JPH10327576A - 交流−直流変換装置 - Google Patents
交流−直流変換装置Info
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- JPH10327576A JPH10327576A JP21727697A JP21727697A JPH10327576A JP H10327576 A JPH10327576 A JP H10327576A JP 21727697 A JP21727697 A JP 21727697A JP 21727697 A JP21727697 A JP 21727697A JP H10327576 A JPH10327576 A JP H10327576A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流−直流変換装置を、低速で安価な制御素
子を用いても、入力電流を適正に制御できるようにす
る。 【解決手段】 電圧位相検出手段１０は電源電圧を検出
して電圧位相θを出力し、正弦波作成手段１１でsinθ
を演算する。電圧制御手段１３は直流電圧Ｖdcを検出
し、目標直流電圧Ｖdc*との偏差から入力電流の振幅指
令値を演算する。ゲイン調整部１２は交流電源１のゼロ
クロス近傍では大、ピーク近傍では小となる電流制御ゲ
インＧainを出力する。電流制御手段１５は電流検出器
８が検出した入力電流Ｉと、電流指令値Ｉ*と、電流制
御ゲインＧainを入力し、電流制御ゲインＧainに基づい
てスイッチング素子５のオン／オフ時間比率を演算す
る。
子を用いても、入力電流を適正に制御できるようにす
る。 【解決手段】 電圧位相検出手段１０は電源電圧を検出
して電圧位相θを出力し、正弦波作成手段１１でsinθ
を演算する。電圧制御手段１３は直流電圧Ｖdcを検出
し、目標直流電圧Ｖdc*との偏差から入力電流の振幅指
令値を演算する。ゲイン調整部１２は交流電源１のゼロ
クロス近傍では大、ピーク近傍では小となる電流制御ゲ
インＧainを出力する。電流制御手段１５は電流検出器
８が検出した入力電流Ｉと、電流指令値Ｉ*と、電流制
御ゲインＧainを入力し、電流制御ゲインＧainに基づい
てスイッチング素子５のオン／オフ時間比率を演算す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、交流電源を直流
に変換して負荷に供給する装置に関するものである。
に変換して負荷に供給する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１０〜図１２は従来の交流−直流変換
装置を示す図で、図１０は全体構成図、図１１は電流及
びパルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ波形図、図１２は
電流制御ゲイン波形図である。図１０において、交流電
源１は整流素子２、リアクトル３及び逆流阻止ダイオー
ド４を介して整流され、負荷７に直流電力を供給する。
コンバータ制御手段９は入力電流を検出し、この力率が
１となるようにスイッチング素子５を制御する。このと
きの電流指令値、実電流及びＰＷＭデューティの変化を
図１１に示す。
装置を示す図で、図１０は全体構成図、図１１は電流及
びパルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ波形図、図１２は
電流制御ゲイン波形図である。図１０において、交流電
源１は整流素子２、リアクトル３及び逆流阻止ダイオー
ド４を介して整流され、負荷７に直流電力を供給する。
コンバータ制御手段９は入力電流を検出し、この力率が
１となるようにスイッチング素子５を制御する。このと
きの電流指令値、実電流及びＰＷＭデューティの変化を
図１１に示す。
【０００３】コンバータ制御手段９での力率制御は電流
制御手段１５で行われており電源電圧に同期した正弦波
電流指令値Ｉ*と、電流検出器８で検出された入力電流
Ｉとの偏差に基づいて、この偏差が正の場合は、ＰＷＭ
デューティを上記偏差の所定倍だけ大きく、偏差が負の
場合は、ＰＷＭデューティを上記偏差の所定倍だけ小さ
くするように動作している。なお、電流制御周波数（電
流制御周期の逆数）が低いと、電圧ゼロクロス近傍では
ゲイン不足となり、電流がひずむ（図１２（Ａ）参照）
ため、電流制御周波数は所定値以上高くする必要があ
り、一般に数１０ＫＨｚ以上にしている（図１１参
照）。なお、図１２（Ｂ）は過大ゲイン時を示す。
制御手段１５で行われており電源電圧に同期した正弦波
電流指令値Ｉ*と、電流検出器８で検出された入力電流
Ｉとの偏差に基づいて、この偏差が正の場合は、ＰＷＭ
デューティを上記偏差の所定倍だけ大きく、偏差が負の
場合は、ＰＷＭデューティを上記偏差の所定倍だけ小さ
くするように動作している。なお、電流制御周波数（電
流制御周期の逆数）が低いと、電圧ゼロクロス近傍では
ゲイン不足となり、電流がひずむ（図１２（Ａ）参照）
ため、電流制御周波数は所定値以上高くする必要があ
り、一般に数１０ＫＨｚ以上にしている（図１１参
照）。なお、図１２（Ｂ）は過大ゲイン時を示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の交
流−直流変換装置では、電流制御周波数を高くしている
ため、電流検出器８、電流制御手段１５及びＰＷＭ手段
１６は高速でむだ時間の短い部品を用いる必要があり、
コンバータ制御手段９が高価になるという問題点があ
る。
流−直流変換装置では、電流制御周波数を高くしている
ため、電流検出器８、電流制御手段１５及びＰＷＭ手段
１６は高速でむだ時間の短い部品を用いる必要があり、
コンバータ制御手段９が高価になるという問題点があ
る。
【０００５】この発明は上記問題点を解消するためにな
されたもので、低速で安価な制御素子を用いても入力電
流を適正に制御することができるようにした交流−直流
変換装置を提供することを目的とする。
されたもので、低速で安価な制御素子を用いても入力電
流を適正に制御することができるようにした交流−直流
変換装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この発明の第１発明に係
る交流−直流変換装置は、交流電源の位相に応じて変化
する電流制御ゲインを出力し、この電流制御ゲインに応
じたＰＷＭ信号によりスイッチング素子をオン／オフ制
御して電流を制御するようにしたものである。
る交流−直流変換装置は、交流電源の位相に応じて変化
する電流制御ゲインを出力し、この電流制御ゲインに応
じたＰＷＭ信号によりスイッチング素子をオン／オフ制
御して電流を制御するようにしたものである。
【０００７】また、第２発明に係る交流−直流変換装置
は、交流電源の絶対値が零近傍となるタイミングでは
大、ピーク近傍となるタイミングでは小となる電流制御
ゲインを出力し、電流偏差と電流制御ゲインに基づいて
スイッチング素子のオン／オフ時間比率を演算して、ス
イッチング素子を制御して電流を制御するようにしたも
のである。
は、交流電源の絶対値が零近傍となるタイミングでは
大、ピーク近傍となるタイミングでは小となる電流制御
ゲインを出力し、電流偏差と電流制御ゲインに基づいて
スイッチング素子のオン／オフ時間比率を演算して、ス
イッチング素子を制御して電流を制御するようにしたも
のである。
【０００８】また、第３発明に係る交流−直流変換装置
は、第２発明のものにおいて、入力電圧半波周期の位相
情報に基づいて電流制御ゲインを演算するようにしたも
のである。
は、第２発明のものにおいて、入力電圧半波周期の位相
情報に基づいて電流制御ゲインを演算するようにしたも
のである。
【０００９】また、第４発明に係る交流−直流変換装置
は、第２又は第３発明のものにおいて、入力電圧半波周
期の位相の正弦関数に基づいて電流制御ゲインを演算す
るようにしたものである。
は、第２又は第３発明のものにおいて、入力電圧半波周
期の位相の正弦関数に基づいて電流制御ゲインを演算す
るようにしたものである。
【００１０】また、第５発明に係る交流−直流変換装置
は、第２発明のものにおいて、入力電圧の絶対値に基づ
いて電流制御ゲインを演算するようにしたものである。
は、第２発明のものにおいて、入力電圧の絶対値に基づ
いて電流制御ゲインを演算するようにしたものである。
【００１１】また、第６発明に係る交流−直流変換装置
は、電流制御ゲインに応じた第１パルス幅変調デューテ
ィと、交流電源の周期で変化するパルス幅変調デューテ
ィ基準パターンとを加算してパルス幅変調デューティを
出力するようにしたものである。
は、電流制御ゲインに応じた第１パルス幅変調デューテ
ィと、交流電源の周期で変化するパルス幅変調デューテ
ィ基準パターンとを加算してパルス幅変調デューティを
出力するようにしたものである。
【００１２】また、第７発明に係る交流−直流変換装置
は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューティ
基準パターンを、交流電圧が高い位相で小さく、交流電
圧が低い位相で大きくなるパターンとしたものである。
は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューティ
基準パターンを、交流電圧が高い位相で小さく、交流電
圧が低い位相で大きくなるパターンとしたものである。
【００１３】また、第８発明に係る交流−直流変換装置
は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューティ
基準パターンを、交流電源電圧周期間における時間積分
値が零となるパターンとしたものである。
は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューティ
基準パターンを、交流電源電圧周期間における時間積分
値が零となるパターンとしたものである。
【００１４】また、第９発明に係る交流−直流変換装置
は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューティ
基準パターンを、交流電源電圧に周期した正弦関数を用
いて作成するようにしたものである。
は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューティ
基準パターンを、交流電源電圧に周期した正弦関数を用
いて作成するようにしたものである。
【００１５】また、第１０発明に係る交流−直流変換装
置は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューテ
ィ基準パターンを、交流電源電圧を用いて作成するよう
にしたものである。
置は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューテ
ィ基準パターンを、交流電源電圧を用いて作成するよう
にしたものである。
【００１６】また、第１１発明に係る交流−直流変換装
置は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューテ
ィ基準パターンを、データ列として記憶装置にあらかじ
め記憶させておくようにしたものである。
置は、第６発明のものにおいて、パルス幅変調デューテ
ィ基準パターンを、データ列として記憶装置にあらかじ
め記憶させておくようにしたものである。
【００１７】また、第１２発明に係る交流−直流変換装
置は、第１１発明のものにおいて、記憶装置に記憶され
たパルス幅変調デューティ基準パターンを、各電源位相
における電流指令値と実電流値との偏差に基づいて更新
するようにしたものである。
置は、第１１発明のものにおいて、記憶装置に記憶され
たパルス幅変調デューティ基準パターンを、各電源位相
における電流指令値と実電流値との偏差に基づいて更新
するようにしたものである。
【００１８】また、第１３発明に係る交流−直流変換装
置は、入力電流をフィードバックしてパルス幅変調デュ
ーティを出力する電流制御手段として、ＰＩ制御器を用
い、パルス幅変調デューティが零から１の範囲となるよ
うに積分値を制御するようにしたものである。
置は、入力電流をフィードバックしてパルス幅変調デュ
ーティを出力する電流制御手段として、ＰＩ制御器を用
い、パルス幅変調デューティが零から１の範囲となるよ
うに積分値を制御するようにしたものである。
【００１９】また、第１４発明に係る交流−直流変換装
置は、第６発明のものにおいて、交流電源からの入力電
流をフィードバックして制御する電流制御手段として、
ＰＩ制御器を設け、電流制御ゲインに応じた第１パルス
幅変調デューティと、交流電源の周期で変化するパルス
幅変調デューティ基準パターンとを加算した値が零から
１の範囲となるように積分値を制御するようにしたもの
である。
置は、第６発明のものにおいて、交流電源からの入力電
流をフィードバックして制御する電流制御手段として、
ＰＩ制御器を設け、電流制御ゲインに応じた第１パルス
幅変調デューティと、交流電源の周期で変化するパルス
幅変調デューティ基準パターンとを加算した値が零から
１の範囲となるように積分値を制御するようにしたもの
である。
【００２０】
実施の形態１．図１〜図３はこの発明の第１〜第４発明
の一実施の形態を示す図で、図１は全体構成図、図２は
ゲイン調整部及び電流制御手段のブロック線図、図３は
入力電流及び電流制御ゲイン波形図であり、図中同一符
号は同一部分を示す（以下の実施の形態も同じ）。
の一実施の形態を示す図で、図１は全体構成図、図２は
ゲイン調整部及び電流制御手段のブロック線図、図３は
入力電流及び電流制御ゲイン波形図であり、図中同一符
号は同一部分を示す（以下の実施の形態も同じ）。
【００２１】図１及び図２において、１は交流電源、２
は交流電源１に接続されブリッジ状に構成された整流素
子、３は整流素子２の出力側に挿入されたリアクトル、
４はリアクトル３に接続された逆流阻止ダイオード、５
はリアクトル３の一端と整流素子２の出力側に接続され
たスイッチング素子、６はダイオード４の出力側と整流
素子２の出力側に接続された平滑コンデンサで、リアク
トル３、ダイオード４、スイッチング素子５及び平滑コ
ンデンサ６で昇圧チョッパ回路が構成されている。７は
平滑コンデンサ６に接続された負荷、８は整流素子２の
出力側に挿入された電流検出器である。
は交流電源１に接続されブリッジ状に構成された整流素
子、３は整流素子２の出力側に挿入されたリアクトル、
４はリアクトル３に接続された逆流阻止ダイオード、５
はリアクトル３の一端と整流素子２の出力側に接続され
たスイッチング素子、６はダイオード４の出力側と整流
素子２の出力側に接続された平滑コンデンサで、リアク
トル３、ダイオード４、スイッチング素子５及び平滑コ
ンデンサ６で昇圧チョッパ回路が構成されている。７は
平滑コンデンサ６に接続された負荷、８は整流素子２の
出力側に挿入された電流検出器である。
【００２２】９はコンバータ制御手段、１０は交流電源
１に接続された電圧位相検出手段、１１は電圧位相検出
手段１０に接続された正弦波作成手段、１２は正弦波作
成手段１１に接続されたゲイン調整部、１３は平滑コン
デンサ６に接続され、かつ目標直流電圧Ｖdc*が入力さ
れる電圧制御手段、１４は正弦波作成手段１１及び電圧
制御手段１３に接続された乗算手段である。
１に接続された電圧位相検出手段、１１は電圧位相検出
手段１０に接続された正弦波作成手段、１２は正弦波作
成手段１１に接続されたゲイン調整部、１３は平滑コン
デンサ６に接続され、かつ目標直流電圧Ｖdc*が入力さ
れる電圧制御手段、１４は正弦波作成手段１１及び電圧
制御手段１３に接続された乗算手段である。
【００２３】１５は電流検出器８、ゲイン調整部１２及
び乗算手段１４に接続された電流制御手段、１６は電流
制御手段１５に接続されたＰＷＭ手段である。
び乗算手段１４に接続された電流制御手段、１６は電流
制御手段１５に接続されたＰＷＭ手段である。
【００２４】上記のように構成された交流−直流変換装
置において、まず交流−直流変換装置による高力率制御
の原理について説明する。この実施の形態の基本的な動
作原理は、正弦波の電流指令値Ｉ*を作成し、検出され
た電流Ｉとの偏差を演算し、その偏差が零となるような
スイッチング素子５のオン／オフパターンを作成し、昇
圧チョッパ回路を用いて電流を制御するというものであ
る。
置において、まず交流−直流変換装置による高力率制御
の原理について説明する。この実施の形態の基本的な動
作原理は、正弦波の電流指令値Ｉ*を作成し、検出され
た電流Ｉとの偏差を演算し、その偏差が零となるような
スイッチング素子５のオン／オフパターンを作成し、昇
圧チョッパ回路を用いて電流を制御するというものであ
る。
【００２５】次に昇圧チョッパ回路による入力電流制御
について説明する。交流電源１は整流素子２により直流
に変換されて負荷７に供給される。ここで、スイッチン
グ素子５がオン状態の場合、電流Ｉが２−３−５−２の
回路を通じて流れる。この回路のインピーダンスは極め
て小さく、かつ誘導性であるため、電流Ｉは時間ととも
に増加する波形となり、このときリアクトル３には電流
Ｉに応じたエネルギーが蓄積される。
について説明する。交流電源１は整流素子２により直流
に変換されて負荷７に供給される。ここで、スイッチン
グ素子５がオン状態の場合、電流Ｉが２−３−５−２の
回路を通じて流れる。この回路のインピーダンスは極め
て小さく、かつ誘導性であるため、電流Ｉは時間ととも
に増加する波形となり、このときリアクトル３には電流
Ｉに応じたエネルギーが蓄積される。
【００２６】また、スイッチング素子５がオフ状態の場
合、電流Ｉは２−３−４−６−２の回路を通じて流れ
る。この場合、リアクトル３の電流エネルギーは、平滑
コンデンサ６の電荷エネルギーに変換されるため、電流
Ｉは時間とともに減少する波形となる。すなわち、スイ
ッチング素子５のオン／オフのタイミングを制御するこ
とにより入力電流が制御できる。
合、電流Ｉは２−３−４−６−２の回路を通じて流れ
る。この場合、リアクトル３の電流エネルギーは、平滑
コンデンサ６の電荷エネルギーに変換されるため、電流
Ｉは時間とともに減少する波形となる。すなわち、スイ
ッチング素子５のオン／オフのタイミングを制御するこ
とにより入力電流が制御できる。
【００２７】次にＰＷＭによる入力電流の正弦波電流制
御について説明する。上述から明らかなように、入力電
流はスイッチング素子５のオン時間を長くすると増加
し、オフ時間を長くすると減少する。したがって、所定
周期Ｔにおけるスイッチング素子５のオン時間の比率
（Ｔon／Ｔ：以下ＰＷＭデューティという）を大きくす
ると電流Ｉが増加し、小さくすると電流Ｉが減少する。
このＰＷＭデューティを用いて入力電流を制御すること
ができる。
御について説明する。上述から明らかなように、入力電
流はスイッチング素子５のオン時間を長くすると増加
し、オフ時間を長くすると減少する。したがって、所定
周期Ｔにおけるスイッチング素子５のオン時間の比率
（Ｔon／Ｔ：以下ＰＷＭデューティという）を大きくす
ると電流Ｉが増加し、小さくすると電流Ｉが減少する。
このＰＷＭデューティを用いて入力電流を制御すること
ができる。
【００２８】ＰＷＭデューティを用いて目標とする電流
波形（正弦波）に入力電流を近づける手段としては、フ
ィードバック制御が用いられる。すなわち、入力電流を
検出し、目標とする電流（正弦波）との偏差を逐次演算
し、偏差が正（入力電流値＜目標電流値）の場合は、Ｐ
ＷＭデューティを偏差に比例して大きくし、偏差が負
（入力電流値＞目標電流値）の場合は、ＰＷＭデューテ
ィを偏差に比例して小さくする。この処理を連続して行
うことにより、入力電流値を目標電流値に近づけること
ができる。
波形（正弦波）に入力電流を近づける手段としては、フ
ィードバック制御が用いられる。すなわち、入力電流を
検出し、目標とする電流（正弦波）との偏差を逐次演算
し、偏差が正（入力電流値＜目標電流値）の場合は、Ｐ
ＷＭデューティを偏差に比例して大きくし、偏差が負
（入力電流値＞目標電流値）の場合は、ＰＷＭデューテ
ィを偏差に比例して小さくする。この処理を連続して行
うことにより、入力電流値を目標電流値に近づけること
ができる。
【００２９】上記制御における入力電流の目標値（電流
指令値）を入力電圧に同期した正弦波にすれば、入力電
流を正弦波にし、かつ入力力率をほぼ１に制御すること
ができる。次に、この実施の形態の原理を説明する。ま
ず、スイッチング素子５のオン時間と、スイッチング素
子５を流れる電流の関係式は下式で示される。
指令値）を入力電圧に同期した正弦波にすれば、入力電
流を正弦波にし、かつ入力力率をほぼ１に制御すること
ができる。次に、この実施の形態の原理を説明する。ま
ず、スイッチング素子５のオン時間と、スイッチング素
子５を流れる電流の関係式は下式で示される。
【００３０】 Ｉ＝Ｃ1・Ｖs・｛１−exp（−Ｃ2＊ｔ）｝ ・・・(1) ここに、Ｃ1，Ｃ2：定数 Ｖs：入力電圧（Ｖ・sinθ） ｔ：通流時間 Ｉ：電流 すなわち、通流時間ｔを一定とすると、電流Ｉは入力電
圧Ｖsにほぼ比例する。
圧Ｖsにほぼ比例する。
【００３１】したがって、電圧が低い入力電圧ゼロクロ
ス近傍で、所定のＰＷＭ変化量を与えた場合は、電流Ｉ
は変化しにくくなる。電流制御の制御周波数を低くした
場合の電圧ゼロクロス近傍の電流ひずみ（図６（Ａ））
は、上記の要因によるものである。この実施の形態は、
電源電圧の絶対値に対して逆の相関（電源電圧の絶対値
が大きいときは小となるような特性）を持つゲインを用
いてＰＷＭデューティを演算する（電流誤差をゲイン倍
してＰＷＭデューティとする）ことにより、自動的に電
源ゼロクロス近傍でのゲイン不足を解消し、電流制御周
波数の引下げを可能とするものである。
ス近傍で、所定のＰＷＭ変化量を与えた場合は、電流Ｉ
は変化しにくくなる。電流制御の制御周波数を低くした
場合の電圧ゼロクロス近傍の電流ひずみ（図６（Ａ））
は、上記の要因によるものである。この実施の形態は、
電源電圧の絶対値に対して逆の相関（電源電圧の絶対値
が大きいときは小となるような特性）を持つゲインを用
いてＰＷＭデューティを演算する（電流誤差をゲイン倍
してＰＷＭデューティとする）ことにより、自動的に電
源ゼロクロス近傍でのゲイン不足を解消し、電流制御周
波数の引下げを可能とするものである。
【００３２】次に、この実施の形態の動作を説明する。
電圧位相検出手段１０は電源電圧を検出し、現在の電圧
位相θ（ただし、電圧位相θは電源半波周期の繰返し位
相：０≦θ＜π）を出力する。正弦波作成手段１１は電
圧位相θに基づき、そのsinθを出力する。電圧制御手
段１３は直流電圧Ｖdcを検出し、目標直流電圧Ｖdc*と
の偏差から入力電流の振幅指令値を作成する。また、電
流検出器８は入力電流Ｉを検出する。
電圧位相検出手段１０は電源電圧を検出し、現在の電圧
位相θ（ただし、電圧位相θは電源半波周期の繰返し位
相：０≦θ＜π）を出力する。正弦波作成手段１１は電
圧位相θに基づき、そのsinθを出力する。電圧制御手
段１３は直流電圧Ｖdcを検出し、目標直流電圧Ｖdc*と
の偏差から入力電流の振幅指令値を作成する。また、電
流検出器８は入力電流Ｉを検出する。
【００３３】ゲイン調整部１２は現在の電圧位相θに基
づき電流制御ゲインＧainを演算する。また、乗算手段
１４は上記振幅指令値及びsinθを入力して入力電流指
令値Ｉ*を演算する。そして、電流制御手段１５は入力
電流Ｉ及び入力電流指令値Ｉ＊を入力してその偏差が零
となるようにＰＷＭデューティを制御する。ＰＷＭ手段
１６はＰＷＭデューティの情報を所定キャリア周波数の
スイッチング素子オン／オフタイミング信号（ＰＷＭ信
号）に変換してスイッチング素子５をオン／オフ制御す
る。
づき電流制御ゲインＧainを演算する。また、乗算手段
１４は上記振幅指令値及びsinθを入力して入力電流指
令値Ｉ*を演算する。そして、電流制御手段１５は入力
電流Ｉ及び入力電流指令値Ｉ＊を入力してその偏差が零
となるようにＰＷＭデューティを制御する。ＰＷＭ手段
１６はＰＷＭデューティの情報を所定キャリア周波数の
スイッチング素子オン／オフタイミング信号（ＰＷＭ信
号）に変換してスイッチング素子５をオン／オフ制御す
る。
【００３４】ここで、ゲイン調整部１２は、電圧位相θ
がπ／２近辺で最小、電圧位相θが零及びπで最大とな
るような電流制御ゲインＧａｉｎを出力する。以下に、
電流制御ゲインＧainの演算の一例を示す。 Ｇain←（Ｋ1−Ｋ2・sinθ）（Ｋ1，Ｋ2は定数、Ｋ1＞Ｋ2）・・・(2) また、電流制御手段１５では、ＰＷＭデューティは例え
ば(3)式のように制御される。 ＰＷＭduty←ΔＩ・Ｇain （ΔＩ＝Ｉ*−Ｉ） ・・・(3) 上記のように制御した場合、(1)式は下記のようにな
る。 Ｉ＝Ｃ1・Ｖ・sinθ[１−exp{−Ｃ2・ΔＩ・（Ｋ1−Ｋ2・sinθ）｝]・・・(4)
がπ／２近辺で最小、電圧位相θが零及びπで最大とな
るような電流制御ゲインＧａｉｎを出力する。以下に、
電流制御ゲインＧainの演算の一例を示す。 Ｇain←（Ｋ1−Ｋ2・sinθ）（Ｋ1，Ｋ2は定数、Ｋ1＞Ｋ2）・・・(2) また、電流制御手段１５では、ＰＷＭデューティは例え
ば(3)式のように制御される。 ＰＷＭduty←ΔＩ・Ｇain （ΔＩ＝Ｉ*−Ｉ） ・・・(3) 上記のように制御した場合、(1)式は下記のようにな
る。 Ｉ＝Ｃ1・Ｖ・sinθ[１−exp{−Ｃ2・ΔＩ・（Ｋ1−Ｋ2・sinθ）｝]・・・(4)
【００３５】(4)式において、前半項（Ｃ1・Ｖ・sin
θ）と後半項(大かっこ内)とで分けて電圧位相θの影響
を考える。前半項が小となる電圧位相θが零近傍の場合
は、後半項は大となり、前半項が大となる電圧位相θが
π／２近傍の場合は、後半項は小となるように制御され
る。すなわち、電流制御は入力電圧変化の外乱を自動的
に抑制するように作用することとなる。
θ）と後半項(大かっこ内)とで分けて電圧位相θの影響
を考える。前半項が小となる電圧位相θが零近傍の場合
は、後半項は大となり、前半項が大となる電圧位相θが
π／２近傍の場合は、後半項は小となるように制御され
る。すなわち、電流制御は入力電圧変化の外乱を自動的
に抑制するように作用することとなる。
【００３６】このときの電流制御ゲインＧain電流指令
値Ｉ*及び実電流値Ｉの変化を図３に示す。同図に示し
たように電圧位相θに同期して電流制御ゲインＧainが
変化するため、スイッチング素子５に低速の制御素子を
用いた場合でも、ゼロクロス付近でのひずみや、ピーク
付近での発振が生じることなく、入力電流を正弦波に制
御することが可能となる。このようにして、電流制御が
入力電圧位相の影響を受けにくくなるため、制御周波数
を下げることができ、安価な制御素子を使用することが
可能となる。
値Ｉ*及び実電流値Ｉの変化を図３に示す。同図に示し
たように電圧位相θに同期して電流制御ゲインＧainが
変化するため、スイッチング素子５に低速の制御素子を
用いた場合でも、ゼロクロス付近でのひずみや、ピーク
付近での発振が生じることなく、入力電流を正弦波に制
御することが可能となる。このようにして、電流制御が
入力電圧位相の影響を受けにくくなるため、制御周波数
を下げることができ、安価な制御素子を使用することが
可能となる。
【００３７】また、この実施の形態では、入力電圧半波
周期の位相情報、特に正弦関数に基づいて電流制御ゲイ
ンＧainを変化させ、正弦関数を電流指令値Ｉ*作成用の
手段と共用しているため、電流制御ゲインＧainを所望
の形に変化させるための専用手段を新設する必要がな
く、簡易にコンバータ制御手段９を構成することが可能
である。
周期の位相情報、特に正弦関数に基づいて電流制御ゲイ
ンＧainを変化させ、正弦関数を電流指令値Ｉ*作成用の
手段と共用しているため、電流制御ゲインＧainを所望
の形に変化させるための専用手段を新設する必要がな
く、簡易にコンバータ制御手段９を構成することが可能
である。
【００３８】実施の形態２．この実施の形態はこの発明
の第５発明の一実施の形態を示すものである。実施の形
態１では、電流制御ゲインＧainを変化させる基準信号
として正弦関数を用いるものとしたが、これに限るもの
ではなく、入力電圧信号自体を用いてもほぼ同様の効果
が得られる。なお、上記基準信号として入力電圧を用い
た場合、電源電圧の変動に対して安定した制御を実現で
きる。
の第５発明の一実施の形態を示すものである。実施の形
態１では、電流制御ゲインＧainを変化させる基準信号
として正弦関数を用いるものとしたが、これに限るもの
ではなく、入力電圧信号自体を用いてもほぼ同様の効果
が得られる。なお、上記基準信号として入力電圧を用い
た場合、電源電圧の変動に対して安定した制御を実現で
きる。
【００３９】実施の形態３．図４及び図５はこの発明の
第６〜第９及び第１１発明の一実施の形態を示す図で、
図４は全体構成図、図５は第１ＰＷＭデューティ、ＰＷ
Ｍデューティ基準パターン及び電流制御補償手段出力の
波形図である。
第６〜第９及び第１１発明の一実施の形態を示す図で、
図４は全体構成図、図５は第１ＰＷＭデューティ、ＰＷ
Ｍデューティ基準パターン及び電流制御補償手段出力の
波形図である。
【００４０】図４において、Ｄ1は電流制御手段１５か
ら出力される第１ＰＷＭデューティ、２１は電流制御補
償手段で、電圧位相検出手段１０に接続され第２ＰＷＭ
デューティＤ2を出力する演算手段２２と、電流制御手
段１５及び演算手段２２に接続された加算器２３で構成
され、加算器２３はＰＷＭ手段１６に接続されている。
上記以外は図１と同様である。ただし、ゲイン調整部１
２は設けられていない。
ら出力される第１ＰＷＭデューティ、２１は電流制御補
償手段で、電圧位相検出手段１０に接続され第２ＰＷＭ
デューティＤ2を出力する演算手段２２と、電流制御手
段１５及び演算手段２２に接続された加算器２３で構成
され、加算器２３はＰＷＭ手段１６に接続されている。
上記以外は図１と同様である。ただし、ゲイン調整部１
２は設けられていない。
【００４１】上記のように構成された交流−直流変換装
置による高力率制御の原理について説明する。この実施
の形態の基本的な動作原理は、正弦波の電流指令値Ｉ*
を作成し、検出された電流Ｉとの偏差を演算し、その偏
差が零となるように、スイッチング素子５のＰＷＭデュ
ーティを演算し、求められたＰＷＭデューティを基に、
スイッチング素子５をＰＷＭ制御し、昇圧チョッパ回路
の入力電流を制御するというものである。
置による高力率制御の原理について説明する。この実施
の形態の基本的な動作原理は、正弦波の電流指令値Ｉ*
を作成し、検出された電流Ｉとの偏差を演算し、その偏
差が零となるように、スイッチング素子５のＰＷＭデュ
ーティを演算し、求められたＰＷＭデューティを基に、
スイッチング素子５をＰＷＭ制御し、昇圧チョッパ回路
の入力電流を制御するというものである。
【００４２】昇圧チョッパ回路による入力電流制御につ
いては、図１で説明したとおりである。次にＰＷＭデュ
ーティを用いて、目標とする電流波形に入力電流を近づ
ける手段として用いられるＰＩ制御について説明する。
これは目標とする電流（正弦波）に対する実電流の偏差
（Ｉ*−Ｉ）を逐次演算し、偏差を所定ゲインの比例、
積分器へ入力し、その出力をＰＷＭデューティとして制
御するものである。
いては、図１で説明したとおりである。次にＰＷＭデュ
ーティを用いて、目標とする電流波形に入力電流を近づ
ける手段として用いられるＰＩ制御について説明する。
これは目標とする電流（正弦波）に対する実電流の偏差
（Ｉ*−Ｉ）を逐次演算し、偏差を所定ゲインの比例、
積分器へ入力し、その出力をＰＷＭデューティとして制
御するものである。
【００４３】ここで、上記ゲインを正の値とすると、比
例・積分器は電流偏差が正のとき（不足電流状態）に
は、ＰＷＭデューティは増加して電流が増加し、電流偏
差が負のとき（過電流状態）には、ＰＷＭデューティは
減少して電流が減少するように動作するため、ほぼ目標
電流に近づくことになる。ただし、電流の変化は、初期
電流値及び電圧位相にも依存するため、ＰＷＭデューテ
ィと電流変化の関係は、一般に非線形である。
例・積分器は電流偏差が正のとき（不足電流状態）に
は、ＰＷＭデューティは増加して電流が増加し、電流偏
差が負のとき（過電流状態）には、ＰＷＭデューティは
減少して電流が減少するように動作するため、ほぼ目標
電流に近づくことになる。ただし、電流の変化は、初期
電流値及び電圧位相にも依存するため、ＰＷＭデューテ
ィと電流変化の関係は、一般に非線形である。
【００４４】ここで、入力電流が連続、かつ力率１（入
力電圧と同位相の正弦波）に制御する場合、ＰＷＭデュ
ーティは、図５のように変化する必要があるが、ＰＩ制
御では、制御周期及びゲインで決定される所定の応答遅
れ及び上記のＰＷＭデューティと電流変化の関係の非線
形性が存在するため、ＰＷＭデューティが目標どおりに
変化せず、力率が所定値以上には向上できなくなる。こ
の実施の形態は、あらかじめ想定されるＰＷＭデューテ
ィをフィードフォワード的に出力する電流制御補償手段
２１を用いることにより、上記応答遅れによる力率の低
下を解消し、また、電流制御周波数の低下を可能にする
ものである。
力電圧と同位相の正弦波）に制御する場合、ＰＷＭデュ
ーティは、図５のように変化する必要があるが、ＰＩ制
御では、制御周期及びゲインで決定される所定の応答遅
れ及び上記のＰＷＭデューティと電流変化の関係の非線
形性が存在するため、ＰＷＭデューティが目標どおりに
変化せず、力率が所定値以上には向上できなくなる。こ
の実施の形態は、あらかじめ想定されるＰＷＭデューテ
ィをフィードフォワード的に出力する電流制御補償手段
２１を用いることにより、上記応答遅れによる力率の低
下を解消し、また、電流制御周波数の低下を可能にする
ものである。
【００４５】次に、この実施の形態の動作を説明する。
電圧位相検出手段１０は電源電圧を検出し、現在の電圧
位相θ（ただし、電圧位相θは電源半波周期の繰返し位
相：０≦θ＜π）を出力する。正弦波作成手段１１は、
電圧位相θに基づき、そのsinθを出力する。電圧制御
手段１３は直流電圧Ｖdcを検出し、目標直流電圧Ｖdc*
との偏差から入力電圧の振幅指令値を作成する。また、
電流検出器８は入力電流Ｉを検出する。
電圧位相検出手段１０は電源電圧を検出し、現在の電圧
位相θ（ただし、電圧位相θは電源半波周期の繰返し位
相：０≦θ＜π）を出力する。正弦波作成手段１１は、
電圧位相θに基づき、そのsinθを出力する。電圧制御
手段１３は直流電圧Ｖdcを検出し、目標直流電圧Ｖdc*
との偏差から入力電圧の振幅指令値を作成する。また、
電流検出器８は入力電流Ｉを検出する。
【００４６】乗算手段１４は上記振幅指令値及びsinθ
を入力して、入力電流指令値Ｉ*を演算する。そして、
電流制御手段１５は入力電流Ｉ及び入力電流指令値Ｉ*
を入力して、その偏差が零になるように第１ＰＷＭデュ
ーティＤ1を出力する。電流制御補償手段２１は、演算
手段２２で、現在の電圧位相θに基づき、第２ＰＷＭデ
ューティＤ2を求め、これを加算器２３で第１ＰＷＭデ
ューティＤ1と加算して、最終的なＰＷＭデューティを
出力する。
を入力して、入力電流指令値Ｉ*を演算する。そして、
電流制御手段１５は入力電流Ｉ及び入力電流指令値Ｉ*
を入力して、その偏差が零になるように第１ＰＷＭデュ
ーティＤ1を出力する。電流制御補償手段２１は、演算
手段２２で、現在の電圧位相θに基づき、第２ＰＷＭデ
ューティＤ2を求め、これを加算器２３で第１ＰＷＭデ
ューティＤ1と加算して、最終的なＰＷＭデューティを
出力する。
【００４７】ＰＷＭ手段１６は電流制御補償手段２１か
ら出力されるＰＷＭデューティの情報を所定キャリア周
波数雪スイッチング素子オン／オフタイミング信号（Ｐ
ＷＭ信号）に変換して、スイッチング素子５をオン／オ
フ制御する。ここで、電流制御補償手段２１は、図５に
示すような電圧位相θがπ／２近辺で最小、電圧位相θ
が零及びπで最大となるような、ＰＷＭデューティ基準
パターンＤ2(θ)を記憶している。以下にＰＷＭデュー
ティ基準パターンＤ2(θ)を作成するための関数の一例
を示す。
ら出力されるＰＷＭデューティの情報を所定キャリア周
波数雪スイッチング素子オン／オフタイミング信号（Ｐ
ＷＭ信号）に変換して、スイッチング素子５をオン／オ
フ制御する。ここで、電流制御補償手段２１は、図５に
示すような電圧位相θがπ／２近辺で最小、電圧位相θ
が零及びπで最大となるような、ＰＷＭデューティ基準
パターンＤ2(θ)を記憶している。以下にＰＷＭデュー
ティ基準パターンＤ2(θ)を作成するための関数の一例
を示す。
【００４８】 Ｄ2（θ）＝Ｙ1（Ｙ2−sinθ） ・・・(5) ここに、θ：電源電圧位相（０≦θ＜π） Ｄ2：第２ＰＷＭデューティ Ｙ1，Ｙ2：定数（Ｙ1，Ｙ2＞０） (5)式に示したような関数を用いて、ＰＷＭデューティ
基準パターンＤ2(θ)を作成する。なお、基準パターン
Ｄ2(θ)の記憶形式は、例えばｎ区分に等分割した電源
位相θ1〜θnにおけるＰＷＭデューティ基準パターンＤ
(θ1)〜Ｄ(θn)とする。
基準パターンＤ2(θ)を作成する。なお、基準パターン
Ｄ2(θ)の記憶形式は、例えばｎ区分に等分割した電源
位相θ1〜θnにおけるＰＷＭデューティ基準パターンＤ
(θ1)〜Ｄ(θn)とする。
【００４９】このとき、第２ＰＷＭデューティＤ2は電
圧位相θがπ／２近辺で小、零及びπ近辺で大となるよ
うな変化を示すことは明らかである。ここで、(5)式の
Ｙ1を適当な値に設定すると、所定の負荷でのＰＷＭデ
ューティの交流分と、第２ＰＷＭデューティＤ2の交流
分とを、ほぼ同等にすることができる。このとき、電流
制御手段１５の出力する第１ＰＷＭデューティＤ1の交
流成分が小さくなる。すなわち、電流制御手段１５の制
御ゲインを下げることが可能となり、安価な制御素子を
使用することが可能となる。
圧位相θがπ／２近辺で小、零及びπ近辺で大となるよ
うな変化を示すことは明らかである。ここで、(5)式の
Ｙ1を適当な値に設定すると、所定の負荷でのＰＷＭデ
ューティの交流分と、第２ＰＷＭデューティＤ2の交流
分とを、ほぼ同等にすることができる。このとき、電流
制御手段１５の出力する第１ＰＷＭデューティＤ1の交
流成分が小さくなる。すなわち、電流制御手段１５の制
御ゲインを下げることが可能となり、安価な制御素子を
使用することが可能となる。
【００５０】また、(5)式において、Ｋ2＝１／（√
２）、すなわち第２ＰＷＭデューティＤ2の電源半周期
間における時間積分が零となるように設定すると、コン
バータ起動時において、ＰＷＭデューティが急激に変化
しない。すなわち、起動時の過渡電流の発生を抑制する
ことが可能となる。
２）、すなわち第２ＰＷＭデューティＤ2の電源半周期
間における時間積分が零となるように設定すると、コン
バータ起動時において、ＰＷＭデューティが急激に変化
しない。すなわち、起動時の過渡電流の発生を抑制する
ことが可能となる。
【００５１】実施の形態４．図６はこの発明の第１０発
明の一実施の形態を示す全体構成図である。実施の形態
３では、第２ＰＷＭデューティＤ2を変化させる基準信
号として正弦関数を用いるものとしたが、これに限るも
のではなく、実施の形態４では、入力電圧自体を用いる
ようにしたものであり、電源電圧の変動に対して安定し
た制御を実現しようとするものである。
明の一実施の形態を示す全体構成図である。実施の形態
３では、第２ＰＷＭデューティＤ2を変化させる基準信
号として正弦関数を用いるものとしたが、これに限るも
のではなく、実施の形態４では、入力電圧自体を用いる
ようにしたものであり、電源電圧の変動に対して安定し
た制御を実現しようとするものである。
【００５２】図において、２５は制御素子２の出力側に
接続された電圧検出手段、２６は電圧検出手段２５に接
続された目標電流波形作成手段、２７は電流制御補償手
段で、電圧検出手段２５に接続された演算手段２８と、
電流制御手段１５及び演算手段２８に接続された加算器
２９で構成され、加算器２９はＰＷＭ手段１６に接続さ
れている。上記以外は図４と同様である。
接続された電圧検出手段、２６は電圧検出手段２５に接
続された目標電流波形作成手段、２７は電流制御補償手
段で、電圧検出手段２５に接続された演算手段２８と、
電流制御手段１５及び演算手段２８に接続された加算器
２９で構成され、加算器２９はＰＷＭ手段１６に接続さ
れている。上記以外は図４と同様である。
【００５３】次に、この実施の形態の動作を説明する。
電圧検出手段２５は、制御素子２で整流された入力電圧
｜Ｖ5｜（入力電圧Ｖｓの絶対値）を検出して出力す
る。目標電流波形作成手段２６は電圧検出手段２５の出
力｜Ｖs｜を所定倍して出力する。電流制御補償手段２
７は演算手段２８で電圧検出手段２５の出力｜Ｖs｜か
ら下記(6)式に基づいて第２ＰＷＭデューティＤ2を逐次
演算し、加算器２９で電流制御手段１５の出力と加算し
てＰＷＭ手段１６へ出力する。
電圧検出手段２５は、制御素子２で整流された入力電圧
｜Ｖ5｜（入力電圧Ｖｓの絶対値）を検出して出力す
る。目標電流波形作成手段２６は電圧検出手段２５の出
力｜Ｖs｜を所定倍して出力する。電流制御補償手段２
７は演算手段２８で電圧検出手段２５の出力｜Ｖs｜か
ら下記(6)式に基づいて第２ＰＷＭデューティＤ2を逐次
演算し、加算器２９で電流制御手段１５の出力と加算し
てＰＷＭ手段１６へ出力する。
【００５４】 Ｄ2＝Ｙ1−Ｙ2*｜Ｖs｜ ・・・(6) ここに、Ｙ1，Ｙ2：定数（Ｙ1，Ｙ2＞０） ここで、定数Ｙ1，Ｙ2を適当な値にすることにより、第
２ＰＷＭデューティＤ2を図５のＰＷＭデューティ基準
パターンとほぼ同等の波形にすることができ、実施の形
態３と同様の効果を得ることができる。
２ＰＷＭデューティＤ2を図５のＰＷＭデューティ基準
パターンとほぼ同等の波形にすることができ、実施の形
態３と同様の効果を得ることができる。
【００５５】なお、実施の形態３では、ＰＷＭデューテ
ィ基準パターンを電源位相θだけから作成したため、電
源電圧変動及びひずみに対する考慮が十分ではなかった
が、実施の形態４では、電源電圧変動及びひずみに対し
ても、良好に制御することが可能なものとなっている。
すなわち、電源電圧が低い場合は、第２ＰＷＭデューテ
ィＤ2は大となり、電源電圧が高い場合は、第２ＰＷＭ
デューティＤ2は小となるように動作し、電流制御手段
１５の出力を小さくすることができ、結果として電流を
安定して制御することが可能となる。
ィ基準パターンを電源位相θだけから作成したため、電
源電圧変動及びひずみに対する考慮が十分ではなかった
が、実施の形態４では、電源電圧変動及びひずみに対し
ても、良好に制御することが可能なものとなっている。
すなわち、電源電圧が低い場合は、第２ＰＷＭデューテ
ィＤ2は大となり、電源電圧が高い場合は、第２ＰＷＭ
デューティＤ2は小となるように動作し、電流制御手段
１５の出力を小さくすることができ、結果として電流を
安定して制御することが可能となる。
【００５６】なお、上記実施の形態では(6)式に基づき
第２ＰＷＭデューティＤ2を演算するものとしたが、こ
れに限るものではなく、例えば(7)式、又は(8)式のよう
な演算によっても、同様の第２ＰＷＭデューティＤ2が
得られる。 Ｄ2＝Ｙ1＋Ｙ2・１／｜Ｖs｜（｜Ｖs｜≫０） ・・・(7) Ｄ2＝１ （｜Ｖs｜≒０） ・・・(8)
第２ＰＷＭデューティＤ2を演算するものとしたが、こ
れに限るものではなく、例えば(7)式、又は(8)式のよう
な演算によっても、同様の第２ＰＷＭデューティＤ2が
得られる。 Ｄ2＝Ｙ1＋Ｙ2・１／｜Ｖs｜（｜Ｖs｜≫０） ・・・(7) Ｄ2＝１ （｜Ｖs｜≒０） ・・・(8)
【００５７】実施の形態５．この実施の形態はこの発明
の第１２発明の一実施の形態を示し、図４を流用する。
実施の形態３では、ＰＷＭデューティ基準パターンＤ
2(θ)は、あらかじめ求めた固定のデータを用いるもの
としたが、これに限るものではなく、各電圧位相におけ
る電流偏差ΔＩ（電流指令値Ｉ*−実電流Ｉ）に基づい
て修正されたデータを用いてもよい。下記(9)式による
修正手順の一例を示す。
の第１２発明の一実施の形態を示し、図４を流用する。
実施の形態３では、ＰＷＭデューティ基準パターンＤ
2(θ)は、あらかじめ求めた固定のデータを用いるもの
としたが、これに限るものではなく、各電圧位相におけ
る電流偏差ΔＩ（電流指令値Ｉ*−実電流Ｉ）に基づい
て修正されたデータを用いてもよい。下記(9)式による
修正手順の一例を示す。
【００５８】 Ｄ2(θ)new＝Ｄ2(θ)old＋Ｋd・Δ１(θ) ・・・(9) ここに、Ｄ2(θ)old：記憶されているＰＷＭデューティ
基準パターン Ｄ2(θ)new：更新されたＰＷＭデューティ基準パターン Ｋd：定数（ただし、Ｋd＞０） ΔＩ(θ)：電流偏差（Ｉ*−Ｉ） 電流電圧に変動やひずみが生じている場合、記憶されて
いるＰＷＭデューティ基準パターンと目標とするＰＷＭ
デューティ基準パターンの間に誤差が生じ、電流の制御
性が損われる。
基準パターン Ｄ2(θ)new：更新されたＰＷＭデューティ基準パターン Ｋd：定数（ただし、Ｋd＞０） ΔＩ(θ)：電流偏差（Ｉ*−Ｉ） 電流電圧に変動やひずみが生じている場合、記憶されて
いるＰＷＭデューティ基準パターンと目標とするＰＷＭ
デューティ基準パターンの間に誤差が生じ、電流の制御
性が損われる。
【００５９】このとき、電流制御手段１５の入力である
電流偏差（目標とする電流波形と実電流の差分）は大き
く変化するが、上記(7)式のように制御すると、ＰＷＭ
デューティ基準パターンＤ2(θ)は電流偏差ΔＩが正の
ときに増加し、負のときに減少して、それぞれ電流偏差
ΔＩを小さくするように作用するため、結果として電流
Ｉは電流指令値（正弦波）Ｉ*に次第に近づいて行くこ
とになる。すなわち、電流電圧に変動やひずみが生じて
も安定した制御が実現できる。
電流偏差（目標とする電流波形と実電流の差分）は大き
く変化するが、上記(7)式のように制御すると、ＰＷＭ
デューティ基準パターンＤ2(θ)は電流偏差ΔＩが正の
ときに増加し、負のときに減少して、それぞれ電流偏差
ΔＩを小さくするように作用するため、結果として電流
Ｉは電流指令値（正弦波）Ｉ*に次第に近づいて行くこ
とになる。すなわち、電流電圧に変動やひずみが生じて
も安定した制御が実現できる。
【００６０】実施の形態６．図７及び図８はこの発明の
第１３発明の一実施の形態を示す図で、図７は電流制御
手段のブロック線図、図８は非線形積分器の動作フロー
チャートである。なお、図８は図１０の電流制御手段１
５の内部に相当する。図において、３１は電流偏差ΔＩ
が入力される比例制御器、３２は電流偏差ΔＩが入力さ
れ、かつ比例制御器３１に接続された非線形積分器、３
３は比例制御器３１及び非線形積分器３２に接続された
加算器である。
第１３発明の一実施の形態を示す図で、図７は電流制御
手段のブロック線図、図８は非線形積分器の動作フロー
チャートである。なお、図８は図１０の電流制御手段１
５の内部に相当する。図において、３１は電流偏差ΔＩ
が入力される比例制御器、３２は電流偏差ΔＩが入力さ
れ、かつ比例制御器３１に接続された非線形積分器、３
３は比例制御器３１及び非線形積分器３２に接続された
加算器である。
【００６１】次に、この実施の形態の動作を説明する。
比例制御器３１は電流制御手段１５の入力（電流偏差）
ΔＩを入力し、所定ゲインｋｐ倍して出力する。非線形
積分器３２は比例制御器３１の出力Ｄpと電流偏差ΔＩ
を入力し、積分値Ｄiを出力する。加算器３３は比例制
御器出力Ｄpと積分値出力Ｄiを加算してＰＷＭデューテ
ィを出力する。
比例制御器３１は電流制御手段１５の入力（電流偏差）
ΔＩを入力し、所定ゲインｋｐ倍して出力する。非線形
積分器３２は比例制御器３１の出力Ｄpと電流偏差ΔＩ
を入力し、積分値Ｄiを出力する。加算器３３は比例制
御器出力Ｄpと積分値出力Ｄiを加算してＰＷＭデューテ
ィを出力する。
【００６２】次に、非線形積分器３２の動作を図８を参
照して説明する。まず、ステップＳ１で電流偏差ΔＩを
下記(10)式により積分する ．
照して説明する。まず、ステップＳ１で電流偏差ΔＩを
下記(10)式により積分する ．
【００６３】 Ｄi tmp←Ｄi old＋Ｋi・ΔＩ ・・・(10) ここに、Ｄi tmp：仮の積分器出力 Ｄi old：積分器出力Ｄiの前回演算値 Ｋi：制御ゲイン 次に、(8)式で求められた仮の積分器出力Ｄi tmpが所定
範囲内（−Ｄp≦Ｄi tmp≦（１−Ｄp））であるかを判
断する。まず、ステップＳ２で積分器出力Ｄi tmpが
（１−Ｄp）よりも大であるかを判断し、（１−Ｄp）よ
りも大であればステップＳ３で積分器出力Ｄiを（１−
Ｄp）に設定する。
範囲内（−Ｄp≦Ｄi tmp≦（１−Ｄp））であるかを判
断する。まず、ステップＳ２で積分器出力Ｄi tmpが
（１−Ｄp）よりも大であるかを判断し、（１−Ｄp）よ
りも大であればステップＳ３で積分器出力Ｄiを（１−
Ｄp）に設定する。
【００６４】（１−Ｄp）以下であればステップＳ４へ
進み、積分器出力Ｄiが（−Ｄp）未満であるかを判断
し、（−Ｄp）未満であればステップＳ５で積分器出力
Ｄiを（−Ｄp）に設定し、（−Ｄp）以上であればステ
ップＳ６で積分器出力ＤiをＤi tmpをに設定する。非線
形積分器３２が概略上記のような動作をすることによ
り、電流制御手段１５の出力（ＰＷＭデューティ）は零
から１の範囲となり、かつ積分値が過小及び過大になら
ないように制御される。すなわち、過大な電流偏差ΔＩ
が入力されても、良好に制御することが可能である。
進み、積分器出力Ｄiが（−Ｄp）未満であるかを判断
し、（−Ｄp）未満であればステップＳ５で積分器出力
Ｄiを（−Ｄp）に設定し、（−Ｄp）以上であればステ
ップＳ６で積分器出力ＤiをＤi tmpをに設定する。非線
形積分器３２が概略上記のような動作をすることによ
り、電流制御手段１５の出力（ＰＷＭデューティ）は零
から１の範囲となり、かつ積分値が過小及び過大になら
ないように制御される。すなわち、過大な電流偏差ΔＩ
が入力されても、良好に制御することが可能である。
【００６５】なお、入力電圧のゼロクロス近傍の位相に
おける電流制御が困難である昇圧チョッパ形の回路（図
４）に適用するのに、更に望ましいものとなる。
おける電流制御が困難である昇圧チョッパ形の回路（図
４）に適用するのに、更に望ましいものとなる。
【００６６】実施の形態７．図９はこの発明の第１４発
明の一実施の形態を示す電流制御手段のブロック線図で
あり、図４の電流制御手段１５の内部に相当する。実施
の形態６では、電流制御が比例制御と非線形積分制御で
実現される場合について説明したが、電流制御補償手段
２１を含めた制御系においても実現可能である。
明の一実施の形態を示す電流制御手段のブロック線図で
あり、図４の電流制御手段１５の内部に相当する。実施
の形態６では、電流制御が比例制御と非線形積分制御で
実現される場合について説明したが、電流制御補償手段
２１を含めた制御系においても実現可能である。
【００６７】図９は図７に対して加算器３４を追加し、
比例制御器３１の出力Ｄpと、電流制御補償手段２１の
第２ＰＷＭデューティＤ2とを加算して非線形積分器３
２へ入力するようにしている。上記のように構成すれ
ば、電流制御手段１５の出力ＰＷＭデューティは零から
１の範囲となり、かつ積分値が過小及び過大にならない
ように制御することが可能である。
比例制御器３１の出力Ｄpと、電流制御補償手段２１の
第２ＰＷＭデューティＤ2とを加算して非線形積分器３
２へ入力するようにしている。上記のように構成すれ
ば、電流制御手段１５の出力ＰＷＭデューティは零から
１の範囲となり、かつ積分値が過小及び過大にならない
ように制御することが可能である。
【００６８】上記各実施の形態では、各部材２〜６は図
１に示すように配置されるものとしたが、リアクトル３
を制御素子２の入力側に挿入してもよく、電流検出器８
を制御素子２の入力側に挿入してもよく、また、電圧位
相検出手段１０を制御素子２の出力側に挿入してもよい
ことは明白である。
１に示すように配置されるものとしたが、リアクトル３
を制御素子２の入力側に挿入してもよく、電流検出器８
を制御素子２の入力側に挿入してもよく、また、電圧位
相検出手段１０を制御素子２の出力側に挿入してもよい
ことは明白である。
【００６９】
【発明の効果】以上説明したとおり、この発明の第１発
明では、交流電源の位相に応じて変化する電流制御ゲイ
ンを出力し、この電流制御ゲインに応じたＰＷＭ信号に
よりスイッチング素子をオン／オフ制御して電流を制御
するようにしたため、電流制御が入力電圧位相の影響を
受けにくくなり、制御周波数を長くすることができ、安
価な制御素子を使用することができる。
明では、交流電源の位相に応じて変化する電流制御ゲイ
ンを出力し、この電流制御ゲインに応じたＰＷＭ信号に
よりスイッチング素子をオン／オフ制御して電流を制御
するようにしたため、電流制御が入力電圧位相の影響を
受けにくくなり、制御周波数を長くすることができ、安
価な制御素子を使用することができる。
【００７０】また、第２発明では、交流電源に絶対値が
零近傍となるタイミングでは大、ピーク近傍となるタイ
ミングでは小となる電流制御ゲインを出力し、電流偏差
と電流制御ゲインに基づいてスイッチング素子のオン／
オフ時間比率を演算して、スイッチング素子を制御して
電流を制御するようにしたため、第１発明と同様の効果
がある。
零近傍となるタイミングでは大、ピーク近傍となるタイ
ミングでは小となる電流制御ゲインを出力し、電流偏差
と電流制御ゲインに基づいてスイッチング素子のオン／
オフ時間比率を演算して、スイッチング素子を制御して
電流を制御するようにしたため、第１発明と同様の効果
がある。
【００７１】また、第３発明では、入力電圧半波周期の
位相情報に基づいて電流制御ゲインを演算するようにし
たため、第２発明の効果に加えて、ゲイン調整のための
専用手段を新設する必要がなく、簡易に装置を構成する
ことができる。
位相情報に基づいて電流制御ゲインを演算するようにし
たため、第２発明の効果に加えて、ゲイン調整のための
専用手段を新設する必要がなく、簡易に装置を構成する
ことができる。
【００７２】また、第４発明では、入力電圧半波周期の
位相の正弦関数に基づいて電流制御ゲインを演算するよ
うにしたため、第２発明の効果に加えて、電流制御ゲイ
ンの変化パターンを新設する必要がなく、簡易に装置を
構成することができる。
位相の正弦関数に基づいて電流制御ゲインを演算するよ
うにしたため、第２発明の効果に加えて、電流制御ゲイ
ンの変化パターンを新設する必要がなく、簡易に装置を
構成することができる。
【００７３】また、第５発明では、入力電圧の絶対値に
基づいて電流制御ゲインを演算するようにしたため、第
２発明の効果に加えて、電源電圧の変動に対して安定し
た制御を実現することができる。
基づいて電流制御ゲインを演算するようにしたため、第
２発明の効果に加えて、電源電圧の変動に対して安定し
た制御を実現することができる。
【００７４】また、第６発明では、電流制御ゲインに応
じた第１パルス幅変調デューティと、交流電源の周期で
変化するパルス幅変調デューティ基準パターンとを加算
してパルス幅変調デューティを出力し、第７発明では、
パルス幅変調デューティ基準パターンを、交流電圧が高
い位相で小さく、低い位相で大きくなるパターンとした
ため、電流制御が入力電圧位相の影響を受けにくくな
り、制御周期を長くすることができ、安価な制御素子を
使用することができる。
じた第１パルス幅変調デューティと、交流電源の周期で
変化するパルス幅変調デューティ基準パターンとを加算
してパルス幅変調デューティを出力し、第７発明では、
パルス幅変調デューティ基準パターンを、交流電圧が高
い位相で小さく、低い位相で大きくなるパターンとした
ため、電流制御が入力電圧位相の影響を受けにくくな
り、制御周期を長くすることができ、安価な制御素子を
使用することができる。
【００７５】また、第８発明では、パルス幅変調デュー
ティ基準パターンを、交流電源電圧周期間における時間
積分値が零となるパターンとしたため、起動時の過渡特
性を良好にすることができる。
ティ基準パターンを、交流電源電圧周期間における時間
積分値が零となるパターンとしたため、起動時の過渡特
性を良好にすることができる。
【００７６】また、第９発明では、パルス幅変調デュー
ティ基準パターンを、交流電源電圧に同期した正弦関数
を用いて作成し、第１０発明では、交流電源電圧を用い
て作成するようにしたため、パルス幅変調基準パターン
を記憶する必要がなく、メモリを節約することができ
る。
ティ基準パターンを、交流電源電圧に同期した正弦関数
を用いて作成し、第１０発明では、交流電源電圧を用い
て作成するようにしたため、パルス幅変調基準パターン
を記憶する必要がなく、メモリを節約することができ
る。
【００７７】また、第１１発明では、パルス幅変調デュ
ーティ基準パターンを、データ列として記憶装置にあら
かじめ記憶させておくようにしたため、電流制御の制御
周期を長くすることができ、安価な制御素子を使用する
ことができる。
ーティ基準パターンを、データ列として記憶装置にあら
かじめ記憶させておくようにしたため、電流制御の制御
周期を長くすることができ、安価な制御素子を使用する
ことができる。
【００７８】また、第１２発明では、記憶装置に記憶さ
れたパルス幅変調デューティ基準パターンを、各電源位
相における電流指令値と実電流値との偏差に基づいて更
新するようにしたため、電源電圧のひずみ、リアクタ
値、電源インピーダンスのばらつきなどがある場合で
も、良好に電流を制御することができる。
れたパルス幅変調デューティ基準パターンを、各電源位
相における電流指令値と実電流値との偏差に基づいて更
新するようにしたため、電源電圧のひずみ、リアクタ
値、電源インピーダンスのばらつきなどがある場合で
も、良好に電流を制御することができる。
【００７９】また、第１３発明では、パルス幅変調デュ
ーティを出力する電流制御手段としてＰＩ制御器を用
い、パルス幅変調デューティが零から１の範囲となるよ
うに積分値を制御し、第１４発明では、電流制御ゲイン
に応じた第１パルス幅変調デューティと、交流電源の周
期で変化するパルス幅変調デューティ基準パターンとを
加算した値が零から１の範囲となるように積分値を制御
するようにしたため、積分器の積分値が過大に蓄積され
ることはなく、電流の制御性を向上することができる。
ーティを出力する電流制御手段としてＰＩ制御器を用
い、パルス幅変調デューティが零から１の範囲となるよ
うに積分値を制御し、第１４発明では、電流制御ゲイン
に応じた第１パルス幅変調デューティと、交流電源の周
期で変化するパルス幅変調デューティ基準パターンとを
加算した値が零から１の範囲となるように積分値を制御
するようにしたため、積分器の積分値が過大に蓄積され
ることはなく、電流の制御性を向上することができる。
【図１】 この発明の実施の形態１を示す全体構成図。
【図２】 図１のゲイン調整部及び電流制御手段のブロ
ック線図。
ック線図。
【図３】 この発明の実施の形態１を示す入力電流及び
電流制御ゲイン波形図。
電流制御ゲイン波形図。
【図４】 この発明の実施の形態３を示す全体構成図。
【図５】 図４の各部信号波形図。
【図６】 この発明の実施の形態４を示す全体構成図。
【図７】 この発明の実施の形態４を示す電流制御手段
のブロック線図。
のブロック線図。
【図８】 図７の非線形積分器の動作フローチャート。
【図９】 この発明の実施の形態７を示す電流制御手段
のブロック線図。
のブロック線図。
【図１０】 従来の交流−直流変換装置を示す全体構成
図。
図。
【図１１】 従来装置における正弦波電流制御時の電流
及びＰＷＭデューティ波形図。
及びＰＷＭデューティ波形図。
【図１２】 従来装置における電流制御ゲイン波形図
で、（Ａ）は不足ゲイン時、（Ｂ）は過大ゲイン時。
で、（Ａ）は不足ゲイン時、（Ｂ）は過大ゲイン時。
１ 交流電源、２ 整流素子、３ リアクトル、４ 逆
流阻止ダイオード、５ スイッチング素子、６ 平滑コ
ンデンサ、７ 負荷、８ 電流検出器、１０電圧位相検
出手段、１１ 正弦波作成手段、１２ ゲイン調整部、
１３電圧制御手段、１４ 乗算手段、１５ 電源制御手
段、１６ ＰＷＭ手段、２１ 電流制御補償手段、２５
電圧検出手段、２７ 電流制御補償手段、３１ 比例
制御器、３２ 非線形積分器、３３，３４ 加算器、θ
電圧位相、Ｉ* 電流指令値、Ｉ 実電流値、Ｄ1 第
１ＰＷＭデューティ、Ｄ2(θ) ＰＷＭデューティ基準
パターン、Ｄ2 ＰＷＭデューティ。
流阻止ダイオード、５ スイッチング素子、６ 平滑コ
ンデンサ、７ 負荷、８ 電流検出器、１０電圧位相検
出手段、１１ 正弦波作成手段、１２ ゲイン調整部、
１３電圧制御手段、１４ 乗算手段、１５ 電源制御手
段、１６ ＰＷＭ手段、２１ 電流制御補償手段、２５
電圧検出手段、２７ 電流制御補償手段、３１ 比例
制御器、３２ 非線形積分器、３３，３４ 加算器、θ
電圧位相、Ｉ* 電流指令値、Ｉ 実電流値、Ｄ1 第
１ＰＷＭデューティ、Ｄ2(θ) ＰＷＭデューティ基準
パターン、Ｄ2 ＰＷＭデューティ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 篠本 洋介 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 本木 崇弘 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 望月 昌二 東京都千代田区大手町二丁目６番２号 三 菱電機エンジニアリング株式会社内
Claims (14)
- 【請求項１】 交流電源を整流素子で直流に変換し、こ
れをリアクトル、逆流阻止ダイオード、平滑コンデンサ
及びスイッチング素子からなる昇圧チョッパ回路を介し
て負荷に供給し、電流制御ゲインに応じたパルス幅変調
信号により上記スイッチング素子をオン／オフ制御して
上記負荷に流れる電流を制御する装置において、上記交
流電源の位相に応じて変化する上記電流制御ゲインを出
力するゲイン調整部を備えたことを特徴とする交流−直
流変換装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流素子と、この整
流素子の入力側又は出力側に挿入されたリアクトルと、
上記整流素子及びリアクトルの出力側に接続されたスイ
ッチング素子と、このスイッチング素子の出力側に挿入
された逆流阻止ダイオードと、この逆流阻止ダイオード
の出力側に接続された平滑コンデンサと、上記整流素子
の入力側又は出力側に流れる入力電流を検出し所定の電
流指令値と上記入力電流との電流偏差に基づいて上記入
力電流が正弦波状になるように、電流制御ゲインに応じ
たパルス幅変調信号により上記スイッチング素子をオン
／オフ制御する装置において、上記交流電源の絶対値が
零近傍となるタイミングでは大、ピーク近傍となるタイ
ミングでは小となる上記電流制御ゲインを出力するゲイ
ン調整部と、上記電流偏差と上記電流制御ゲインに基づ
いて上記スイッチング素子のオン／オフ時間比率を演算
する電流制御手段とを備えたことを特徴とする交流−直
流変換装置。 - 【請求項３】 ゲイン調整部を、入力電圧半波周期の位
相情報に基づいて電流制御ゲインを演算するように構成
したことを特徴とする請求項２記載の交流−直流変換装
置。 - 【請求項４】 ゲイン調整部を、入力電圧半波周期の位
相の正弦関数に基づいて電流制御ゲインを演算するよう
に構成したことを特徴とする請求項２又は請求項３記載
の交流−直流変換装置。 - 【請求項５】 ゲイン調整部を、入力電圧の絶対値に基
づいて電流制御ゲインを演算するように構成したことを
特徴とする請求項２記載の交流−直流変換装置。 - 【請求項６】 交流電源を整流素子で直流に変換し、こ
れをリアクトル、逆流阻止ダイオード、平滑コンデンサ
及びスイッチング素子からなる昇圧チョッパ回路を介し
て負荷に供給し、電流制御ゲインに応じたパルス幅変調
デューティにより上記スイッチング素子をパルス幅変調
制御して上記交流電源からの入力電流をフィードバック
制御する装置において、上記電流制御ゲインに応じた第
１パルス幅変調デューティと、上記交流電源の周期で変
化するパルス幅変調デューティ基準パターンとを加算し
て上記パルス幅変調デューティを出力する電流制御補償
手段を備えたことを特徴とする交流−直流変換装置。 - 【請求項７】 パルス幅変調デューティ基準パターン
は、交流電圧が高い位相で小さく、上記交流電圧が低い
位相で大きくなるパターンとしたことを特徴とする請求
項６記載の交流−直流変換装置。 - 【請求項８】 パルス幅変調デューティ基準パターン
は、交流電源電圧周期間における時間積分値が零となる
パターンとしたことを特徴とする請求項６記載の交流−
直流変換装置。 - 【請求項９】 パルス幅変調デューティ基準パターン
は、交流電源電圧に同期した正弦関数を用いて作成され
ることを特徴とする請求項６記載の交流−直流変換装
置。 - 【請求項１０】 パルス幅変調デューティ基準パターン
は、交流電源電圧を用いて作成されることを特徴とする
請求項６記載の交流−直流変換装置。 - 【請求項１１】 パルス幅変調デューティ基準パターン
は、データ列として記憶装置にあらかじめ記憶させてお
くものとしたことを特徴とする請求項６記載の交流−直
流変換装置。 - 【請求項１２】 記憶装置に記憶されたパルス幅変調デ
ューティ基準パターンを、各電源位相における電流指令
値と実電流値との偏差に基づいて更新するものとしたこ
とを特徴とする請求項１１記載の交流−直流変換装置。 - 【請求項１３】 交流電源を整流素子で直流に変換し、
これをリアクトル、逆流阻止ダイオード、平滑コンデン
サ及びスイッチング素子からなる昇圧チョッパ回路を介
して負荷に供給し、電流制御ゲインに応じたパルス幅変
調デューティにより上記スイッチング素子をパルス幅変
調制御して上記交流電源からの入力電流をフィードバッ
ク制御する装置において、上記入力電流をフィードバッ
クして上記パルス幅変調デューティを出力する電流制御
手段として、上記パルス幅変調デューティが零から１の
範囲となるように積分値を制御するＰＩ制御器を用いた
ことを特徴とする交流−直流変換装置。 - 【請求項１４】 交流電源からの入力電流をフィードバ
ックして制御する電流制御手段として、上記電流制御ゲ
インに応じた第１パルス幅変調デューティと、上記交流
電源の周期で変化するパルス幅変調デューティ基準パタ
ーンとを加算した値が零から１の範囲となるように積分
値を制御するＰＩ制御器を設けたことを特徴とする請求
項６記載の交流−直流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21727697A JPH10327576A (ja) | 1997-03-21 | 1997-08-12 | 交流−直流変換装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6805897 | 1997-03-21 | ||
| JP9-68058 | 1997-03-21 | ||
| JP21727697A JPH10327576A (ja) | 1997-03-21 | 1997-08-12 | 交流−直流変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10327576A true JPH10327576A (ja) | 1998-12-08 |
Family
ID=26409299
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21727697A Pending JPH10327576A (ja) | 1997-03-21 | 1997-08-12 | 交流−直流変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10327576A (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6775524B2 (en) | 1999-05-21 | 2004-08-10 | Fujitsu Limited | Signal transmitting apparatus |
| JP2009118571A (ja) * | 2007-11-02 | 2009-05-28 | Toyota Industries Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2010123356A (ja) * | 2008-11-19 | 2010-06-03 | Hitachi Appliances Inc | 高周波加熱装置 |
| JP2010206868A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-16 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 交流電動機の駆動装置 |
| JP2010273490A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Panasonic Corp | 直流電源装置 |
| JP2012222911A (ja) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Nippon Soken Inc | 力率改善装置 |
| JP2013188004A (ja) * | 2012-03-07 | 2013-09-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| KR20150074755A (ko) * | 2013-12-24 | 2015-07-02 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기 |
| JP2016063618A (ja) * | 2014-09-18 | 2016-04-25 | 東芝ライテック株式会社 | 電源装置 |
| WO2017064816A1 (ja) * | 2015-10-16 | 2017-04-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、および、それを備えた冷凍サイクル装置 |
| KR20170142110A (ko) * | 2016-06-16 | 2017-12-27 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | 전압 제어 시스템, 연료 전지 시스템 및 전압 제어 시스템의 제어 방법 |
| JPWO2017056298A1 (ja) * | 2015-10-01 | 2018-02-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置 |
| WO2019155539A1 (ja) * | 2018-02-07 | 2019-08-15 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器 |
-
1997
- 1997-08-12 JP JP21727697A patent/JPH10327576A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6775524B2 (en) | 1999-05-21 | 2004-08-10 | Fujitsu Limited | Signal transmitting apparatus |
| JP2009118571A (ja) * | 2007-11-02 | 2009-05-28 | Toyota Industries Corp | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2010123356A (ja) * | 2008-11-19 | 2010-06-03 | Hitachi Appliances Inc | 高周波加熱装置 |
| JP2010206868A (ja) * | 2009-02-27 | 2010-09-16 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 交流電動機の駆動装置 |
| JP2010273490A (ja) * | 2009-05-25 | 2010-12-02 | Panasonic Corp | 直流電源装置 |
| JP2012222911A (ja) * | 2011-04-06 | 2012-11-12 | Nippon Soken Inc | 力率改善装置 |
| JP2013188004A (ja) * | 2012-03-07 | 2013-09-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| KR20150074755A (ko) * | 2013-12-24 | 2015-07-02 | 엘지전자 주식회사 | 모터 구동장치 및 이를 구비하는 공기조화기 |
| JP2016063618A (ja) * | 2014-09-18 | 2016-04-25 | 東芝ライテック株式会社 | 電源装置 |
| JPWO2017056298A1 (ja) * | 2015-10-01 | 2018-02-08 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置及びこれを用いた空気調和装置 |
| WO2017064816A1 (ja) * | 2015-10-16 | 2017-04-20 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、および、それを備えた冷凍サイクル装置 |
| JPWO2017064816A1 (ja) * | 2015-10-16 | 2018-04-26 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、および、それを備えた冷凍サイクル装置 |
| KR20170142110A (ko) * | 2016-06-16 | 2017-12-27 | 도요타지도샤가부시키가이샤 | 전압 제어 시스템, 연료 전지 시스템 및 전압 제어 시스템의 제어 방법 |
| WO2019155539A1 (ja) * | 2018-02-07 | 2019-08-15 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器 |
| JPWO2019155539A1 (ja) * | 2018-02-07 | 2021-01-14 | 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社 | 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器 |
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