JPWO2019155539A1 - 電力変換装置、並びにそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１）が、交流電源（２）からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行い、リアクタ（４）を介して交流電源を短絡する短絡回路（６）を備え、短絡回路（６）をスイッチングすることにより昇圧動作を行う電力変換回路部と、短絡回路（６）の通流率を、交流電源（２）の電源電圧およびリアクタ（４）の電圧に応じて設定する制御部（１０）と、を備える。

Description

本発明は、交流電力と直流電力の間における電力変換を行う電力変換装置、並びに、電力変換装置を用いるモータ駆動装置、および空気調和機などの冷凍機器に関する。

近年、空気調和機などの電動力応用機器を駆動するために、スイッチング素子によって電力変換を行う電力変換装置が用いられる。商用交流電源などの交流電源における交流電力と、直流電源や負荷における直流電力との間で電力変換を行う電力変換装置に対しては、効率向上や高調波低減のために、交流電源側の電流波形の歪を低減することが要求される。

昇圧動作を行う電力変換装置では、昇圧動作のためのスイッチング素子のスイッチング駆動を制御することにより、電流波形の歪を低減する。電流波形の歪を低減する従来技術として、特許文献１および特許文献２に記載の技術が知られている。

特許文献１に記載の技術では、高周波トランスの一次側に接続される発振回路における半導体スイッチング素子を交流電源電流に応じて制御し、高周波トランスの出力が、全波整流回路および波形の正負変換回路を順次介して、交流電源に接続される。これにより、正弦波の交流電源電流の波形が得られる。さらに、交流電源電流の零点付近で正負変換回路を構成するスイッチング素子の駆動を停止することにより、零電流付近での交流電源電流の波形の歪が抑えられる。

特許文献２に記載の技術では、昇圧チョッパ回路におけるスイッチング素子の通流率信号を交流電源電流の瞬時値と昇圧比に応じて設定する。これにより、基準波形を生成しなくても、交流電源電流が正弦波化される。

特開２０００−１８８８７６号公報 特開２００９−２０７２８２号公報

特許文献１に記載の技術では、正負変換回路のスイッチング素子の駆動の停止が、発振回路の半導体スイッチング素子の動作に外乱を加えることになるため、交流電源電流波形に予期せぬ高調波成分が発生する。

また、特許文献２に記載の技術では、交流電源電流の瞬時値が用いられるため、スイッチング周波数によっては制御が不安定になる場合がある。

そこで、本発明は、交流電源電流の波形歪を安定に低減して正弦波化できる電力変換装置およびそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行うものであって、リアクタを介して交流電源を短絡する短絡回路を備え、短絡回路をスイッチングすることにより昇圧動作を行う電力変換回路部と、短絡回路の通流率を、交流電源の電源電圧およびリアクタの電圧に応じて設定する制御部と、を備える。

また、上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行うものであって、半導体スイッチング素子と、半導体スイッチング素子をオンするとエネルギーが蓄積されるリアクタと、を有し、半導体スイッチング素子をスイッチングすることにより昇圧動作を行う電力変換回路部と、半導体スイッチング素子の通流率を正弦波に応じて設定する制御部と、を備え、さらに、交流電源の電源電流の零電流付近で、半導体スイッチング素子のスイッチングを停止する手段を備え、正弦波は、基本波成分と高次成分とを含む。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ駆動装置は、電力変換装置によってモータを駆動するものであって、電力変換装置は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行い、リアクタを介して交流電源を短絡する短絡回路を備え、短絡回路をスイッチングすることにより昇圧動作を行う第１の電力変換回路部と、短絡回路の通流率を、交流電源の電源電圧およびリアクタの電圧に応じて設定する制御部と、直流電力を、可変電圧かつ可変周波数の交流電力に変換する第２の電力変換回路部と、を備える。

上記課題を解決するために、本発明による冷凍機器は、熱交換器と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、熱交換器への送風を行うファンと、圧縮機またはファンを駆動するモータと、モータを駆動するモータ駆動装置と、を備えるものであって、モータ駆動装置は、上記本発明によるモータ駆動装置である。

本発明によれば、交流電源電流の波形歪を安定に低減して正弦波化できるので、電力変換装置およびそれを用いたモータ駆動装置および冷凍機器が発生する高調波を安定に抑制することができる。

本発明の一実施形態である電力変換装置の回路構成を示す。 電源電流波形の一例を示す。 電源電流指令値に三次成分を加えた場合の電源電流の波形例を示す。 電源電流指令値に三次成分を加えた場合の電源電流の波形例を示す。 実施例１である電力変換装置の回路構成を示す。 実施例２であるモータ駆動装置の回路構成を示す。 実施例３である冷凍機器の構成図である。

以下、本発明の実施形態について、図１〜４を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施形態である電力変換装置の回路構成を示す。

図１に示すように、電力変換装置１の電力変換回路部（主回路部）は、整流素子３ａ〜３ｄによって構成されて、交流電源２から供給される交流電力を整流する整流回路を備える。なお、本実施形態では、整流素子３ａ〜３ｄをダイオードとしている。交流電源２は、電力変換装置１において、リアクタ４を介して、整流回路の交流入力に接続される。また、交流入力間には、交流入力を短絡し、交流電源２からリアクタ４を介して流れる短絡電流を制御する短絡回路６が接続される。整流回路の直流出力には、整流回路の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ５が接続される。

電力変換装置１は、交流電源２から入力する交流電源電流（以下、「電源電流」と記す）を検出する交流電源電流検出器７と、交流電源２から入力する交流電源電圧を検出する交流電源電圧検出器８と、整流回路の直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出器９を備える。短絡回路制御部１０は、交流電源電流検出器７の検出電流と、交流電源電圧検出器８および直流出力電圧検出器９の各検出電圧に基づいて、短絡回路６に対する短絡指令信号１０Ａを作成して出力する。パルスオフ制御部１１は、短絡指令信号１０Ａを停止するか否かを判定し、判定結果に応じて短絡指令信号１０Ａを修正し、修正された短絡指令信号１１Ａを出力する。なお、短絡回路６は、交流電源電圧の正負に応じて、双方向の電流をオン・オフ制御できる。

次に、本実施形態の動作について説明する。

図１に示す電力変換装置１は、短絡回路６をスイッチング（オン・オフ）駆動することによって、昇圧動作を行う。

短絡回路６がオンすると、交流電源２がリアクタ４を介して短絡されるので、交流電源２と短絡回路６およびリアクタ４を含む閉回路に、電源電流が流れる。この時、リアクタ４に、交流電源２からの電力すなわち電気エネルギーが、磁気エネルギーとして蓄積される。次に、短絡回路６がオフすると、交流電源２、整流回路、平滑コンデンサ５、リアクタ４を含む経路で電源電流が流れ、リアクタ４に蓄積されたエネルギーが、整流回路を介して平滑コンデンサ５側へ放出される。この時、リアクタ４に、リアクタに流れる電源電流の時間変化に比例した誘起電圧が発生するため、交流電源２の電圧振幅よりも大きな直流電圧が整流回路から出力される。

短絡回路６のオフ時に、電力変換装置１の交流側に流れる電源電流の方向は、短絡回路６のオン時に流れていた電源電流の方向すなわち交流電源２の電圧の正負に応じて変わるが、ダイオードブリッジからなる整流回路（全波整流回路）によって、直流側すなわち平滑コンデンサには一方向（図中、上から下へ向かう方向）に流れる。これにより、平滑コンデンサ５は、交流電源２の電圧振幅よりも大きな直流電圧で、充電される。

電力変換装置１の直流出力電圧の大きさは、短絡回路６がＯＮしているときの通流率（デューティー）を制御することにより、所定値に制御される。ここで、短絡回路制御部１０は、通流率に応じた指令信号を作成し、指令信号とキャリア信号（三角波やのこぎり波など）を比較するパルス幅変調（ＰＷＭ）により、指令信号が示す通流率を有するパルス信号である短絡指令信号１０Ａを作成する。

上記のような短絡回路６のオン・オフ動作を考慮すると、図１の回路構成に関する回路方程式は、近似的に、式（１）で表される。

式（１）において、「ｄ」は短絡回路６がＯＮしているときの通流率（デューティー）であり、「ｉ_ｓ」は：電源電流の瞬時値［Ａ］であり、「Ｌ」はリアクタ４のインダクタンス値［Ｈ］であり、「ｖ_ｓ」は交流電源２の電源電圧の瞬時値［Ｖ］であり、「Ｅ_ｄ」は平滑コンデンサ５の両端の電圧すなわち直流出力電圧［Ｖ］であり、「ΔＥ_ｄ」は直流出力電圧の変動成分［Ｖ］である。

なお、短絡回路６の通流率ｄは、短絡回路６のスイッチングの１周期（Ｔ）において、短絡回路６がオンおよびオフしている時間をそれぞれｔ_ｏｎおよびｔ_ｏｆｆとすると、「ｄ＝ｔ_ｏｎ／（ｔ_ｏｎ＋ｔ_ｏｆｆ）＝ｔ_ｏｎ／Ｔ」と表される。

ここで、ｄ＝１−Ｋ｜ｉ_ｓ｜（Ｋ：比例ゲイン）とすると、ｉｓを正弦波状に制御できることが知られている（例えば、前述の特許文献２参照）。ここで、Ｋは、電源電流ｉ_ｓの振幅（Ｉ_ｓ）と昇圧比ａ（＝Ｅ_ｄ／Ｖ_ｓ：Ｖ_ｓはｖ_ｓの振幅）から設定される（Ｋ＝１／（ａ・Ｉ_ｓ））。これにより、所定の直流出力電圧が得られる。

これに対し、慣用的な技術では、Ｅ_ｄを指令値Ｅ_ｄ ^＊に一致させるための電圧制御器と、ｉ_ｓを指令値ｉ_ｓ ^＊（正弦波）に一致させるための電流制御器により、電源電流を正弦波化すると共に所定の直流出力電圧を得る。

このような一般的技術に比べ、「ｄ＝１−Ｋ｜ｉ_ｓ｜」によってｄを設定する技術は、制御装置の構成が簡略化される。しかし、本発明者の検討によれば、このように電源電流の瞬時値を用いる手段では、スイッチング周波数（ＰＷＭ周波数）によっては（例えば、周波数を低くすると）、制御が不安定になる場合がある。

そこで、本実施形態では、通流率ｄを式（２）のように設定する。式（２）によれば、電圧値を使用することにより、制御が安定化する。

式（２）において、「Ｋ_ｐｖ」は比例定数（電圧制御ゲイン）であり、「ｖ_ｓ ^＊」は電源電圧指令値［Ａ］であり、「ｉ_ｓ ^＊」は電源電流指令値［Ａ］であり、「Ｅ_ｄ ^＊」は直流出力電圧指令値［Ａ］であり、「ΔＥ_ｄ ^＊」は直流出力電圧変動指令値である。

式（２）において「ｖ_ｓ ^＊−Ｌ・（ｄｉ_ｓ ^＊／ｄｔ）」は、図１の回路の部位の電圧（瞬時値）であり、いわば電源電流ｉ_ｓの正弦波波形に関わる電圧である。なお、Ｌ・（ｄｉ_ｓ ^＊／ｄｔ）は、リアクタ４のインダクタンスと電源電流の時間変化率との積、すなわち、リアクタ４の電圧である。また、「Ｋ_ｐｖ（Ｅ_ｄ ^＊＋ΔＥ_ｄ ^＊）」は、直流出力電圧の電圧制御に関わる。なお、「ΔＥ_ｄ ^＊」は、直流出力電圧検出器９によって検出される「Ｅ_ｄ」の値と「Ｅ_ｄ ^＊」との偏差の値が設定される。また、「Ｋ_ｐｖ」の値は、「ΔＥ_ｄ ^＊」の値に応じて、「ΔＥ_ｄ ^＊」の値が大きくなるほど大きく、また小さくなるほど小さく設定される。

さらに、式（２）において、ｖ_ｓ ^＊，ｉ_ｓ ^＊は、それぞれ式（３）、式（４）により設定される。

式（３）において、「Ｖ_{ｓ−１ｓｔ} ^＊」は電源電圧基本波振幅である。式（４）において、「Ｉ_{ｓ−１ｓｔ} ^＊」は電源電流基本波振幅である。なお、「ω」は電源角周波数、「ｔ」は時間である。

ここで、「ｖ_ｓ ^＊」については、交流電源電圧検出器８によって検出される「ｖ_ｓ」に基づいて、「ｖ_ｓ」の振幅と位相が計測され、計測される「ｖ_ｓ」の振幅および位相の各値が、それぞれ、式（３）における「Ｖ_{ｓ−１ｓｔ} ^＊」および「ωｔ」として設定される。さらに、電源電流の位相を電源電圧と同相になるように制御するので、計測される「ｖ_ｓ」の位相の値が、式（４）における「ωｔ」として設定される。「ｉ_ｓ ^＊」については、交流電源電流検出器７によって検出される「ｉ_ｓ」に基づいて、「ｉ_ｓ」の振幅が計測され、計測される「ｉ_ｓ」の振幅の値が式（４）における「Ｉ_{ｓ−１ｓｔ} ^＊」として設定される。

具体的な計算過程の記載は省略するが、回路方程式である式（１）に式（２）を代入して、ｉｓを算出すれば、ｉｓがほぼ正弦波状にできることが分かる。なお、式（２）による通流率ｄによって図１の電力変換装置を制御した場合の電源電流波形の一例を図２に示す。図２に示すように、本例では、振動成分はあるものの、電源電流を正弦波化できる。なお、電源電流の振動成分は、公知のフィルタ回路によって除去できる。

本実施形態において、短絡回路制御部１０は、交流電源電流検出器７によって、零付近の電源電流が検出されると、短絡回路６のスイッチングを停止する。これにより、零電流付近の電源電流波形の歪が低減される。本技術は、公知の技術であるが、本実施形態においては、さらに、零電流付近の電源電流の傾き（時間変化率）を低減して零に近づける。これにより、短絡回路６のスイッチング停止が昇圧動作に対する外乱となって、電源電流波形に予期せぬ高調波が発生することが抑制できる。

本実施形態においては、零電流付近の電源電流の傾き（時間変化率）の大きさを、正弦波（基本波）よりも低減するために、「ｉ_ｓ ^＊」に高次成分、例えば、式（５）に示すように、三次成分を加える。

式（５）において、「Ｉ_{ｓ−３ｒｄ} ^＊」は電源電流三次指令振幅である。「Ｉ_{ｓ−３ｒｄ} ^＊」の大きさは、「Ｉ_{ｓ−１ｓｔ} ^＊」よりも小さな値、例えば、「Ｉ_{ｓ−１ｓｔ} ^＊」の三分の一程度の値が設定される。

図３は、電源電流指令値にｉ_ｓ ^＊に、式（５）で示すように三次成分を加えた場合の電源電流の波形例を示す。ただし、零電流付近において短絡回路６のスイッチングは停止されていない。

図３の波形例が示すように、電源電流指令値にｉ_ｓ ^＊に三次成分を加えることにより、零電流付近の電源電流の傾きの大きさが零に近い大きさに低減される。本波形例における振動成分は、公知のフィルタ回路によって除去できる（図４の波形例も同様）。

図４は、電源電流指令値にｉ_ｓ ^＊に、式（５）で示すように三次成分を加えた場合の電源電流の波形例を示す。ただし、零電流付近において短絡回路６のスイッチングが停止されている。

図４の波形例が示すように、零電流付近の電源電流の傾きの大きさが零に近い大きさに低減された時点で、短絡回路６のスイッチングが停止されている。これにより、短絡回路６のスイッチングが停止されても、電源電流波形に予期せぬ高調波が発生することが抑制できる。

上述のように、本実施形態によれば、回路中の所定の部位の電圧、本実施形態では交流電源２およびリアクタ４の電圧に応じて通流率（デューティ）を設定することにより、電源電流波形を確実に正弦波化できる。これにより、電力変換装置の効率が向上する。さらに、リアクタ４の電圧値に関わる電源電流の零電流付近の時間変化率を低減することにより、零電流付近で、波形歪を低減するためにスイッチング動作を停止しても、予期せぬ高調波の発生を抑制できる。

なお、上記実施形態における、電流正弦波に高次成分を加える手段は、慣用的な技術による場合、すなわち、Ｅ_ｄを指令値Ｅ_ｄ ^＊に一致させるための電圧制御器と、ｉ_ｓを指令値ｉ_ｓ ^＊（正弦波）に一致させるための電流制御器により、電源電流を正弦波化すると共に所定の直流出力電圧を得る場合にも適用できる。また、上記実施形態における、電流正弦波に高次成分を加える手段は、ｄ＝１−Ｋ｜ｉ_ｓ｜（Ｋ：比例ゲイン）とする場合にも適用できる。これらの場合、電力変換装置は、半導体スイッチング素子（上記実施形態では、「短絡回路６」）をオンするとエネルギーが蓄積されるリアクタを有し、半導体スイッチング素子をスイッチング（オン・オフ）することにより昇圧動作を行う電力変換回路部と、半導体スイッチング素子の通流率を、基本波成分と高次成分とを含む正弦波電流に応じて設定する制御部を備える。

以下、上述の実施形態に関わる実施例について説明する。

図５は、本発明の実施例１である電力変換装置の回路構成を示す。

本実施例１においては、電力変換装置１Ａの整流回路を構成する、整流素子３ａ〜３ｄが、半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）と、ＭＯＳＦＥＴに逆並列に接続されるダイオードから構成される。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを用いても良い。さらに、これらＭＯＳＦＥＴのオン・オフ駆動によって、電力変換装置１Ａは、昇圧動作を行う。すなわち、整流素子３ａ〜３ｄからなる整流回路が、短絡回路６を兼ねている。

電力変換装置１Ａの昇圧動作は次のとおりである。

交流電源２の電圧の方向が図中上向きである場合、短絡回路６をオンするために整流素子３ｃ（ＭＯＳＦＥＴ）をオンすると、交流電源２、整流素子３ａ（ダイオード）、整流素子３ｃ（ＭＯＳＦＥＴ）、リアクタ４を含む閉回路に電源電流が流れる。これにより、リアクタ４にエネルギーが蓄積される。

次に、短絡回路６をオフするために整流素子３ｃ（ＭＯＳＦＥＴ）をオフすると、交流電源２、整流素子３ａ（ダイオード）、平滑コンデンサ５、整流素子３ｄ（ダイオード）、リアクタ４を含む経路で電源電流が流れ、リアクタ４に蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサ５側へ放出される。この時、リアクタ４に誘起電圧が発生するため、交流電源２の電圧振幅よりも大きな直流電圧が整流回路から出力される。

本実施例１における短絡回路６は、ＭＯＳＦＥＴのフルブリッジ回路により、双方に電源電流を流せる。例えば、交流電源２の電圧の方向が図中下向きである場合、短絡回路６をオンするために整流素子３ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）をオンすると、交流電源２、リアクタ４、整流素子３ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）、整流素子３ｂ（ダイオード）を含む閉回路に電源電流が流れる。これにより、リアクタ４にエネルギーが蓄積される。

次に、短絡回路６をオフするために整流素子３ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）をオフすると、交流電源２、リアクタ４、整流素子３ｃ（ダイオード）、平滑コンデンサ５、整流素子３ｂ（ダイオード）を含む経路で電源電流が流れ、リアクタ４に蓄積されたエネルギーが、平滑コンデンサ５側へ放出される。この時、リアクタ４に誘起電圧が発生するため、交流電源２の電圧振幅よりも大きな直流電圧が整流回路から出力される。

上述のような昇圧動作において、整流素子（ダイオード）に電源電流が流れる場合、対となるＭＯＳＦＥＴをオンさせても良い。これにより、電力変換装置１Ａで発生する電力損失を低減できる。なお、このようなＭＯＳＦＥＴの動作は、リアクタ４のエネルギーを放出する場合、すなわち短絡回路６が整流回路として動作する場合、いわゆる同期整流動作と同様の動作である。

電力変換装置１Ａの直流出力電圧の大きさは、短絡回路６すなわち上述の整流素子３ｃ（ＭＯＳＦＥＴ）および整流素子３ｄ（ＭＯＳＦＥＴ）の各々がＯＮしているときの通流率（デューティー）を制御することにより、所定値に制御される。ここで、短絡回路制御部１０は、通流率に応じた指令信号を作成し、指令信号とキャリア信号（三角波やのこぎり波など）を比較するパルス幅変調（ＰＷＭ）により、指令信号が示す通流率を有するパルス信号である短絡指令信号１０Ａを作成する。通流率ｄは、上述の式（２）で設定される。これにより、上述のように、電源電流波形を確実に正弦波化できるので、効率が向上する。

さらに、本実施例１においては、電源電流の零電流付近で、波形歪を低減するために整流素子（ＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング動作を停止するとともに、零電流付近の電源電流の傾き（時間変化率）を、正弦波（基本波）よりも低減するために、上述の式（２）における「ｉ_ｓ ^＊」に高次成分、例えば、上述の式（５）に示すように、三次成分を加える。これにより、上述のように、零電流付近で、波形歪を低減するためにスイッチング動作を停止しても、予期せぬ高調波の発生を抑制できる。

図６は、本発明の実施例２であるモータ駆動装置の回路構成を示す。

図６に示すように、モータ１００を駆動するインバータ装置の直流側には、直流電源として、前述の実施例１の電力変換装置１Ａが接続される。

インバータ装置の主回路は、それぞれ環流ダイオードが接続される６個の半導体スイッチング素子３０ａ〜３０ｆ（図６ではＭＯＳＦＥＴ）から構成される三相ブリッジ回路からなる。三相ブリッジ回路において、直流入力側には、前述の実施例１の電力変換装置１Ａ（図５）が接続され、交流出力側には、モータ１００が接続される。

交流電源２からの定電圧・定周波数の交流電力が、電力変換装置１Ａによって所定電圧の直流電力に変換される。さらに、この直流電力が、半導体スイッチング素子３０ａ〜３０ｆをオン・オフ駆動することにより、可変周波数・可変電圧の交流電力に変換される。この交流電力によって、モータ１００が可変速駆動される。

インバータ装置は、モータ１００を、所望の速度で回転するように制御する。このとき、インバータ制御部５０は、モータ１００の速度を速度指令値に一致させるために必要なモータ電流を算出し、検出されるモータ電流すなわちインバータ装置の三相出力電流Ｉ_ｕｖｗが算出されたモータ電流に一致するように、半導体スイッチング素子３０ａ〜３０ｆのオン・オフ駆動を制御する。

なお、モータ１００としては、誘導モータや同期モータ（例えば、永久磁石同期モータ）などの三相交流モータが適用される。また、インバータ装置に用いられる半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を適用しても良い。半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴを適用する場合、環流ダイオードとして、内蔵ダイオードを用いても良い。

上述のような本実施例２によれば、インバータ装置の直流電源として、本発明の実施例１である電力変換装置１Ａ（図５）を用いることにより、モータ駆動装置の効率が向上するとともに、モータ駆動装置における予期せぬ高調波の発生を抑制できる。

図７は、本発明の実施例３である冷凍機器の構成図である。ここで、冷凍機器は、温度を調和する装置であり、空気調和機や冷凍機などである。本実施例３においては、上述した実施例２によるモータ駆動装置（図６）によって、ファンモータが駆動される。

図７に示すように、冷凍機器３００は、熱交換器３０１および３０２と、これらの熱交換器への送風を行うためのファン３０３および３０４と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機３０５と、熱交換器３０１と熱交換器３０２との間、並びに圧縮機３０５と熱交換器３０１および３０２との間に配設され、冷媒が流れる配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。

ファン３０３，３０４を回転駆動するファンモータとして、永久磁石同期モータが用いられる。圧縮機３０５を駆動する圧縮機用モータ３０８は、圧縮機３０５の内部に配置されている。なお、圧縮機用モータ３０８としては、永久磁石同期モータもしくは三相誘導モータが用いられる。

モータ駆動装置３０７は、商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換する直流電源回路、この直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換して圧縮機用モータ３０８に供給する圧縮機用モータ駆動用インバータ、並びに同直流電源回路から直流電力を交流電力に変換してファンモータに供給するファンモータ駆動用インバータを備えている。直流電源回路には、前述の実施例１（図５）が適用される。また、インバータを含むモータ駆動装置３０７としては、前述の実施例２（図６）が適用される。

なお、互いに独立した第１および第２の直流電源回路を設け、圧縮機用モータ駆動用インバータおよび圧縮機用モータ駆動用インバータが、それぞれ、第１の直流電源回路および第２の直流電源回路から直流電力を受けるようにしても良い。

本実施例３によれば、モータ駆動装置３０７として、本発明の実施例２であるモータ駆動装置（図６）を用いることにより、冷凍機器の効率が向上するとともに、冷凍機器における予期せぬ高調波の発生を抑制できる。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、図５における半導体スイッチング素子や図６に示すインバータ用の半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳＪ(Super Junction)−ＭＯＳＦＥＴなどを用いても良い。ただし、ＩＧＢＴを用いる場合は、ダイオードは外付けとする。また、半導体スイッチング素子を構成する半導体材料は、通常の半導体シリコンのほか、ＳｉＣ（Silicon Carbide）などのワイドギャップ半導体でも良い。

１，１Ａ…電力変換装置、２…交流電源、
３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ…整流素子、４…リアクタ、
５…平滑コンデンサ、６…短絡回路、７…交流電源電流検出器、
８…交流電源電圧検出器、９…直流出力電圧検出器、
１０…短絡回路制御部、１０Ａ…短絡指令信号、
１１…パルスオフ制御部、１１Ａ…修正された短絡指令信号、
３０ａ，３０ｂ，３０ｃ…半導体スイッチング素子、
３０ｄ，３０ｅ，３０ｆ…半導体スイッチング素子、
５０…インバータ制御部、１００…モータ、
３００…冷凍機器、３０１…熱交換器、３０２…熱交換器、
３０３…ファン、３０４…ファン、３０５…圧縮機、
３０６…配管、３０７…モータ駆動装置、３０８…圧縮機用モータ

Claims (15)

1. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を前記交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行う電力変換装置において、
   リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡回路を備え、前記短絡回路をスイッチングすることにより前記昇圧動作を行う電力変換回路部と、
   前記短絡回路の通流率を、前記交流電源の電源電圧および前記リアクタの電圧に応じて設定する制御部と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載される電力変換装置において、
   前記リアクタの電圧は、前記リアクタのインダクタンスと前記交流電源の電源電流の時間変化率の積によって算出されることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載される電力変換装置において、
   前記電源電圧の値は正弦波の瞬時値であり、
   前記電源電流の時間変化率の値は、前記電源電流が、前記電源電圧と同相である基本波成分を含む正弦波成分からなるとして算出される瞬時値であることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項３に記載される電力変換装置において、
   前記電源電圧を検出する電圧検出器と、
   前記電源電流を検出する電流検出器と、
   を備え、
   前記制御部は、前記電圧検出器および前記電流検出器の各検出値に基づいて、前記通流率を設定することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記直流出力電圧が所定値になるように前記通流率を設定することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記制御部は、
   前記所定値および、前記直流出力電圧と前記所定値との偏差に応じて、前記通流率を設定することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６に記載される電力変換装置において、
   前記直流出力電圧を検出する直流電圧検出器を備え、
   前記制御部は、前記直流電圧検出器の検出値に基づいて、前記通流率を設定することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項１に記載される電力変換装置において、
   さらに、前記交流電源の電源電流の零電流付近で、前記短絡回路のスイッチングを停止する手段を備え、
   前記電源電流の零電流付近における前記電源電流の波形の傾きの大きさは、正弦波の傾きの大きさよりも小さいことを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項３に記載される電力変換装置において、
   さらに、前記電源電流の零電流付近で、前記短絡回路のスイッチングを停止する手段を備え、
   前記正弦波成分は高次成分を含むことを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項９に記載される電力変換装置において、
    前記高次成分の次数が三次であることを特徴とする電力変換装置。
11. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を前記交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行う電力変換装置において、
    半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子をオンするとエネルギーが蓄積されるリアクタと、を有し、前記半導体スイッチング素子をスイッチングすることにより前記昇圧動作を行う電力変換回路部と、
    前記半導体スイッチング素子の通流率を正弦波電流に応じて設定する制御部と、
    を備え、
    さらに、前記交流電源の電源電流の零電流付近で、前記半導体スイッチング素子のスイッチングを停止する手段を備え、
    前記正弦波電流は、基本波成分と高次成分とを含むことを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１１に記載される電力変換装置において、
    前記高次成分の次数が三次であることを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項１１に記載される電力変換装置において、
    前記半導体スイッチング素子は、オンすると、前記リアクタを介して前記交流電源を短絡することを特徴とする電力変換装置。
14. 電力変換装置によってモータを駆動するモータ駆動装置において、
    前記電力変換装置は、
    交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を前記交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行い、リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡回路を備え、前記短絡回路をスイッチングすることにより昇圧動作を行う第１の電力変換回路部と、
    前記短絡回路の通流率を、前記交流電源の電源電圧および前記リアクタの電圧に応じて設定する制御部と、
    前記直流電力を、可変電圧かつ可変周波数の交流電力に変換する第２の電力変換回路部と、
    を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
15. 熱交換器と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機と、前記熱交換器への送風を行うファンと、前記圧縮機または前記ファンを駆動するモータと、前記モータを駆動するモータ駆動装置と、を備える冷凍機器において、
    前記モータ駆動装置は、
    交流電源からの交流電力を直流電力に変換するとともに、直流出力電圧を前記交流電源の電圧よりも大きな電圧に変換する昇圧動作を行い、リアクタを介して前記交流電源を短絡する短絡回路を備え、前記短絡回路をスイッチングすることにより昇圧動作を行う第１の電力変換回路部と、
    前記短絡回路の通流率を、前記交流電源の電源電圧および前記リアクタの電圧に応じて設定する制御部と、
    前記直流電力を、可変電圧かつ可変周波数の交流電力に変換する第２の電力変換回路部と、
    を備えることを特徴とする冷凍機器。

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