されてインバータ３へと供給される。コンバータ２のバッテリ１側の端子電圧であるバッテリ側電圧Ｖ₁、及び、コンバータ２内を流れるリアクトル電流Ｉ_Lは、コンバータ２内に設けられる電圧センサ２２、及び、電流センサ２６により取得される。また、コンバータ２のインバータ３側の端子電圧であるインバータ側電圧Ｖ₂は、コンバータ２の近傍に設けられる電圧センサ２８により取得される。

コンバータ２からインバータ３へ出力される電力を、インバータ電流Ｉ₀と称する。インバータ電流Ｉ₀は、コンバータ２からインバータ３へ出力される場合には正であり、コンバータ２に対してインバータ３から入力される場合には負であるものとする。なお、コンバータ２の詳細の構成は、後に、図３を用いて説明する。

インバータ３は、三相インバータであり、複数のスイッチング素子により構成される。インバータ３は、コンバータ２から入力される直流電力を三相の交流電力に変換し、モータジェネレータ４に供給する。また、インバータ３は、モータジェネレータ４における交流の回生電力を、バッテリ１にて充電可能な直流電力に変換する。

レゾルバ４１は、モータジェネレータ４の回転数Ｎを検出し、検出した回転数Ｎをコントローラ６に送信する。電流センサ４２は、インバータ３とモータジェネレータ４との間に設けられ、インバータ３とモータジェネレータ４との間のＵＶＷ相の電流を検出し、駆動電流Ｉ_pをコントローラ６へと送信する。駆動電流Ｉ_pは、検出されたＵＶＷ相の電流を示す。なお、この図において、モータジェネレータ４と接続される出力軸５は省略されている。

コントローラ６は、上位装置にて算出されるモータジェネレータ４に対するトルク指令値Ｔ^*、レゾルバ４１により検出される回転数Ｎ、電流センサ４２にて検出される駆動電流Ｉ_p、及び、電圧センサ２８にて検出されるインバータ側電圧Ｖ₂に応じて、スイッチングパターンを生成する。コントローラ６は、生成したスイッチングパターンをゲート信号として、インバータ３へ出力する。このゲート信号に応じてインバータ３が駆動することで、モータジェネレータ４は所望のトルクで回転する。

コントローラ６は、モータジェネレータ４における必要電力を求め、必要電力に応じて、インバータ３への印加電圧となるコンバータ２の目標インバータ側電圧Ｖ₂ ^*を定める。コントローラ６は、目標インバータ側電圧Ｖ₂ ^*に応じたデューティ比Ｄを生成し、生成したデューティ比Ｄをゲート信号として、コンバータ２へ出力する。デューティ比Ｄに応じてスイッチング素子２４ａ、２４ｂが制御されることで、所望のインバータ側電圧Ｖ₂を得ることができる。

図３は、図２におけるコンバータ２の近傍の詳細な回路図である。

図３に示されるように、コンデンサ２１は、バッテリ１からの電源供給線の正極と負極との間に設けられる。コンデンサ２１により、バッテリ１からコンバータ２への供給電源に含まれるノイズが抑制される。コンデンサ２１の近傍には、電圧センサ２２が設けられている。電圧センサ２２は、コンデンサ２１の電圧を測定することで、バッテリ側電圧Ｖ₁を検出すると、検出したバッテリ側電圧Ｖ₁をコントローラ６に送信する。

リアクトル２３（インダクタンス）は、一端がバッテリ１の正極と接続され、他端がスイッチング素子２４ａの一端及びスイッチング素子２４ｂの一端と接続される。スイッチング素子２４ａの他端がインバータ３の出力側の正極となり、スイッチング素子２４ｂの他端がインバータ３の出力側の負極となる。スイッチング素子２４ａ、２４ｂは、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などで構成される。

スイッチング素子２４ａ、２４ｂのそれぞれと並列に、ダイオード２５ａ、２５ｂが接続される。ダイオード２５ａは、順方向がスイッチング素子２４ａの一端から他端へと向かう方向となるように設けられる。ダイオード２５ｂは、順方向がスイッチング素子２４ａの他端から一端へと向かう方向となるように設けられる。

コンバータ２においては、スイッチング素子２４ａ、２４ｂが制御され、ターンオン状態とターンオフ状態と称される状態が繰り返されることで、昇圧が行われる。以下ではこのメカニズムの詳細について説明する。

まず、スイッチング素子２４ａがオフとされ、スイッチング素子２４ｂがオンとされるターンオン状態について検討する。ターンオン状態では、バッテリ１の正極から出力される電流は、リアクトル２３、及び、スイッチング素子２４ｂを通り、バッテリ１の負極へと流れる（ルート（ａ））。そのため、リアクトル２３には、バッテリ１からの電気エネルギーが蓄積される。

その後、スイッチング素子２４ａがオンとされ、スイッチング素子２４ｂがオフとされるターンオフ状態となる。ターンオフ状態では、リアクトル２３に蓄積された電力が放電され、インバータ電流Ｉ₀がスイッチング素子２４ａを介してインバータ３へと供給される（ルート（ｂ））。この放電により、インバータ３には、バッテリ１の供給電圧よりも高い電圧が印加される。

コンバータ２においては、ターンオン状態とターンオフ状態との繰り返し期間に対するターンオン状態の時間の割合であるデューティ比Ｄを変更することで、インバータ側電圧Ｖ₂を制御できる。

リアクトル２３と、スイッチング素子２４ａ及びスイッチング素子２４ｂとの間には、電流センサ２６が設けられる。電流センサ２６は、リアクトル２３に流れるリアクトル電流Ｉ_Lを検出し、リアクトル電流Ｉ_Lをコントローラ６に送信する。

コンデンサ２７は、コンバータ２のインバータ３側の正極と負極との端子間に設けられる。コンデンサ２７によって、スイッチング素子２４ａ、２４ｂのスイッチングによる電圧リップルが抑制される。電圧センサ２８は、コンデンサ２７の近傍に設けられ、コンデンサ２７の電圧を測定することでインバータ側電圧Ｖ₂を取得し、インバータ側電圧Ｖ₂をコントローラ６へ送信する。

図４は、コントローラ６のブロック図である。

この図には、コントローラ６において行われる種々の制御のうち、主にコンバータ２の制御に関する構成が示されている。コントローラ６は、電圧制御部６１、電流制御部６２、減算器６３、除算器６４、ＰＷＭ生成部６５、制御ゲイン演算部６６を有する。本実施形態においては、インバータ３が定電圧制御され、かつ、モータジェネレータ４が力行運転する場合において、制御ゲイン演算部６６によるゲイン調整がなされている。

コントローラ６においては、コントローラ６内の他の部分で算出された出力電圧指令値Ｖ_{out_astr}の入力に加えて、コンバータ２からバッテリ側電圧Ｖ₁、インバータ側電圧Ｖ₂、及び、リアクトル電流Ｉ_Lがフィードバック入力される。そして、コントローラ６は、これらの入力に応じたゲート信号を、コンバータ２に出力する。

電圧制御部６１は、出力電圧指令値Ｖ_{out_astr}、及び、インバータ側電圧Ｖ₂のフィードバック入力に基づいて、制御ゲイン演算部６６にて算出されるゲインＫに応じたＰＩ制御を行う。これにより、電圧制御部６１は、入力電流指令値Ｉ_{L_astr}を算出する。

電流制御部６２は、電圧制御部６１からの入力電流指令値Ｉ_{L_astr}の入力と、コンバータ２からのリアクトル電流Ｉ_Lのフィードバック入力に基づいて、所定のゲインＫ’が用いられたＰＩ制御により、リアクトル電圧指令値Ｖ_{L_astr}を算出する。

ここで、電圧制御部６１、及び、電流制御部６２の詳細な構成について、図５Ａ、５Ｂを用いて説明する。

図５Ａに示されるように、電圧制御部６１においては、減算器６１１において出力電圧指令値Ｖ_{out_astr}からインバータ側電圧Ｖ₂が減算され、ＰＩコントローラ６１２において、減算器６１１における減算結果に対して、制御ゲイン演算部６６において算出されたゲインＫに基づくＰＩ制御が行われて、入力電流指令値Ｉ_{L_astr}が算出される。

図５Ｂに示されるように、電流制御部６２においては、減算器６２１において入力電流指令値Ｉ_{L_astr}からリアクトル電流Ｉ_Lが減算され、ＰＩコントローラ６２２において、減算器６２１における減算結果に対して、所定のゲインＫ’に基づくＰＩ制御を行うことで、リアクトル電圧指令値Ｖ_{L_astr}を算出する。なお、リアクトル電圧指令値Ｖ_{L_astr}は、リアクトル２３に印加する電圧の指令値である。また、電流制御部６２のＰＩコントローラ６２２におけるＰＩ制御に用いられるゲインＫ’を、制御ゲイン演算部６６にて算出されるゲインＫと同じ値を用いてもよい。

再び図４を参照すれば、減算器６３は、コンバータ２からフィードバック入力されるバッテリ側電圧Ｖ₁から、電流制御部６２から出力されるリアクトル電圧指令値Ｖ_{L_astr}を減ずる。そして、除算器６４において、減算器６３による減算結果を、コンバータ２からフィードバック入力されるインバータ側電圧Ｖ₂で除することで、デューティ比Ｄを算出して、デューティ指令値を求める。

ＰＷＭ生成部６５は、デューティ比Ｄに応じたパルス幅を有するゲート信号を、コンバータ２に出力する。ゲート信号の生成方法について、以下のように説明することができる。

コンバータ２のバッテリ側電圧Ｖ₁とインバータ側電圧Ｖ₂の関係は、スイッチング素子４ａのデューティ比Ｄ及びリアクトル電圧Ｖ_Lを用いると、次式で表現できる。

式（１）において、リアクトル電圧Ｖ_Lをリアクトル電圧指令値Ｖ_{L_astr}に置き換えると、デューティ比Ｄは次式で表現することができる。

ＰＷＭ生成部６５は、減算器６３及び除算器６４を経ることで、式（２）により算出したデューティ比Ｄを用いて、ＰＷＭ生成部６５においてゲート信号に変換し、コンバータ２へと出力する。コンバータ２は、入力されたゲート信号に基づいて、インバータ３のスイッチング素子を駆動することで、インバータ側電圧Ｖ₂を出力する。

制御ゲイン演算部６６は、バッテリ側電圧Ｖ₁、インバータ側電圧Ｖ₂、出力電力Ｐ、及び、デューティ比Ｄを用いて、後述の図６に示されるフローチャートに従って、電圧制御部６１のＰＩ制御に用いられるゲインＫを算出する。

なお、本実施形態においては、ゲインＫは、電圧制御部６１におけるＰＩ制御における比例積分ゲイン（比例ゲイン及び積分ゲイン）として用いる例について説明するがこれに限らない。例えば、ゲインＫを、Ｐ制御における比例ゲインに、又は、ＰＩＤ制御における比例ゲイン、積分ゲイン及び微分ゲインに用いてもよい。

図６は、制御ゲイン演算部６６におけるゲインＫの算出制御のフローチャートである。なお、この図に示される算出制御において、モータジェネレータ４は力行運転しているものとする。

ステップＳ１において、制御ゲイン演算部６６は、コンバータ２の回路のセンサによる検出値であるバッテリ側電圧Ｖ₁及びインバータ側電圧Ｖ₂と、算出されるデューティ比Ｄと、コンバータ２の出力電力Ｐとを取得する。なお、制御ゲイン演算部６６は、インバータ電流Ｉ₀とインバータ側電圧Ｖ₂とにより、コンバータ２の回路の受け持つ出力電力Ｐを算出してもよいし、電力センサを用いた検出値を取得してもよい。

ステップＳ２において、制御ゲイン演算部６６は、次式より負性抵抗特性１／Ｒ₀を算出する。なお、負性抵抗特性１／Ｒ₀については、後に図１０を用いて説明する。

ステップＳ３において、制御ゲイン演算部６６は、予め記憶しているテーブルを用いて、負性抵抗特性１／Ｒ₀に基づいて第１ゲインＫ₁を算出する。第１ゲインＫ₁は、インバータ３を定電力制御する場合に生じる負性抵抗特性１／Ｒ₀に起因する不安定化を抑制するように定められる。図７は、予め記憶している第１ゲインＫ₁と負性抵抗特性１／Ｒ₀との関係を示す図である。なお、この関係の詳細については、後述する。

ステップＳ４において、制御ゲイン演算部６６は、予め記憶しており、ステップＳ４で用いられるものとは異なるテーブルを用いて、負性抵抗特性１／Ｒ₀に基づいて第２ゲインＫ₂を算出する。第２ゲインＫ₂は、入力電圧に対する出力電圧の位相遅れに起因する不安定化を抑制するように定められる。図８は、予め記憶している第２ゲインＫ₂と負性抵抗特性１／Ｒ₀との関係を示す図であり、後に、詳細に説明する。なお、位相遅れは昇圧比Ｄ’に応じて変化するため、ステップＳ４において、図８のテーブルを用いずに、昇圧比Ｄ’に応じて第２ゲインＫ₂を求めてもよい。

ステップＳ５において、制御ゲイン演算部６６は、ステップＳ３において算出された第１ゲインＫ₁と、ステップＳ４において算出された第２ゲインＫ₂とを用いて、ゲインＫを算出する。具体的には、第１ゲインＫ₁と第２ゲインＫ₂との間の値を、ゲインＫとして求めてもよい。なお、第１ゲインＫ₁と第２ゲインＫ₂とを重み付けをつけた平均値を、ゲインＫをとして求めてもよい。図９に示されるように、第１ゲインＫ₁と第２ゲインＫ₂とを１つのグラフにまとめれば、このグラフにおける第１ゲインＫ₁と第２ゲインＫ₂との間の領域が、ゲインＫの取り得る値を示すことになる。

ここで、第１ゲインＫ₁の算出方法に関連して、図７に示された負性抵抗特性１／Ｒ₀と第１ゲインＫ₁との関係について説明する。第１ゲインＫ₁は、インバータ３を定電力制御する場合に生じる負性抵抗特性１／Ｒ₀に起因する制御対象の不安定化を抑制することができる安定化ゲインである。

まず、モータジェネレータ４が力行運転時、すなわちコンバータ２が受け持つ出力電力Ｐが正の場合に、インバータ３の定電力制御に伴う負性抵抗特性１／Ｒ₀が原因となって、コンバータ２のインバータ側電圧Ｖ₂が振動する原理について説明する。

コンバータ２のインバータ側電圧Ｖ₂と、コンバータ２によってインバータ３に流れ込む電流Ｉとの関係は、図１０のように示すことができる。

図１０は、コンバータ２におけるインバータ側電圧Ｖ₂とインバータ電流Ｉ₀との関係を示すグラフである。

モータジェネレータ４に供給される電力は、コンバータ２の出力電力Ｐ（出力電力Ｐ）と略等しい。この出力電力Ｐは、インバータ側電圧Ｖ₂とインバータ電流Ｉ₀との積で求められる。モータジェネレータ４は定電力制御されている場合には、出力電力Ｐが一定のため、インバータ側電圧Ｖ₂とインバータ電流Ｉ₀とは反比例の関係となる。

そのため、このグラフに示されるように、インバータ側電圧Ｖ₂が大きくなるほどインバータ電流Ｉ₀が小さくなる。この特性は負性抵抗特性１／Ｒ₀と称され、一般的な印加電圧に応じて電流が大きくなる特性とは逆の特性を示す。

そして、ある動作点においてインバータ側電圧Ｖ₂とインバータ電流Ｉ₀との関係を線形近似すると、次式が求められる。なお、コンバータ２の出力電力Ｐが正の場合には、モータジェネレータ４のインピーダンスの抵抗成分Ｒ₀は、正である。

ただし、Ｉ_ofsは線形近似の直線のＩ₀軸の切片とする。例えば、モータジェネレータ４のある動作点において、インバータ側電圧Ｖ₂がＶ₁₀であり、インバータ電流Ｉ₀がＩ₁₀である場合には、モータジェネレータ４の抵抗成分Ｒ₀は、次式のように示される。

この抵抗成分Ｒ₀などを用いて、コンバータ２におけるバッテリ側電圧Ｖ₁からインバータ３側のインバータ側電圧Ｖ₂までの伝達特性を示せば、次式となる。

ただし、Ｌ［Ｈ］はリアクトル２３のインダクタンスとし、Ｃ［Ｆ］はコンデンサ２７の容量とし、Ｒ［Ω］はターンオン状態のコンバータ２の抵抗成分とし、Ｄはデューティ比とする。

ここで、インバータ３側のインバータ側電圧Ｖ₂が発散せずに安定するためには、式（６）前半の分母において支配的なパラメータである「ｓ」の係数の「Ｒ／Ｌ−１／Ｒ₀Ｃ」が正となる必要がある。そのため、抵抗成分Ｒ₀は、次式の条件を満たすように設定される必要がある。

図１１は、モータジェネレータ４が力行運転をする場合におけるコンバータ２の制御系のシステムを示すブロック図である。この図に示されるように、バッテリ側電圧Ｖ₁に対して、減算器１１１におけるフィードバック制御、ブロック１１２による「１／（Ｌｓ＋Ｒ）」のフィルタ処理、及び、ブロック１１３によるデューティ比Ｄに応じた処理が施される。また、Ｉ_ofsについて、インバータ側電圧Ｖ₂が「−１／Ｒ₀」の特性のフィルタ１１４を経て減算器１１５にフィードバック入力されて、インバータ電流Ｉ₀が算出される。

そして、減算器１１６において、ブロック１１３の出力から、減算器１１５の出力が減じられ、その減算結果に対して、「１／Ｃｓ」の特性を有するブロック１１７の処理を経て、インバータ側電圧Ｖ₂が算出される。なお、インバータ側電圧Ｖ₂は、減算器１１１へフィードバックされる際には、ブロック１１８によるデューティ比Ｄに応じた処理がなされる。

このシステムにおいて、インバータ側電圧Ｖ₂からみたＲ₀の影響を１／Ｒ₀と示すことができる。そこで、一般的なコンバータ２において成立する次式（８）を用いて、式（７）を、コンバータ２のインバータ側電圧Ｖ₂とコンバータ２が受け持つ出力電力Ｐとの関係に変換した上で、１／Ｒ₀が左辺となるように整理すれば、式（９）が得られる。

式（９）を満たすことにより、コンバータ２の動作を安定化させることができる。そこで、式（９）を用いて、インバータ３の定電力制御に伴う負性抵抗特性１／Ｒ₀の影響を検討すれば、コンバータ２が受け持つ出力電力Ｐが大きくなるほど、負性抵抗特性１／Ｒ₀は大きくなり、また、インバータ側電圧Ｖ₂が小さくなるほど、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなる。そのため、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなるほど、応答性が悪化するため、第１ゲインＫ₁を大きくする必要がある。このようにして、図７に示されるような、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなるほど、第１ゲインＫ₁が大きくなる関係が求められる。

図７のグラフについて式（９）を用いて検討すれば、インバータ側電圧Ｖ₂が一定の場合には、コンバータ２が受け持つ出力電力Ｐが大きくなると、負性抵抗特性１／Ｒ₀は大きくなるので、第１ゲインＫ₁を大きくする。また、コンバータ２が受け持つ出力電力Ｐが一定の場合には、インバータ側電圧Ｖ₂が小さくなるほど、負性抵抗特性は１／Ｒ₀は大きくなるので、第１ゲインＫ₁は大きくなる。さらに、コンバータ２が受け持つ出力電力Ｐが小さく、かつ、コンバータ２のインバータ側電圧Ｖ₂が大きい場合には、負性抵抗特性１／Ｒ₀が小さくなるので、第１ゲインＫ₁は小さくなる。すなわち、第１ゲインＫ₁は、コンバータ２の出力電力Ｐ、及び、インバータ側電圧Ｖ₂に応じて、定められることになる。

このようにして、図３のステップＳ３において、制御ゲイン演算部６６は、図７のグラフを参照して、負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて第１ゲインＫ₁を定め、負性抵抗特性１／Ｒ₀が小さいほど、第１ゲインＫ₁を小さく設定する。

次に、第２ゲインＫ₂の算出方法について説明する。

図８は、負性抵抗特性１／Ｒ₀と第２ゲインＫ₂との関係を示すグラフである。このグラフは、図６に示されたステップＳ４における第２ゲインＫ₂の算出に用いられる。第２ゲインＫ₂は、コンバータ２における位相遅れに起因する振動を抑制できるゲインである。

一般に、コンバータ２の固有角周波数ω₀について、デューティ比Ｄと、インダクタンスＬと、コンデンサＣより、次式の関係が成立する。

式（１０）によれば、固有角周波数ω₀とデューティ比Ｄとが比例関係にある。そして、デューティ比Ｄと昇圧比Ｄ'とが逆数の関係であるため、固有角周波数ω₀と昇圧比Ｄ'とは反比例の関係となる。また、コンバータ２においては、角周波数ωが大きくなるほどコンバータ２から出力されるインバータ側電圧Ｖ₂の位相遅れが生じ、固有角周波数ω₀を閾値として遅れがステップ状に大きくなる。

本実施形態においては、第２ゲインＫ₂は、コンバータ２において生じる位相遅れによる制御系を安定させるように、制御対象であるコンバータ２の特性から決まるゲイン余有と位相余裕が所定値以下となるように求められる。例えば、ゲイン余裕１２ｄＢ、位相余裕６０°以下にならないように、第２ゲインＫ₂が求められる。

図１２は、コンバータ２の昇圧比Ｄ'に応じた、角周波数ωとコンバータ２における入力電圧に対する出力電力のゲイン及び位相遅れとの関係を示す図である。図１２（Ａ）には、角周波数ωと出力電圧の入力電圧に対するゲインとの関係が示され、図１２（Ｂ）には、角周波数ωとコンバータ２により生じる出力電圧の入力電圧に対する位相遅れとの関係が示されている。なお、この図１２（Ｂ）においては、ｙ軸における下方向は位相が遅れることを示す。また、それぞれの図においては、昇圧比Ｄ'の大きさに応じたＡ〜Ｃの３種類の関係がそれぞれにおいて示されている。

図１２（Ａ）に示されるように、角周波数ωが固有角周波数ω₀となる場合においてコンバータ２の出力電力が最大となる。そして、このような、ゲインが最大となる固有角周波数ω₀は、昇圧比Ｄ’が小さくなるほど、大きい。すなわち、固有角周波数ω₀は、昇圧比Ｄ’が大きい状態Ａにおける固有角周波数ω_0A、昇圧比Ｄ’が中程度の状態Ｂにおける固有角周波数ω_0B、及び、昇圧比Ｄ’が小さい状態Ｃにおける固有角周波数ω_0Cの順に、大きくなる。さらに、図１２（Ｂ）を参照すれば、固有角周波数ω₀を閾値として、コンバータ２における位相の遅れが大きくなる。また、全体としては、角周波数ωが大きくなると、位相の遅れが大きくなる。

そして、昇圧比Ｄ'が大きい状態Ａにおいては、位相遅れがステップ状に大きくなる固有角周波数ω_0Aが小さいので、位相遅れが生じやすい。位相遅れが生じた際に、第２ゲインＫ₂を大きくしてしまうと制御系が振動するおそれがあるので、第２ゲインＫ₂を大きくすることはできない。そこで、昇圧比Ｄ'が大きいほど、第２ゲインＫ₂を小さくする必要がある。

ここで、第１ゲインＫ₁の算出方法にあわせるために、昇圧比Ｄ'と第２ゲインＫ₂との関係を、負性抵抗特性１／Ｒ₀と第２ゲインＫ₂との関係に変更する。負性抵抗特性１／Ｒ₀は、昇圧比Ｄ'を用いて次式のように表すことができる。すなわち、昇圧比Ｄ'が大きいほど負性抵抗特性１／Ｒ₀は小さくなる。

そのため、負性抵抗特性１／Ｒ₀が小さくなるほど、昇圧比Ｄ'が大きくなるので、第２ゲインＫ₂を小さく設定することになる。したがって、図８に示されるような、負性抵抗特性１／Ｒ₀が小さくなるほど、第１ゲインＫ₁が小さくなる関係が求められる。

このように、第１ゲインＫ₁の算出と同様に、第２ゲインＫ₂についても負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて算出することで、図３のステップＳ５の処理において、第１ゲインＫ₁と第２ゲインＫ₂とを考慮したゲインＫの算出が容易になる。そのため、ゲインＫは、負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて求められる負性抵抗特性に起因する不安定性を抑制するとともに、昇圧比Ｄ’の増加に応じて大きくなるコンバータ２から出力されるンバータ側電圧Ｖ₂における位相遅れに起因する不安定性を抑制することができる。

ここで、図１３、１４を用いて、本実施形態と比較例とにおける、コンバータ２からのインバータ側電圧Ｖ₂との比較を行う。図１３には本実施形態が、図１４には比較例が示されている。なお、両者の例において、インバータ３は定電力制御されているものとする。

図１３においては、上部にインバータ側電圧Ｖ₂のタイムチャートが、下部に出力電力Ｐのタイムチャートが示されている。

まず、出力電力Ｐが小さな小電力状態では、モータジェネレータ４が一定の低トルクで力行運転し、一定の回転数を維持するものとする。この小電力状態においては、インバータ側電圧Ｖ₂は、一定である。

そして、インバータ３が定電力制御されている状態において、所定の時刻ｔ₁において出力電力Ｐが小電力から大電力へと大きく変化する。ゲインＫは、負性抵抗特性が考慮された第１ゲインＫ₁、及び、昇圧比Ｄ’が考慮された第２ゲインＫ₂に基づいて設定されているので、制御系における応答性と安定性との両者が確保されて、インバータ側電圧Ｖ₂は振動しない。

これに対して、比較例におけるフィードバック制御においては、バッテリ温度変化によるバッテリ内部抵抗の特性と、通過電流によるコイルのインダクタンス変化を考慮してコンバータ２のフィードバック制御ゲインが設定されるものとする。このような場合には、コンバータ２が受け持つ出力電力Ｐが小さい場合には、インバータ３の定電力制御に伴う負性抵抗特性１／Ｒ₀に対し、十分な応答性を有しておりインバータ側電圧Ｖ₂は安定している。しかしながら、時刻ｔ₁において出力電力Ｐが大きくなると、負性抵抗特性１／Ｒ₀の影響が大きくなってしまい、インバータ側電圧Ｖ₂が振動してしまう。

このように、本実施形態では、モータの力行運転時に、コンバータ２の制御に用いられるゲインＫは、出力電力Ｐとインバータ側電圧Ｖ₂により定まる負性抵抗特性１／Ｒ₀に起因する不安定性を抑制する第１ゲインＫ₁と、コンバータ２の昇圧比Ｄ’に応じて生じる位相遅れに起因する不安定性を抑制する第２ゲインＫ₂とを考慮して定められる。このようなゲインＫを用いたＰＩ制御がなされることにより、コンバータ２の応答性と安定性とを両立させることができる。

本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。

本実施形態のコンバータ２の制御方法によれば、定電圧制御されたインバータ３からの出力電力Ｐによってモータジェネレータ４が力行運転する場合において、コンバータ２からインバータ３への出力電力Ｐ、及び、出力電圧となるインバータ側電圧Ｖ₂、並びに、コンバータ２の昇圧比Ｄ’に応じて、ゲインＫを定める。そして、電圧制御部６１におけるゲインＫを用いたフィードバック制御により、コンバータ２に対するゲート信号を算出して、コンバータ２の出力を制御する。

インバータ３を定電力制御する場合には、負性抵抗特性１／Ｒ₀が生じ、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなるほど、応答性が悪化する。そのため、図７に示されるように、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなるほど、第１ゲインＫ₁を大きくする必要がある。さらに、第１ゲインＫ₁の算出には、式（９）の条件が前提となっているため、第１ゲインＫ₁は、コンバータ２からインバータ３への出力電力Ｐ、及び、インバータ側電圧Ｖ₂に応じて定められることになる。

さらに、図１２に示されるように、昇圧比Ｄ'が大きくなるほど、コンバータ２の固有角周波数ω₀は小さくなり、位相遅れが生じやすくなるので、第２ゲインＫ₂を大きくすることはできない。そのため、昇圧比Ｄ'に応じて第２ゲインＫ₂を定めることができる。

最終的に、第１ゲインＫ₁及び第２ゲインＫ₂によりゲインＫが定められる。そのため、第１ゲインＫ₁の算出に用いられる出力電力Ｐ、及び、出力端子となるインバータ側電圧Ｖ₂、及び、第２ゲインＫ₂の算出に用いられる昇圧比Ｄ'に応じて、ゲインＫは定められる。このような算出過程を経ることにより、ゲインＫは、負性抵抗特性１／Ｒ₀による応答性悪化と、昇圧比Ｄ'に応じたコンバータ２における位相遅れによる遅延とが考慮されるので、コンバータ２の出力をより安定的に制御できる。

本実施形態のコンバータ２の制御方法によれば、第１ゲインＫ₁を負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて算出したため、第２ゲインＫ₂についても負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて算出することにより、コンバータ２の制御において、負性抵抗特性１／Ｒ₀に起因する不安定性を抑制するとともに、昇圧比Ｄ’の増加に応じて大きくなる位相遅れに起因する不安定性を抑制することができるようなゲインＫを求めることができる。

ここで、式（１１）によれば、負性抵抗特性１／Ｒ₀は、出力電力Ｐ、バッテリ側電圧Ｖ₁、及び、昇圧比Ｄ'に応じて定められる。そのため、式（１１）を用いることにより、昇圧比Ｄ'と第２ゲインＫ₂との関係を、図８に示されるような負性抵抗特性１／Ｒ₀と第２ゲインＫ₂との関係で示すことができる。

このように、第１ゲインＫ₁と第２ゲインＫ₂との両者を負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて算出することにより、図９に示されるようなグラフを用いてゲインＫを算出できる。このようにして定められるゲインＫは、負性抵抗特性１／Ｒ₀に応じて求められる負性抵抗特性に起因する不安定性を抑制するとともに、昇圧比Ｄ’に応じて大きくなる位相遅れに起因する不安定性を抑制することができる。

また、本実施形態のコンバータ２の制御方法によれば、出力電力Ｐが大きいほど、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなるので、第１ゲインＫ₁は大きい。また、コンバータ２から出力されるインバータ側電圧Ｖ₂が小さいほど、負性抵抗特性１／Ｒ₀が大きくなるので、第１ゲインＫ₁は大きい。ここで、出力電力Ｐが大きいほど、また、インバータ側電圧Ｖ₂が低いほど、式（９）が満たされずにコンバータ２は不安定になるおそれが大きいので、第１ゲインＫ₁を大きくすることにより、コンバータ２の応答性及び安定性が向上させることができる。

また、本実施形態のコンバータ２の制御方法によれば、図１２に示されるように、昇圧比Ｄ'が大きいほど、コンバータ２の位相遅れが生じやすくなるので、第２ゲインＫ₂を大きくすることはできない。また、式（１１）によれば、昇圧比Ｄ'が大きくなるほど、負性抵抗特性１／Ｒ₀が小さくなる。そこで、図８に示されるように、負性抵抗特性１／Ｒ₀が小さいほど、昇圧比Ｄ'が大きくなるので、第２ゲインＫ₂を小さくする。このようにすることで、コンバータ２の応答性及び安定性が向上させることができる。

（変形例）
上記の実施形態においては、モータシステム１００に、１つのモータジェネレータ４が設けられる例について説明したが、これに限らない。本変形例においては、モータシステム１００に、２つの第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂが設けられる例について説明する。

図１５は、変形例のモータシステム１００の構成を示す図である。たとえば、モータシステム１００は、ハイブリッド車両などに用いられる。本変形例のモータシステム１００は、図１に示されるモータシステム１００と同様に出力軸５の駆動に用いられる第１インバータ３Ａ、及び、第１モータジェネレータ４Ａを有する。

モータシステム１００は、さらに、第２インバータ３Ｂ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂを有する。第２インバータ３Ｂは、コンバータ２から供給される電圧を昇圧し、第２モータジェネレータ４Ｂへと供給する。第２モータジェネレータ４Ｂは、エンジン７のスタータとして機能する。なお、エンジン７と出力軸５との間にトルク伝達装置を備え、エンジン７の出力トルクが出力軸５へと伝達されてもよい。なお、第２モータジェネレータ４Ｂにはレゾルバ４１Ｂが設けられている。エンジン７には、クランクシャフトの回転角度あるいは回転数を検出するレゾルバ７１が設けられている。

コントローラ６は、コンバータ２、第１インバータ３Ａ、第２インバータ３Ｂを制御可能に構成されるとともに、レゾルバ４１Ａから第１モータジェネレータ４Ａの回転数、レゾルバ４１Ｂから第２モータジェネレータ４Ｂの回転数、及び、レゾルバ７１からエンジン７の回転数を受け付ける。

図１６は、モータシステム１００の回路図である。コントローラ６には、上位装置にて算出される第１モータジェネレータ４Ａに対するトルク指令値Ｔ_a ^*及び第２モータジェネレータ４Ｂに対するトルク指令値Ｔ_b ^*、レゾルバ４１Ａ、４１Ｂにより検出される回転数Ｎ_a、Ｎ_b、電流センサ４２Ａ、４２Ｂに基づいて検出される駆動電流Ｉ_pa、Ｉ_pb、及び、電圧センサ２８にて検出されるインバータ側電圧Ｖ₂などが入力される。コントローラ６は、これらの入力に基づいて、コンバータ２、第１インバータ３Ａ、及び、第２インバータ３Ｂなどを制御する。

第１モータジェネレータ４Ａに対する要求電力をＰ_a、第２モータジェネレータ４Ｂに対する要求電力Ｐ_bとすると、コンバータ２の出力電力ＰはＰ_aとＰ_bとの和で示される。

例えば、第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂがそれぞれ力行運転をする場合には、Ｐ_a及びＰ_bは、共に正となる（Ｐ_a＞０、Ｐ_b＞０）。第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂがそれぞれ回生運転をする場合には、Ｐ_a及びＰ_bは、共に負となる（Ｐ_a＜０、Ｐ_b＜０）。

コントローラ６は、コンバータ２の出力電力Ｐに対して、図５に示される制限制御を行う。ステップＳ４においては、コントローラ６は、Ｐ_aとＰ_bとの和が制限電力Ｐ_limに示される基準を満たすように、第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂを制御する。

例えば、出力電力Ｐが負の場合には、第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂのいずれか一方を力行運転させることで、Ｐ_aとＰ_bとの和である出力電力Ｐが入力制限電力Ｐ_inを下回らないようにしてもよい。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

Claims (6)

1. バッテリから供給される直流の入力電圧を昇圧し、定電圧制御されるインバータを介してモータに電力を供給するコンバータの制御方法であって、
   前記モータが力行運転する場合において、前記コンバータから前記インバータへの出力電力、出力電圧、及び、前記コンバータの昇圧比に応じて、ゲインを定め、
   前記ゲインを用いたフィードバック制御により、前記コンバータの出力電圧を制御する、コンバータの制御方法。
2. 請求項１に記載のコンバータの制御方法であって、
   前記出力電圧、及び、前記出力電力により負性抵抗特性を算出し、
   算出された前記負性抵抗特性に応じて、前記負性抵抗特性に起因する不安定化を抑制する第１ゲインを求め、
   前記昇圧比、前記入力電圧、及び、前記出力電力に基づく負性抵抗特性と、前記入力電圧に対する前記出力電圧の位相遅れに起因する不安定化を抑制する第２ゲインとの相関を用いて、算出された前記負性抵抗特性に応じて、前記第２ゲインを求め、
   前記第１ゲインと前記第２ゲインとに応じて、前記ゲインを定める、コンバータの制御方法。
3. 請求項２に記載のコンバータの制御方法であって、
   前記第１ゲインは、前記出力電力が大きいほど、大きい、コンバータの制御方法。
4. 請求項２に記載のコンバータの制御方法であって、
   前記第１ゲインは、前記出力電圧が小さいほど、大きい、コンバータの制御方法。
5. 請求項２に記載のコンバータの制御方法であって、
   前記第２ゲインは、前記昇圧比が大きいほど、小さい、コンバータの制御方法。
6. バッテリから供給される直流の入力電圧を昇圧し、定電圧制御されるインバータを介してモータに電力を供給するコンバータの制御装置であって、
   前記制御装置は、
   前記モータが力行運転する場合において、前記コンバータから前記インバータへの出力電力及び出力電圧、並びに、前記コンバータの昇圧比に応じて、ゲインを定め、
   前記ゲインを用いたフィードバック制御により、前記コンバータの出力電圧を制御する、コンバータの制御装置。

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