JP2009118571A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の過電圧を抑える。
【解決手段】差分演算部１１は、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖrefとの差分を表す電圧差分ΔＶを生成する。ＰＩ演算部１２は、電圧差分ΔＶについてＰＩ演算を実行することにより、目標電流Ｉtargetを算出する。トランジスタＱ１〜Ｑ４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において検出される電流値Ｉinが目標電流Ｉtargetに一致するように、フィードバック制御される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動時には、ＰＩ演算の積分項がゼロに設定される。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＩ演算を利用して出力電圧を制御するＤＣ／ＤＣコンバータに係わる。

図５は、従来の一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの一例の構成を示す図である。このＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスＴによりその一次側と二次側とが電気的に絶縁された構成である。一次側には、トランジスタＱ１〜Ｑ４を含んで構成されるＨブリッジ回路が設けられている。各トランジスタＱ１〜Ｑ４は、不図示の制御回路によって制御される。一方、二次側には、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含んで構成される整流回路が設けられている。さらに、その整流回路の出力側には、チョークコイルＬおよび平滑コンデンサＣが設けられている。

上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、基本的に、トランジスタＱ１、Ｑ４をオン状態に制御すると共にトランジスタＱ２、Ｑ３をオフ状態に制御する第１フェーズ、および、トランジスタＱ２、Ｑ３をオン状態に制御すると共にトランジスタＱ１、Ｑ４をオフ状態に制御する第２フェーズを交互に繰り返すことにより、交流が生成される。生成された交流電流は、トランスＴを介して二次側に伝達され、整流回路によって整流される。そして、この電流のエネルギーがチョークコイルＬを介して出力端子に伝達される。このとき、不図示の制御回路は、出力電圧Ｖoutが目標電圧に一致するように、トランジスタＱ１〜Ｑ４をフィードバック制御する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に保持される。

特許文献１には、ＰＩ（比例および積分）演算を利用して出力電圧を制御する電圧変換システムが記載されている。この電力変換システムは、フィードバックゲイン決定部によるフィードバックゲインＫp、Ｋiを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力目標電圧に対する偏差をゼロにするためのフィードバック制御を行うフィードバック演算部を含む。そして、フィードバックゲイン決定部は、直流電源での充電率に応じた内部抵抗変化を反映するように、フィードバックゲインＫp、Ｋiを決定する。
特開２００７−６８２９０号公報

上述のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、一般に、その起動時に出力電圧のオーバシュートが発生してしまう。すなわち、過大な出力電圧が発生してしまう。この結果、回路素子が破損するおそれがあった。

本発明の課題は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の過電圧を抑えることである。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチ回路を利用して電圧を変換する構成であって、出力電圧と目標電圧との電圧差分を検出する差分検出手段と、前記電圧差分についてＰＩ演算を実行して制御データを生成するＰＩ演算手段と、前記制御データに従って前記スイッチ回路を駆動する駆動回路、を備える。そして、前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時には、ＰＩ演算の積分項を通常動作時よりも小さな値とする。

この構成によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、ＰＩ演算の積分項に起因する電圧の上昇が抑えられるので、オーバシュートが抑えられる。
上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、ＰＩ演算の積分項をゼロにしてもよい。この構成によれば、ＰＩ演算の積分項に起因する電圧の上昇が無くなるので、さらにオーバシュートが抑えられる。

ＰＩ演算の積分項をゼロにする演算は、例えば、前記電圧差分の累積値をゼロとする方法、前記積分項の係数としてゼロを設定する方法、前記制御データとして比例項の演算結果のみを出力する方法などにより実現可能である。

本発明の他の態様のＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチ回路を利用して電圧を変換する構成であって、出力電圧と目標電圧との電圧差分を検出する差分検出手段と、前記電圧差分についてＰＩ演算を実行して制御データを生成するＰＩ演算手段と、前記制御データに従って前記スイッチ回路を駆動する駆動回路、を備える。そして、前記ＰＩ演算手段は、前記電圧差分が予め決められた閾値よりも大きいときに、ＰＩ演算の積分項を通常動作時よりも小さな値とする。

上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電圧差分が大きいときは、出力電圧が上昇して目標電圧に達しても、しばらくの期間、ＰＩ演算の積分項は正の値のままである。よって、電圧差分が閾値よりも大きいときにＰＩ演算の積分項を通常動作時よりも小さくすれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に限ることなくオーバシュートが抑えられる。

本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の過電圧を抑えることができる。

図１は、本発明の実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。図１に示す実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１は、トランスＴによりその一次側と二次側とが電気的に絶縁された構成である。トランスＴの一次側には、トランジスタＱ１〜Ｑ４を含んで構成されるスイッチ回路としてのＨブリッジ回路が設けられている。トランジスタＱ１〜Ｑ４は、それぞれ、ＣＰＵ１０により生成される制御データに従って、スイッチとして動作する。一方、トランスＴの二次側には、ダイオードＤ１〜Ｄ４を含んで構成される整流回路が設けられている。さらに、その整流回路の出力側には、エネルギーを伝達するためのチョークコイルＬが接続されている。また、図示していないが、出力電圧を平滑化するためのコンデンサを備えている。

ＣＰＵ１０は、フィードバック制御によりＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖoutを目標電圧Ｖrefに一致させるための制御データを生成する。差分演算部（差分検出手段）１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖrefとの差分を表す電圧差分ΔＶを計算する。なお、出力電圧Ｖoutは、随時（例えば、所定のサンプリング間隔で）、デジタルデータに変換されて差分演算部１１に与えられる。したがって、差分演算部１１は、随時、最新の電圧差分ΔＶを出力する。

ＰＩ演算部（ＰＩ演算手段）１２は、電圧差分ΔＶについて下記の演算を実行することにより、制御データとしての目標電流Ｉtargetを出力する。
Ｉtarget＝（Ｋp ＋Ｋi Σ）×ΔV ＝Ｋp ΔV ＋ Ｋi ΣΔV
「Ｋp ΔV」は比例項であり、「Ｋp」はその係数である。また、「Ｋi ΣΔV」は積分項であり、「Ｋi」はその係数である。なお、「ΣΔV」は、所定のサンプリング間隔で計算される電圧差分ΔＶの累積加算値（すなわち、積分値）である。そして、デジタル出力部１３は、ＰＩ演算部１２によって得られる目標電流Ｉtargetを出力する。

パルス出力部１４ａ、１４ｂは、所定の周期、かつ、所定のデューティを持ったパルス信号を生成する。なお、パルス出力部１４ａ、１４ｂにより生成される１組のパルス信号は、例えば、その位相が互いに反転している。タイマ１５は、ＣＰＵ１０に起動指示が与えられると計時を開始し、予め決められた初期動作期間が経過すると満了する。起動指示は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１が自動車に搭載されている場合には、イグニッションスイッチの投入に相当する。或いは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の電力変換動作が上位制御装置からの許可を受けて開始されるシステムにおいては、起動指示は、その上位装置からの許可信号に相当する。

Ｄ／Ａ変換部２１は、目標電流Ｉtargetをアナログ信号に変換し、コンパレータ２２の正側端子に与える。コンパレータ２２の負側端子には、電流センサ２３により検出される電流値Ｉinの絶対値が与えられる。すなわち、絶対値回路２４は、電流センサ２３により検出される電流値Ｉinの絶対値を生成する。

保持回路２５ａ、２５ｂは、例えばＤ−フリップフロップ回路であり、コンパレータ２２の比較結果を保持する。ＡＮＤ回路２６ａは、パルス出力部１４ａにより生成されるパルス信号と、保持回路２５ａの出力信号との論理積を表す信号を生成する。同様に、ＡＮＤ回路２６ｂは、パルス出力部１４ｂにより生成されるパルス信号と、保持回路２５ｂの出力信号との論理積を表す信号を生成する。ここで、電流値Ｉinが目標電流Ｉtargetよりも小さければ、パルス出力部１４ａ、１４ｂにより生成されるパルス信号がそのままＡＮＤ回路２６ａ、２６ｂを通過する。一方、電流値Ｉinが目標電流Ｉtargetを超えると、コンパレータ２２の出力が反転し、パルス信号はＬレベルに変化する。すなわち、電流値Ｉinと目標電流Ｉtargetとの比較結果に応じて、パルス信号のデューティが制御されることになる。

ドライブ回路２７ａは、ＡＮＤ回路２６ａの出力信号に応じて、トランジスタＱ１、Ｑ４を駆動する。同様に、ドライブ回路２７ｂは、ＡＮＤ回路２６ｂの出力信号に応じて、トランジスタＱ２、Ｑ３を駆動する。これにより、１組のトランジスタＱ１、Ｑ４と、１組のトランジスタＱ２、Ｑ３は、交互に駆動される。すなわち、コンパレータ２２、保持回路２５ａ、２５ｂ、ＡＮＤ回路２６ａ、２６ｂ、ドライブ回路２７ａ、２７ｂは、制御データとしての目標電流Ｉtargetに従ってトランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動する駆動回路として動作する。そして、このフィードバック制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、電流モードで出力電圧Ｖoutを目標電圧Ｖrefに保持することができる。

ところで一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時は、出力電圧Ｖoutはゼロである。一方、目標電圧Ｖrefは、基本的に、固定値である。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時は電圧差分ΔＶが大きい。そして、電圧差分ΔＶが大きいと、「ΣΔV」が急速に大きくなり、出力電圧Ｖoutが目標電圧Ｖrefを超えても、しばらくの期間は、「ΣΔV」は正の値のままである。このため、ＰＩ演算の結果として得られる目標電流Ｉtargetは過大な値となり、これが出力電圧Ｖoutのオーバシュートの要因となってしまう。

そこで、実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、起動時の初期動作期間にＰＩ演算の積分項の影響を排除または低減する機能を備えている。初期動作期間は、特に限定されるものではないが、例えば、数ミリ秒程度である。

図２は、ＰＩ演算部１２の処理を示すフローチャートである。なお、このフローチャートの処理は、起動指示によりタイマ２５が計時を開始した後に、所定の時間間隔で繰り返し実行されるものとする。

ステップＳ１では、タイマ２５の出力をモニタすることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動から一定時間（初期動作時間）が経過したか否かをチェックする。そして、起動から一定時間が経過していなければ、ステップＳ２において、ＰＩ演算の積分項における累積加算値ΣΔVに「ゼロ」を設定する。続いて、ステップＳ３において「ΣΔＶ＝０」として目標電流Ｉtargetを計算する。すなわち、初期動作期間の目標電流Ｉtargetは、積分項の影響を受けることなく、比例項に基づいて計算される。一方、起動から一定時間が経過していれば、ステップＳ２はスキップされる。すなわち、目標電流Ｉtargetは、比例項および積分項の双方に基づいて計算される。

このように、実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータ１においては、その起動時の目標電流がＰＩ演算の積分項の影響を受けないので、出力電圧のオーバシュートを抑えることができる。また、この機能は、ＰＩ演算部１２を提供するためのプログラムを書き換えるだけで容易に実現可能である。

図３は、ＰＩ演算部１２の他の実施形態の処理を示すフローチャートである。図３に示す方式では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動から一定時間が経過していなければ、図２に示すステップＳ２の代わりに、ステップＳ４が実行される。ステップＳ４では、ＰＩ演算の積分項の係数Ｋiとして「ゼロ」を設定する。そして、ステップＳ４に続いて実行されるステップＳ３において、「Ｋi ΣΔV＝０」として目標電流Ｉtargetを計算する。この結果、初期動作期間の目標電流Ｉtargetは、積分項の影響を受けることなく、比例項に基づいて計算される。

図４は、ＰＩ演算部１２のさらに他の実施形態の処理を示すフローチャートである。図４に示す方式では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動から一定時間が経過していなければ、ステップＳ５において、下式を用いて目標電流Ｉtargetを計算する。
Ｉtarget＝Ｋp ΔV
したがって、この方式でも、初期動作期間の目標電流Ｉtargetは、積分項の影響を受けることなく、比例項に基づいて計算される。

＜他の実施形態＞
上述の実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動時にＰＩ演算の積分項をゼロとする構成を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、本発明は、起動時におけるＰＩ演算の積分項をゼロにする構成に限らず、その積分項を通常動作時よりも小さくする構成を含む。この方式は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動時に、ＰＩ演算の積分項の係数Ｋiとして、通常時の係数Ｋiよりも小さな値を設定することにより実現可能である。

また、上述の実施例では、起動時（実施例では、起動指示が与えられたときから所定時間が経過するまでの期間）にＰＩ演算の積分項をゼロにする構成を示したが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、例えば、電圧差分ΔＶが所定値よりも大きいときにＰＩ演算の積分項をゼロにする（または、通常動作時よりも小さくする）ようにしてもよい。この方式は、図２〜図４に示すフローチャートのステップＳ１の代わりに、電圧差分ΔＶと閾値電圧とを比較することにより実現される。

さらに、本発明は、図１に示す構成のみに適用されるものではない。すなわち、本発明を適用可能なＤＣ／ＤＣコンバータは、Ｈブリッジ回路を備える構成でなくてもよく、トランスで絶縁される構成でなくてもよい。また、本発明は、昇圧型、降圧型のいずれにも適用可能である。さらに、本発明は、図１に示すような電流モード制御型に限らず、電圧モード制御のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。

本発明の実施形態のＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す図である。 ＰＩ演算部の処理を示すフローチャートである。 ＰＩ演算部の他の実施形態の処理を示すフローチャートである。 ＰＩ演算部のさらに他の実施形態の処理を示すフローチャートである。 従来の一般的なＤＣ／ＤＣコンバータの一例の構成を示す図である。

符号の説明

１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０ ＣＰＵ
１１ 差分演算部
１２ ＰＩ演算部
１５ タイマ

Claims (6)

1. スイッチ回路を利用して電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   出力電圧と目標電圧との電圧差分を検出する差分検出手段と、
   前記電圧差分についてＰＩ演算を実行して制御データを生成するＰＩ演算手段と、
   前記制御データに従って前記スイッチ回路を駆動する駆動回路、を備え、
   前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時には、ＰＩ演算の積分項を通常動作時よりも小さな値とする
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、ＰＩ演算の積分項をゼロにすることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、前記電圧差分の累積値をゼロとすることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、前記積分項の係数としてゼロを設定することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記ＰＩ演算手段は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時に、前記制御データとして比例項の演算結果のみを出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. スイッチ回路を利用して電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   出力電圧と目標電圧との電圧差分を検出する差分検出手段と、
   前記電圧差分についてＰＩ演算を実行して制御データを生成するＰＩ演算手段と、
   前記制御データに従って前記スイッチ回路を駆動する駆動回路、を備え、
   前記ＰＩ演算手段は、前記電圧差分が予め決められた閾値よりも大きいときに、ＰＩ演算の積分項を通常動作時よりも小さな値とする
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

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