JP2012222911A - 力率改善装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流波形の歪みを抑制しやすく、製造コストを低減できる力率改善装置を提供する。
【解決手段】力率改善装置１は、整流回路１０、リアクトル１１、スイッチング素子１２、平滑コンデンサ１３、電流検出手段１４、制御部２、ゼロクロス検出回路３を備える。制御部２は、基準電流算出手段及び位相調節手段を備える。基準電流算出手段は、リアクトル電流Ｉ_Ｌの目標になる基準電流波形を、検出したゼロクロスポイントに基づいて算出する。基準電流波形は、入力電圧波形と周波数が等しくかつ交流電源１５から供給する電力量に応じた振幅を有する正弦波の絶対値からなる電流波形を有する。位相調節手段２１は、リアクトル電流Ｉ_Ｌと基準電流波形５０との位相差φに応じて、該位相差φが小さくなるように基準電流波形５０を進相または遅相させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源から供給する電力の力率を改善する力率改善装置に関する。

従来から、図１１に示すごとく、交流電源９１と負荷９２との間に設けられ、交流電源９１から負荷９２へ供給する電力の力率を改善する力率改善装置９０が知られている。力率改善装置９０は、整流回路９１７と、負荷９２に直列接続したリアクトル９１１と、負荷９２に並列接続したスイッチング素子９１２及び平滑コンデンサ９１３とを備える。また、力率改善装置９０は、フォトカプラ９１４を有するゼロクロス検出回路９３と、マイコン９１５と、レベルシフト回路９１６と、スイッチング素子９１２のスイッチング動作を制御する制御部９４とを備える。

ゼロクロス検出回路９３のフォトカプラ９１４は、入力電圧Ｖｓの波形のゼロクロスポイントを検出する。マイコン９１５は、検出したゼロクロスポイントに基づいて、入力電圧波形に同期した交流全波整流信号Ｖｚを生成する。この交流全波整流信号Ｖｚは、レベルシフト回路９１６によって基準電圧Ｖ_ｒｅｇまでレベルシフトされ、制御部９４に入力される。

制御部９４は、リアクトル９１１に流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌが交流全波整流信号Ｖｚに追随するように、スイッチング素子９１２のスイッチング動作を制御する。このようにすると、リアクトル電流Ｉ_Ｌが正弦波に近い波形となり、同時に入力電流Ｉｓの波形も正弦波に近づく。これにより、交流電力の力率を高めている。

上記フォトカプラ９１４の発光ダイオードは、所定の閾電圧を印加しないと発光しないため、交流電源９１の入力電圧波形に対して、マイコン９１５が生成した交流全波整流信号Ｖｚは位相が遅れている。この交流全波整流信号Ｖｚの位相遅延を解消するために、レベルシフト回路９１６の２段目のオペアンプＹ_２には進相手段９８（コンデンサＣ１）が設けられている。

ここで仮に、進相手段９８を設けなかったとすると、位相が遅れた交流全波整流信号Ｖｚにリアクトル電流Ｉ_Ｌが追随するように、制御部９４がスイッチング素子９１２を制御することとなる。そのため図１２、図１３に示すごとく、入力電流波形に歪み９９が発生し、電力の力率が低下することがある。

この問題を解決するために、進相手段９８を設けている。すなわち、進相手段９８は交流全波整流信号Ｖｚを進相させて位相遅れをキャンセルする。これにより、入力電流波形の歪み９９を減少し、上記力率を改善している。

特開２００３−１５８８７８号公報

しかしながら、従来の力率改善装置９０は、ハード的な手段（コンデンサＣ１）によって交流全波整流信号Ｖｚを進相させているため、進相可能な位相量が固定されており、容易に変更できないという問題があった。そのため、マイコン９１５によって生成した交流全波整流信号Ｖｚの位相遅延量と、進相手段９８による進相量とが、例えば力率改善装置９０の製造ばらつき等により一致していない場合は、交流全波整流信号Ｖｚとリアクトル電流Ｉ_Ｌとの間に位相ずれが生じてしまい、入力電流波形に歪み９９（図１２、図１３参照）が発生することがあった。そのため、交流電力の力率を充分に改善できない場合があった。

また、力率改善装置９０を使用する国や地域が変わる場合は、交流電源９１の電圧や周波数が変わることがあり、これに伴って、交流全波整流信号Ｖｚの位相遅延量が変化することがある。この場合も、交流全波整流信号Ｖｚとリアクトル電流Ｉ_Ｌとの間に位相ずれが生じてしまい、入力電流波形に歪み９９（図１２、図１３参照）が発生することがある。

また、従来の力率改善装置９０は、進相手段９８としてコンデンサＣ１を設ける必要があり、部品点数が増えるという問題があった。そのため、力率改善装置９０の製造コストが増加するという問題があった。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、入力電流波形の歪みを抑制しやすく、製造コストを低減できる力率改善装置を提供しようとするものである。

本発明は、交流電源と負荷との間に設けられ、上記交流電源から上記負荷へ供給する交流電力の力率を改善する力率改善装置であって、
上記交流電力を整流する整流回路と、
上記負荷に直列接続されたリアクトルと、
上記負荷に並列接続されたスイッチング素子及び平滑コンデンサと、
上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、
上記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部と、
上記交流電源の入力電圧波形のゼロクロスポイントを検出するゼロクロス検出回路とを備え、
上記制御部は、上記入力電圧波形と周波数が等しくかつ上記交流電源から供給する電力量に応じた振幅を有する正弦波の絶対値からなる電流波形を有すると共に上記リアクトル電流の目標になる基準電流波形を、検出した上記ゼロクロスポイントに基づいて算出する基準電流算出手段と、上記リアクトル電流と上記基準電流波形との位相差に応じて該位相差が小さくなるように上記基準電流波形を進相または遅相させる位相調節手段とを備え、
上記制御部は、位相調節後の上記基準電流波形と上記リアクトル電流との電流差が小さくなるように、上記スイッチング素子の上記スイッチング動作を制御するよう構成されていることを特徴とする力率改善装置にある（請求項１）。

上記力率改善装置においては、上記制御部は上記基準電流算出手段と上記位相調節手段とを備える。位相調節手段は、リアクトル電流と基準電流波形との位相差に応じて、該位相差が小さくなるように基準電流波形を進相または遅相させる。また、制御部は、位相調節後の基準電流波形とリアクトル電流との電流差が小さくなるように、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する。
このようにすると、位相調節手段によって、基準電流波形の進相量または遅相量を上記位相差に応じて変えることができるため、リアクトル電流と基準電流波形の位相を一致させやすい。そのため、これらリアクトル電流と基準電流波形との位相が一致した状態で、制御部によって上記スイッチング素子の制御を行うことができる。これにより、交流電源の入力電流波形の歪みを抑制でき、電力の力率を向上させることが可能となる。

また、力率改善装置を使用する国や地域が変わると、交流電源の電圧や周波数が変わることがあり、これに伴って、上記ゼロクロス検出回路によって検出するゼロクロスポイントが変化して、基準電流波形とリアクトル電流との位相差が変化する場合があるが、上記力率改善装置によれば、変化後の位相差に応じて、基準電流波形を進相または遅相させることができる。そのため、基準電流波形とリアクトル電流との位相を一致させることができ、入力電流波形の歪みを抑制できる。

また、上記力率改善装置は、制御部内の演算処理によって、基準電流波形を進相または遅相できる。そのため、基準電流波形の位相調節をするためにコンデンサＣ１（図１１参照）等の部品を別途設ける必要がなくなり、力率改善装置の製造コストの上昇を抑制できる。

また、デジタル制御により入力電流を制御する場合、マイコン（制御部）内でゼロクロス取得処理に要する時間とスイッチング素子のｄｕｔｙ計算時間とによる制御遅れが生じ、相対的に位相がさらに遅れることがあるが、上記構成にすれば、基準電流波形を進相させることができるので、このような問題が生じにくい。

以上のごとく、本発明によれば、入力電流波形の歪みを抑制しやすく、製造コストを低減できる力率改善装置を提供することができる。

実施例１における、力率改善装置の回路図。 実施例１における、入力電圧波形と、フォトカプラの出力電圧波形とを表したグラフ。 実施例１における、基準電流波形と、リアクトル電流の波形とを表したグラフ。 実施例１における、制御回路の詳細説明図。 実施例１における、制御回路の動作を表すフローチャート。 実施例１における、制御回路に記憶した数値テーブルの一部。 比較例における、入力電圧と入力電流の波形を測定したグラフ。 比較例における、高調波電流の規制値と計測値とを表したグラフ。 実験例における、入力電圧と入力電流の波形を測定したグラフ。 実験例における、高調波電流の規制値と測定値とを表したグラフ。 従来例における、力率改善装置の回路図。 従来例における、交流全波整流信号Ｖｚを進相させすぎた場合の、入力電圧と入力電流の波形を表したグラフ。 従来例における、交流全波整流信号Ｖｚを遅相させすぎた場合の、入力電圧と入力電流の波形を表したグラフ。

上述した本発明における好ましい実施の形態につき説明する。
上記力率改善装置は、例えば、電気自動車やハイブリッド車に搭載したバッテリーを、家庭に配された商用電源のコンセントから充電するための充電装置に用いることができる。

上記力率改善装置において、上記制御部はマイコンを備え、上記位相調節手段は、予め定められた最小時間幅の整数倍、上記基準電流波形を進相または遅相できるよう構成されており、上記最小時間幅は、上記マイコンの制御周期よりも短いことが好ましい（請求項２）。
この場合には、上記最小時間幅は制御部の制御周期よりも短いので、基準電流波形の位相を微調整することができる。そのため、基準電流波形とリアクトル電流の位相を一致させやすくなり、入力電流波形の歪みを抑制しやすくなる。

（実施例１）
本発明の実施例にかかる力率改善装置につき、図１〜図６を用いて説明する。
図１に示すごとく、本発明の力率改善装置１は、交流電源１５と負荷１７との間に設けられている。力率改善装置１は、交流電源１５から負荷１７へ供給する交流電力の力率を改善する。
力率改善装置１は、交流電力を整流する整流回路１０と、リアクトル１１と、スイッチング素子１２と、平滑コンデンサ１３と、電流検出手段１４と、制御部２と、ゼロクロス検出回路３とを備える。
リアクトル１１は、負荷１７に直列接続されている。スイッチング素子１２及び平滑コンデンサ１３は、負荷１７に並列接続されている。電流検出手段１４は、リアクトル１１に流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌを検出する。制御部２は、スイッチング素子１２のスイッチング動作を制御する。ゼロクロス検出回路３は、交流電源１５の入力電圧波形５１（図２参照）のゼロクロスポイントＶ_Ｚ１を検出する。

制御部２は、基準電流算出手段２０（図４参照）及び位相調節手段２１を備える。基準電流算出手段２０は、リアクトル電流Ｉ_Ｌの目標になる基準電流波形５０（図３参照）を、ゼロクロス検出回路３が検出したゼロクロスポイントＶ_Ｚ２（図２参照）に基づいて算出する。基準電流波形５０は、入力電圧波形５１と周波数が等しくかつ交流電源１５から供給する電力量に応じた振幅Ｉｐを有する正弦波の絶対値からなる電流波形を有する。

位相調節手段２１は、リアクトル電流Ｉ_Ｌと基準電流波形５０（図３参照）との位相差φに応じて、該位相差φが小さくなるように基準電流波形５０を進相または遅相させる。
制御部２は、位相調節後の基準電流波形５０とリアクトル電流Ｉ_Ｌとの電流差が小さくなるように、スイッチング素子１２のスイッチング動作を制御する。

図１に示すごとく、交流電源１５と力率改善装置１の間には、ローパスフィルタ１９が設けられている。交流電源１５は、ローパスフィルタ１９を通して交流電力を整流回路１０へ送っている。
整流回路１０は、４個のダイオードからなるフルブリッジ回路である。整流回路１０と負荷１７との間は、正側電力ライン１０１および負側電力ライン１０２によって接続されている。正側電力ライン１０１には上記リアクトル１１が設けられ、負側電力ライン１４には電流検出手段１４が設けられている。電流検出手段１４は、例えばホール素子やシャント抵抗からなる。電流検出手段１４は、制御回路２に接続している。

また、正側電力ライン１０１と負側電力ライン１０２との間には、スイッチング素子２と平滑コンデンサ１３とが接続されている。本例では、スイッチング素子２としてＩＧＢＴ素子を使用している。スイッチング素子２（ＩＧＢＴ素子）のコレクタ端子は正側電力ライン１０１に接続し、エミッタ端子は負側電力ライン１０２に接続している。また、スイッチング素子２のゲート端子は制御回路２に接続している。スイッチング素子２のエミッタ端子とコレクタ端子との間には、フリーホイールダイオード１２０が逆並列接続している。

スイッチング素子２と正側電力ライン１０１との接続点１２１と、平滑コンデンサ１３と正側電力ライン１０１との接続点１３１との間には、放電防止用ダイオード１８が設けられている。放電防止用ダイオード１８のアノード端子はリアクトル１１側に接続しており、カソード端子は平滑コンデンサ１３側に接続している。放電防止用ダイオード１８は、スイッチング素子１２をオンした際に、平滑コンデンサ１３に蓄えられた電荷がスイッチング素子１２を通って放電することを防止している。

本例の負荷１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータである。この負荷１７と、力率改善装置１とによって、充電装置１００を構成している。充電装置１００は、電気自動車やハイブリッド車に搭載されたバッテリー（図示しない）を、家庭に配された商用電源（交流電源１５）を使って充電するための装置である。上記バッテリーには電圧センサ１０５が取り付けられている。電圧センサ１０５は、制御回路２に接続している。

また、図１に示すごとく、交流電源１５とフィルタ回路１９との間には、入力電流Ｉｓを測定するための入力電流測定手段４が設けられている。入力電流測定手段４は、制御回路２に接続している。

また、交流電源１５にはゼロクロス検出回路３が接続している。ゼロクロス検出回路３は、発光ダイオード３１と受光素子３２とからなるフォトカプラ３０と、整流ダイオード３３と、抵抗３４とを備える。整流ダイオード３３と抵抗３４と発光ダイオード３１とは直列接続されている。整流ダイオード３３のアノード端子は、交流電源１５のホット端子に接続している。また、発光ダイオード３１のカソード端子は、交流電源１５のコールド端子に接続している。

交流電源１５の入力電圧波形５１と、フォトカプラ３０の出力電圧波形５４を図２に示す。同図に示すごとく、入力電圧波形５１はサインカーブを描く。入力電圧波形５１が正の値をとる場合、すなわち交流電源１５のホット端子の電位がコールド端子の電位よりも高い場合は、発光ダイオード３１が発光し、受光素子３２がオンになって、矩形状の出力電圧が発生する。
発光ダイオード３１は、閾電圧Ｖｔｈを印加しないと発光しないため、入力電圧波形５１のゼロクロスポイントＶ_Ｚ１と、フォトカプラ３０の出力電圧波形５４のゼロクロスポイントＶ_Ｚ２との間には、位相差φがある。フォトカプラ３０の出力電圧は、制御回路２に入力される。

制御回路２は、図４に示すごとく、マイコン２２と、ゲート駆動回路２３とを備える。マイコン２２は、ＣＰＵ２４と、ＲＯＭ２５と、ＲＡＭ２６と、Ｉ／Ｏ２７と、これらを接続する配線２８とを備える。ＲＯＭ２５には、プログラム２５０と、後述する数値テーブル２５１が記憶されている。ＣＰＵ２４がプログラム２５０を読み出して実行することにより、上述した基準電流算出手段２０と、位相調節手段２１とが実現される。

マイコン２２は、リアクトル電流Ｉ_Ｌの目標となる基準電流波形５０（図３参照）を算出する。基準電流波形５０は、交流電源１５の入力電圧波形５１（図２参照）と周波数が同じ正弦波の絶対値からなる電流波形を有する。
基準電流波形５０を生成する際には、マイコン２２は、ＲＯＭ２５に記憶されている数値テーブル２５１（図６参照）を用いる。数値テーブル２５１は、時間ｔと、｜ｓｉｎωｔ｜との関係をテーブルにしたものである。本例では、ω＝２πｆ＝１２０πとした。

基準電流波形５０は、交流電源１５から負荷１７に供給する電力量に応じて、電流の振幅Ｉｐを変えるようになっている。すなわち、マイコン２２は、上記電圧センサ１０５（図１参照）からのセンサ信号等に基づいて、負荷１７が必要とする電力量を算出する。そして、この電力量に対応した入力電流Ｉｓの振幅Ｉｐを求め、この振幅Ｉｐを数値テーブル２５１の｜ｓｉｎωｔ｜の数値欄にそれぞれ乗ずる。そして、乗じた結果（Ｉｐ｜ｓｉｎωｔ｜）の開始時点を、フォトカプラ３０の出力電圧波形５４のゼロクロスポイントＶ_Ｚ２に一致させる。これにより、基準電流波形５０を算出する。

一方、図３に示すごとく、リアクトル電流Ｉ_Ｌは、入力電圧波形５１（図２参照）と同期しているため、基準電流波形５０よりも位相が進んでいる。位相がずれた状態で、スイッチング素子１２をスイッチング動作させて、基準電流波形５０にリアクトル電流Ｉ_Ｌを合わせると、入力電流波形５２（図７参照）に歪み８が発生する。マイコン２２は、この歪み８が小さくなるように、基準電流波形５０の位相を調節する。位相調節は、マイコン２２が上記プログラム２５０を実行することにより行う。

図５に、プログラム２５０のフローチャートを示す。プログラム２５０は、ステップＳ１から始まって、各ステップＳを順に処理し、再びステップＳ１に戻るループを、入力電圧波形５１の１周期に１回、マイコン２２に割り込み処理を行うことにより行う。
プログラム２５０を開始すると、まずステップＳ１を行う。ここでは、前回の割り込み時に遅相処理を行ったか、又は初めての処理かを判断する。初めてステップＳ１を処理する場合にはＹｅｓとなり、ステップＳ２に移る。

ステップＳ２では、入力電流波形５２に歪み８（図７参照）が発生しているか否かを判断する。ここで歪み８がない（Ｎｏ）と判断した場合はステップＳ３に移り、割り込み処理を終了する。
ステップＳ２で歪み８がある（Ｙｅｓ）と判断した場合は、ステップＳ４に移る。ここでは、前回の割り込み時よりも入力電力波形５２の波形が改善されているか（歪み８が減少したか否か）を判断する。初めてステップＳ４を処理する場合はＮｏと判断し、ステップＳ６に移る。ここでは、基準電流波形５０を、数値テーブル２５１（図５参照）の最小時間幅ｔｍである２０μｓだけ進相させる。

次の割り込み処理が開始すると、ステップＳ１を再び処理する。上述したように、ステップＳ１では、前回の割り込み時に遅相処理をしたか否かを判断する。遅相処理をしていない場合はＮｏとなり、ステップＳ７に進む。ステップＳ７では、入力電流波形５２に歪み８があるか否かを判断する。歪み８が無い（Ｎｏ）と判断した場合はステップＳ８に進み、割り込み処理を終了する。また、ステップＳ７において、入力電流波形５２に歪み８がある（Ｙｅｓ）と判断した場合は、ステップＳ９に進む。

ステップＳ９では、前回の割り込み時よりも入力電流波形５２が改善されているか（歪み８が減少したか否か）を判断する。ここで、入力電流波形５２が改善されていない（Ｎｏ）と判断した場合はステップＳ１１に進み、基準電流波形５０を数値テーブル２５１（図５参照）の最小時間幅ｔｍである２０μｓだけ遅相させる。また、ステップＳ９で、入力電流波形５２が改善されている（Ｙｅｓ）と判断した場合はステップＳ１０に進み、基準電流波形５０を２０μｓだけ進相させる。

このように、前回の割り込み時に進相処理をした場合（ステップＳ１でＮｏと判断した場合）であって、かつステップＳ９でＹｅｓ（入力電流波形５２が改善されている）と判断した場合は、更に進相処理を行う。これにより、入力電流波形５２の歪み８を更に減少させるようにしている。また、前回の割り込み時に進相処理をした場合（ステップＳ１でＮｏと判断した場合）であって、かつステップＳ９でＮｏ（入力電流波形５２が改善されていない）と判断した場合は、遅相処理を行う。すなわち、入力電流波形５２が改善されない場合は、前回の割り込み時とは反対側に位相をずらすようにしている。

ステップＳ１０，Ｓ１１を処理した後、次の割り込み時に、再びステップＳ１を処理する。ステップＳ１でＹｅｓと判断し、次いでステップＳ２でＹｅｓと判断すると、ステップＳ４に移る。ここでは、前回の割り込み時よりも入力電流波形５２が改善されているか否か（歪み８が減少したか否か）を判断する。ステップＳ４でＹｅｓ（歪み８が減少した）と判断した場合は、ステップＳ５に進み、基準電流波形５０を遅相させる。また、ステップＳ４でＮｏ（歪み８が減少していない）と判断した場合は、ステップＳ６に進み、基準電流波形５０を進相させる。

このように、前回の割り込み時に遅相処理をした場合（ステップＳ１でＹｅｓと判断した場合）であって、かつステップＳ４でＹｅｓ（入力電流波形５２が改善されている）と判断した場合は、更に遅相処理を行う。これにより、入力電流波形５２の歪み８を更に減少させるようにしている。また、前回の割り込み時に遅相処理をした場合（ステップＳ１でＹｅｓと判断した場合）であって、かつステップＳ４でＮｏ（入力電流波形５２が改善されていない）と判断した場合は、進相処理を行う。すなわち、入力電流波形５２が改善されない場合は、前回の割り込み時とは反対側に位相をずらすようにしている。

本例の作用効果について説明する。
本例では、リアクトル電流Ｉ_Ｌと基準電流波形５０との位相差φに応じて、該位相差φが小さくなるように基準電流波形５０を進相または遅相させている（図５参照）。また、本例の制御部２は、位相調節後の基準電流波形５０とリアクトル電流Ｉ_Ｌとの電流差が小さくなるように、スイッチング素子１２のスイッチング動作を制御する。
このようにすると、基準電流波形５０の進相量または遅相量を、位相差φに応じて変えることができるため、リアクトル電流Ｉ_Ｌと基準電流波形５０の位相を一致させやすい。そのため、これらリアクトル電流Ｉ_Ｌと基準電流波形５０との位相が一致した状態で、制御部２によってスイッチング素子１２の制御を行うことができる。これにより、交流電源１５の入力電流波形５２の歪み８を抑制でき、電力の力率を向上させることが可能となる。

また、力率改善装置１を使用する国や地域が変わると、交流電源１５の電圧や周波数が変わることがあり、これに伴って、ゼロクロス検出回路３によって検出するゼロクロスポイントＶ_Ｚ２が変化して、基準電流波形５０とリアクトル電流Ｉ_Ｌとの位相差φが変化する場合があるが、本例の力率改善装置１によれば、変化後の位相差φに応じて、基準電流波形５０を進相または遅相させることができる。そのため、基準電流波形５０とリアクトル電流Ｉ_Ｌとの位相を一致させることができ、入力電流波形５２の歪み８を抑制できる。

また、力率改善装置１は、制御部２に含まれるマイコン２２内部の演算処理によって、基準電流波形５０を進相または遅相できる。そのため、基準電流波形５０の位相調節をするために専用の部品を別途設ける必要がなくなり、力率改善装置１の製造コストの上昇を抑制できる。

また、デジタル制御により入力電流を制御する場合、マイコン内でゼロクロス取得処理に要する時間とスイッチング素子のｄｕｔｙ計算時間とによる制御遅れが生じ、相対的に位相がさらに遅れることがあるが、本例によれば、基準電流波形５０を進相させることができるので、このような問題が生じにくい。

また、本例では、制御部２はマイコン２２を備え、位相調節手段２１は、予め定められた最小時間幅ｔｍ（図５参照）の整数倍、基準電流波形５０を進相または遅相できるよう構成されている。最小時間幅ｔｍは、マイコン２２の制御周期よりも短い。
この場合には、最小時間幅ｔｍは制御部２の制御周期よりも短いので、基準電流波形５０の位相を微調整することができる。そのため、基準電流波形５０とリアクトル電流Ｉ_Ｌの位相を一致させやすくなり、入力電流波形５２の歪み８を抑制しやすくなる。

以上のごとく、本発明によれば、入力電流波形の歪みを抑制しやすく、製造コストを低減できる力率改善装置を提供することができる。

（実験例）
本例の効果を確認するための実験を行った。まず、図１１に示す従来の力率改善装置を作成し、比較例としてのサンプル１にした。また、図１１に示す力率改善装置１を作成し、本発明に係るサンプル２にした。
各サンプルを交流電源１５に接続し、負荷１７としてＤＣ−ＤＣコンバータを用いた状態で、入力電圧波形５１及び入力電流波形５２を測定した。交流電源１５の周波数は６０Ｈｚであり、入力電圧Ｖｓの実効値は２００Ｖであった。また、入力電流Ｉｓの実効値は１５Ａであった。比較例（サンプル１）についての測定結果を図７に示し、本発明（サンプル２）についての測定結果を図９に示す。

また、各サンプルを交流電源１５に接続し、負荷１７としてＤＣ−ＤＣコンバータを用いた状態で、入力電流Ｉｓの高調波電流を測定した。比較例についての測定結果を図８に示し、本発明についての測定結果を図１０に示す。図８、図１０のグラフは、高調波次数Ｎが２〜４０までの高調波電流の測定値を、法令による規制値と共に表したものである。

比較例のサンプルは、図７に示すごとく、入力電流波形５２のゼロクロスポイント付近に歪み８が発生していることが分かる。すなわち、入力電流波形５２が理想的な正弦波からずれており、交流電力の力率が低いことが分かる。
また、比較例のサンプルは、図８に示すごとく、高調波電流が全体的に高く、高調波次数Ｎによっては法令による規制値を超えていることが分かる。

これに対して本発明に係るサンプルは、図９に示すごとく、入力電流波形５２のゼロクロスポイント付近に歪み８が発生していない。そのため、入力電流波形５２が理想的な正弦波に近く、交流電力の力率が高いことが分かる。
また、本発明に係るサンプルは、図１０に示すごとく、高調波電流が全体的に低く、全ての高調波次数Ｎにおいて高調波電流が法令による規制値を下回っていることが分かる。

１ 力率改善装置
１０ 整流回路
１１ リアクトル
１２ スイッチング素子
１３ 平滑コンデンサ
１４ 電流検出手段
２ 制御部
２０ 基準電流算出手段
２１ 位相調節手段
３ ゼロクロス検出回路
５０ 基準電流波形
５１ 入力電圧波形
５２ 入力電流波形
Ｉ_Ｌ リアクトル電流

Claims (2)

1. 交流電源と負荷との間に設けられ、上記交流電源から上記負荷へ供給する交流電力の力率を改善する力率改善装置であって、
   上記交流電力を整流する整流回路と、
   上記負荷に直列接続されたリアクトルと、
   上記負荷に並列接続されたスイッチング素子及び平滑コンデンサと、
   上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出する電流検出手段と、
   上記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部と、
   上記交流電源の入力電圧波形のゼロクロスポイントを検出するゼロクロス検出回路とを備え、
   上記制御部は、上記入力電圧波形と周波数が等しくかつ上記交流電源から供給する電力量に応じた振幅を有する正弦波の絶対値からなる電流波形を有すると共に上記リアクトル電流の目標になる基準電流波形を、検出した上記ゼロクロスポイントに基づいて算出する基準電流算出手段と、上記リアクトル電流と上記基準電流波形との位相差に応じて該位相差が小さくなるように上記基準電流波形を進相または遅相させる位相調節手段とを備え、
   上記制御部は、位相調節後の上記基準電流波形と上記リアクトル電流との電流差が小さくなるように、上記スイッチング素子の上記スイッチング動作を制御するよう構成されていることを特徴とする力率改善装置。
2. 請求項１に記載の力率改善装置において、上記制御部はマイコンを備え、上記位相調節手段は、予め定められた最小時間幅の整数倍、上記基準電流波形を進相または遅相できるよう構成されており、上記最小時間幅は、上記マイコンの制御周期よりも短いことを特徴とする力率改善装置。

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