JP4967595B2 - コンバータ制御装置 - Google Patents

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Description

本発明はコンバータ制御装置に係り、特に第１電源と第２電源との間に配置され、複数のスイッチング素子とリアクトルとを含み双方向に電圧変換を行うコンバータを複数並列に接続し、コンバータ通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンバータ制御装置に関する。
燃料電池を用いる電源システムにおいては、燃料電池の発電能力を超える負荷変動に対応したり、システム効率を向上させたり、負荷として回生可能なモータを利用した場合の回生電力回収のために、２次電池の出力を昇圧または降圧する電圧変換器を設けて燃料電池の出力端子に接続し電力を供給することが行われる。ここで電圧変換器は、直流電圧変換機能を有するコンバータで、ＤＣ／ＤＣコンバータと呼ばれることもあるが、例えばスイッチング素子とリアクトルで構成するものが用いられる。そして、スイッチング素子の定格容量を小さくすること等を考慮し、複数のコンバータを並列接続して用いることが行われる。
例えば、特許文献１には、燃料電池の充電能力を超える急な負荷量の変化に対応するため、燃料電池とバッテリと間に複数相で作動する電圧変換器を接続し、負荷量の変化を予測して電圧変換器の相数の変更、デューティの変更を行うことが開示されている。そして、一般に、複数相を備える電圧変換器では、入出力変換エネルギ量や作動仕事量に対応する通過電力の値によって変換器中で失われる損失電力が変動し、通過電力の多いときは相数の多い三相運転の方が単相運転より損失が少なく、通過電力の少ないときは単相運転の方が三相運転より損失が少ないことが述べられている。すなわち、三相ブリッジ形コンバータにおける損失は、リアクトルのコイルによって失われるリアクトル銅損、スイッチング素子の動作によって失われるモジュール損失、リアクトルＬの磁性体によって失われるリアクトル鉄損があり、前２者は、通過電力が増大するにつれ増大し、単相運転の方が三相運転よりも大きく、最後のリアクトル鉄損は通過電力にほとんど依存せず、三相運転の方が単相運転よりも大きいからである、と説明されている。そして、通過電力の少ない領域では単相運転とし、通過電力の大きい領域で三相運転とし、三相運転から単相運転に変更する際に電圧変換に係る交流電流の実効値が変動することによりＰＩＤ制御においては一時的に電圧、電流、電力が変動するので、一時的にデューティを上昇させ、電力不足を補うことが述べられている。
また、特許文献２には、インバータとバッテリの間に複数のＤＣ／ＤＣコンバータを設ける場合の変換効率を最大化する方法が開示されている。ここでは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの中で、１つをマスターＤＣ／ＤＣコンバータとするマスタースレーブ型ＤＣ／ＤＣコンバータとして、マスターＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力または出力電力をリファレンス電力として、マスターＤＣ／ＤＣコンバータを含めて作動させるＤＣ／ＤＣコンバータの個数を定め、次にバッテリの最大許容充電電圧及び最大許容充電電流を超えない範囲でこのマスタースレーブ型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を増減させてその変換効率を計算し、最大変換効率にほぼ一致するように出力電圧を調整することが述べられている。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータの変換効率は、１次側のスイッチング損失と２次側の整流ダイオードの順方向電圧降下による損失があり、高入力電力時は１次側の損失が増大し、低入力電力時には１次側の損失が減少して２次側の損失が支配的になると述べられている。
特許文献３には、主電源の電力の電圧を複数の並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータで変換して補助バッテリに供給する場合、特定のＤＣ／ＤＣコンバータに使用頻度が高くならないようにする方法が開示されている。ここでは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータについての各起動順序を所定の規定順序に従って変化させるものとし、所定の規定順序としては、各ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧−電流特性を測定し、その内容に従って設定すること等が述べられている。
特開２００６−３３９３４号公報 特開２００３−２３５２５２号公報 特開２００３−１１１３８４号公報
このように、複数のコンバータを並列接続して用いる構成においては、その通過電力に応じて、駆動させるコンバータ相数を変更する制御が行われる。また、所望の昇圧または降圧になるように電圧変換を行うには、スイッチングのデューティを制御して実行される。その制御は、デューティ指令値に対し、実際に作動しているデューティ実測値をフィードバックしてその偏差を抑制するフィードバック制御等が用いられ、例えば、ＰＩＤ制御方式を用いることができる。
ところで、電圧変換に用いるコンバータ相数が変更されると、そのフィードバックループの状態が変化し、そのままでは必ずしも最適なフィードバック制御とならないことがある。例えば、コンバータ通過電力が任意のある値のときにコンバータ相数を変更すると、１つのコンバータ回路当りの通過電流が変化し、これに応じてＰＩＤ制御における積分項補正の値が変化することが生じる。このように、コンバータ相数が変更されると、そのフィードバックループの状態が変化するので、そのままでは必ずしも最適なフィードバック制御とならないことがある。
本発明の目的は、負荷に応じてコンバータの駆動相数を変更して電圧変換を行う際に、その駆動相数に適したＰＩＤ制御を可能とするコンバータ制御装置を提供することである。
本発明に係るコンバータ制御装置は、第１電源と第２電源との間に配置され、複数のスイッチング素子とリアクトルとを含み双方向に電圧変換を行うコンバータを複数並列に接続し、コンバータ通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンバータ制御装置であって、電圧変換を行うために複数のスイッチング素子に与えられるデューティ指令値に対し、実際に作動しているデューティ実測値をフィードバックしてＰＩＤ制御によってその偏差を抑制する制御部と、ＰＩＤ制御における積分項の補正を行うためにコンバータ通過電力と積分項補正値との間の関係である積分項補正関数を予め駆動相数ごとに求めて記憶する記憶手段と、コンバータ通過電力に応じて駆動相数を変更する際に、変更先の駆動相数に対応する積分項補正関数に切り換える積分項補正関数切換手段と、を有することを特徴とする。
また、本発明に係るコンバータ制御装置において、記憶手段は、コンバータ通過電力の状態を、第１電源側から第２電源側に電力が通過するプラス状態と、第２電源側から第１電源側に電力が通過するマイナス状態と、その中間のゼロクロス状態とに区別して、各状態についてそれぞれの積分補正値を記憶することが好ましい。
また、本発明に係るコンバータ制御装置において、記憶手段は、デューティの制御周期に応じて変化するコンバータ通過電流波形の最大値・最小値と、予め任意に定めた閾値との比較に基づいて区別されたコンバータ通過電力の各状態について、それぞれの積分補正値を記憶することが好ましい。
上記構成により、コンバータ制御装置は、コンバータの電圧変換のためのＰＩＤ制御における積分項補正関数と駆動相数との関係を予め求めて記憶し、コンバータの駆動相数を変更する際に、ＰＩＤ制御における積分項補正関数を変更先の駆動相数に対応する積分項補正関数に切り換える。これにより、負荷に応じてコンバータの駆動相数を変更するときに、その駆動相数に適したＰＩＤ制御が可能となる。
また、記憶手段は、コンバータ通過電力の状態を、第１電源側から第２電源側に電力が通過するプラス状態と、第２電源側から第１電源側に電力が通過するマイナス状態と、その中間のゼロクロス状態とに区別して、各状態についてそれぞれの積分補正値を記憶するので、積分項補正関数の関数形自体の記憶に比べ、記憶容量が少なくして、コンバータの駆動相数に適したＰＩＤ制御が可能となる。
また、記憶手段は、デューティの制御周期に応じて変化するコンバータ通過電流波形の最大値・最小値と、予め任意に定めた閾値との比較に基づいて区別されたコンバータ通過電力の各状態について、それぞれの積分補正値を記憶するので、区別を明確にして積分補正値を記憶でき、コンバータの駆動相数に適したＰＩＤ制御が可能となる。
以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、コンバータ制御装置が適用される電源システムとして、車両の駆動用モータ・ジェネレータに接続される車両搭載用電源システムを説明するが、車両用以外の電源システムに適用されるコンバータ制御装置であってもよい。たとえば、建物内に固定の電源システム等であってもよい。また、コンバータ制御装置が適用される電源システムとして、第１電源がニッケル水素型２次電池、第２電源が固体高分子膜型燃料電池の場合について説明するが、これら以外の種類の電源であってもよい。例えば、２次電池として、リチウムイオン型のものとすることができ、燃料電池として、固体電解質型以外のものとすることもできる。また、以下では、コンバータ装置として、コンバータ回路を３つ並列に接続する構成を説明するが、コンバータ装置を構成するコンバータ回路の数は３以外の複数であってもよい。また、以下では、ＰＩＤ制御によって駆動デューティを制御して所望の電圧変換を実行するものとして説明するが、場合によっては、ＰＩ制御によって電圧変換を実行するものであってもよい。
図１は、コンバータ制御装置２０を含む車両用電源システムの構成を示す図である。ここでは、車両用モータ・ジェネレータ１６に接続される電源システムとして、第１電源としての２次電池１０と、第２電源としての燃料電池１２と、その間に設けられるコンバータ装置３０とが示されている。コンバータ装置３０は、制御部４０によってその作動が制御される。したがって、コンバータ装置３０と制御部４０とを含んで、コンバータ制御装置２０が構成される。
なお、この電源システムは、インバータ１４を介して、モータ・ジェネレータ１６に接続される。インバータ１４は、上記電源システムの直流電力を３相交流電力に変換して、モータ・ジェネレータ１６に供給して車両の駆動源として機能させ、また、車両が制動時には、モータ・ジェネレータ１６によって回収される回生エネルギを直流電力に変換し、上記電源システムに充電電力として供給する機能を有する。
２次電池１０は、ニッケル水素単電池やリチウムイオン単電池のような単電池を複数組み合わせて構成され、所望の高電圧を有し、充放電可能な高電圧電源パックである。例えば、２００Ｖから４００Ｖ程度の高電圧を正極母線と負極母線の間に供給することができる。
燃料電池１２は、燃料電池セルを複数組み合わせて、所望の高電圧の発電電力を取り出せるように構成された一種の組電池で、燃料電池スタックと呼ばれる。ここで、各燃料電池セルは、アノード側に燃料ガスとして水素を供給し、カソード側に酸化ガスとして空気を供給し、固体高分子膜である電解質膜を通しての電池化学反応によって必要な電力を取り出す機能を有する。燃料電池１２は、例えば、２００Ｖから４００Ｖ程度の高電圧を正極母線と負極母線の間に供給することができる。
コンバータ装置３０は、複数のコンバータ回路を含む装置である。コンバータ回路は、第１電源である２次電池１０と、第２電源である燃料電池１２との間で電圧変換を行う機能を有する直流電圧変換回路である。コンバータ回路を複数用いるのは、コンバータ回路を構成する電子素子の定格容量を大きくすることなく、大きな負荷に対応するためである。図１の例では、３つのコンバータ回路を並列接続して１つのコンバータ装置３０が構成されている。例えば、３つのコンバータ回路を相互に１２０°ずつ位相をずらし、いわゆる３相駆動を行うことで、個々のコンバータ回路の負荷を軽くすることができ、また、出力電流のリップルを低減し高精度な電圧制御が可能となる。
コンバータ装置３０は、例えば、モータ・ジェネレータ１６等の負荷変動に燃料電池１２の発電能力が対応しきれないとき等に、２次電池１０の電力を電圧変換して、燃料電池１２側に供給し、電源システム全体として、モータ・ジェネレータ１６等の負荷に対応する機能を有する。
コンバータ装置３０を構成するコンバータ回路は、第１電源側に設けられる複数のスイッチング素子及び複数の整流器を含む１次側スイッチング回路と、同様に第２電源側に設けられる複数のスイッチング素子及び複数の整流器を含む２次側スイッチング回路と、１次側スイッチング回路と２次側スイッチング回路との間に設けられるリアクトルとで構成される。
１次側スイッチング回路は、高電圧ラインの正極母線と負極母線との間に配置され、直列に接続された２つのスイッチング素子と、各スイッチング素子にそれぞれ並列に接続された２つの整流器で構成することができる。正極母線側に接続されるスイッチング素子等を上側アーム、負極母線側に接続されるスイッチング素子を下側アームと呼ぶことがある。２次側スイッチング回路も同様の構成とすることができる。スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の高電圧大電力用スイッチング素子を用いることができ、整流器としては大電力用ダイオードを用いることができる。
リアクトルは、磁気エネルギを蓄えあるいは放出することができる機能を有する素子で、空心コイルまたは鉄心を有するコイルが用いられる。リアクトルは、１次側スイッチング回路の２つのスイッチング素子の接続点と、２次側スイッチング回路の２つのスイッチング素子の接続点とを接続するように配置される。
コンバータ回路は、１次側スイッチング回路を構成する上側アームと下側アーム、及び２次側スイッチング回路を構成する上側アームと下側アームのそれぞれについて、適当なタイミングでオン・オフ制御することで、第１電源側の電力を交流エネルギに変えてリアクトルに一時的に磁気エネルギとして蓄え、その蓄えた磁気エネルギを再び交流エネルギに変換して第２電源側に電力として供給することができる。このスイッチングのオン・オフ比、すなわちデューティを変更することによって、第１電源側の電圧を昇圧して第２電源側に供給することもでき、あるいは第１電源側の電圧を降圧して第２電源側に供給することもできる。同様に、第２電源側の電力を第１電源側に電圧変換して供給することもできる。
制御部４０は、コンバータ装置３０と共にコンバータ制御装置２０を構成し、具体的には、負荷に応じて、コンバータ装置３０の電圧変換動作を制御する機能を有する。制御部４０は、車両搭載用のコンピュータで構成することができる。制御部４０は、独立のコンピュータで構成してもよいが、他の車載用コンピュータに、制御部４０の機能を持たせることもできる。例えば、ハイブリッドＣＰＵ等が車両に設けられているときは、ハイブリッドＣＰＵに、制御部４０の機能を持たせることができる。
制御部４０は、ＰＩＤ制御によってコンバータ装置３０を制御し、所望の電圧変換を実行させるＰＩＤ制御モジュール４２と、コンバータ装置３０の通過電力に応じてコンバータ装置３０の駆動相数を変更する駆動相数変更モジュール４４と、駆動相数を変更する際に、ＰＩＤ制御の積分項補正関数を切り換える積分項補正関数切換モジュール４６とを含む。積分項補正関数の詳細については後述する。これらの機能はソフトウェアで実現でき、具体的には、対応するコンバータ制御プログラムを実行することで実現できる。また、これらの機能の一部をハードウェアで実現することもできる。
制御部４０におけるＰＩＤ制御モジュール４２は、コンバータ装置３０を構成する各スイッチング素子のオン・オフのタイミングと、オン・オフのディーティ比等について、ＰＩＤ制御方式によって制御し、２次電池１０と燃料電池１２との間において所望の電圧変換を実行する機能を有する。例えば、デューティを大きくすることで２次電池１０の電圧を昇圧して燃料電池１２側に供給し、デューティを小さくすることで２次電池１０の電圧を降圧して燃料電池１２側に供給するものとすることができる。そして、指令されたデューティに対し、実際に作動しているデューティをフィードバックし、ＰＩＤ制御方式を用いて、指令されたデューティと実際に作動しているデューティとの間の偏差を抑制する制御を実行する。
図２は、ＰＩＤ制御方式を用いて電圧変換制御を実行するＰＩＤ制御回路５８のブロックダイアグラムである。なお、以下の説明では、各要素について図１で説明した符号を用いる。ここでは、デューティ指令値をＶｒｅｆ（６０）として示し、実際に作動しているデューティをＶｒａｗ（６６）として示し、Ｖｒａｗ（６６）のフィードバックと、２次電池１０の出力電圧も考慮したフィードフォワードとに基づいて、コンバータ装置３０への出力９０を作り出す様子が示されている。なお、このブロックダイアグラムは、Ｖｒｅｆ（６０）、Ｖｒａｗ（６６）とあるように、電圧を基準にして示されているが、これは制御回路の構成が電圧を基準に考えることが便利なためであり、実際のデューティは、時間比あるいは、単なるディジタル数値である。また、図２は、コンバータ装置３０を構成する３つのコンバータ回路の１つについてのブロックダイアグラムであるが、他のコンバータ回路のブロックダイアグラムも同じ内容である。
図２において、Ｖｒｅｆ（６０）は、コンバータ装置３０を構成するスイッチング素子におけるオン・オフ指令値、具体的にはデューティの指令値である。デューティとは、オン時間とオフ時間の和に対してオン時間の占める割合で、例えば、１００μｓｅｃごとにオン・オフ制御を繰り返すとして、オン時間が４０μｓｅｃ、オフ時間が６０μｓｅｃのときは、デューティが４０／（４０＋６０）＝０．４である。Ｖｒｅｆ（６０）は、このデューティ＝０．４が、適当な電圧値のデータに換算されたものである。デューティ指令値Ｖｒｅｆ（６０）は、燃料電池１２と２次電池１０の状態から、昇圧または降圧をどの程度にするかによって定められる。例えば、要求負荷量、そのときの燃料電池１２の発電能力、２次電池１０の充電状態等を入力として、予め定めてある関係式、あるいはマップ等を用いて、電圧変換すべき昇圧または降圧に対応するデューティを求めることができる。
リミッタ６２は、Ｖｒｅｆ（６０）が過大にならないように上下限を制限する制限回路である。１次遅れ要素６４は、リミッタ６２の出力の変化レートを制限し、コンバータが追従可能な変化速度になまらせるため等の機能を有するフィルタである。
減算器６８は、１次遅れ要素６４の出力から、Ｖｒａｗ（６６）の値を減算する機能を有する。Ｖｒａｗ（６６）は、コンバータ装置３０において実際に作動している状態のデューティである。Ｖｒａｗ（６６）は、コンバータ装置３０を構成するスイッチング素子の実際のオン・オフ波形等から得られる値を用いることができる。減算器６８の機能により、デューティ指令値に対し実際のデューティをフィードバックし、その間の偏差を出力することができる。
減算器６８から出力されるデューティの偏差は、ＰＩＤ演算部６９に入力される。ＰＩＤ演算部６９は、偏差を抑制するための比例制御を実行するための比例制御ゲインＫPを有する比例演算要素７０と、比例制御で抑制しきれない要素を積分処理によって抑制するための積分器７２及び積分制御ゲインＫIを有する積分演算要素７４と、微分処理によって抑制するための微分器７６及び微分制御ゲインＫdを有する微分演算要素７８とを含んで構成される。
ＰＩＤ演算部６９は、このように、比例制御ゲインＫP、積分制御ゲインＫI、微分制御ゲインＫdを含む。これらの制御ゲインは、実際のコンバータ装置３０について、ＰＩＤ制御を実行し、そのときの応答性及び制御性に基づいて、実験的に定めることができる。
比例制御、積分制御、微分制御の各結果は加算器８０によって加算される。このように、ＰＩＤ制御方式を用い、偏差を抑制することができるように補正されたオン・オフデータが加算器８０に出力される。
フィードフォワード項８２は、上記の指令値Ｖｒｅｆと、２次電池１０の出力電圧とから所定の算出式で求められる値を、デューティに反映させるフィードフォワード量とするものである。加算器８４は、ＰＩＤ制御のあとの加算器８０の出力に、このフィードフォワード項を加算する機能を有する。リミッタ８６は、加算器８４の出力が過大にならないように上下限を制限する制限回路である。各相バランス処理８８は、他の駆動相のコンバータ回路についての結果と合わせて、３つの駆動相の間でのデューティバランスを取るための処理を行う機能を有する。各相バランス処理８８の結果は、コンバータ装置を構成する各コンバータ回路のスイッチング素子に対するオン・オフ信号として、コンバータ装置３０に出力（９０）される。
かかるブロックダイアグラムの内容を有するＰＩＤ制御回路５８は、アナログ回路またはディジタル回路によって実現することができる。また、一部をディジタル回路で、一部をアナログ回路で構成することができる。
図３は、ＰＩＤ制御方式による作用を説明するタイムチャート図である。これらの図において横軸は時間、縦軸は電圧であり、時間軸の原点は共通にしてある。図３（ａ），（ｂ）は、仮にＰＩＤ制御を実行しない場合のＶｒｅｆとＶｒａｗの関係を示す図である。すなわち、コンバータ装置３０におけるスイッチング素子のオン・オフ信号の指令として、Ｖｒｅｆが与えられると、実際にコンバータ装置３０の作動においてはＶｒａｗとなる。つまり、Ｖｒｅｆが指令されても、遅れが生じ、デューティそのものが変化する。これによって、Ｖｒｅｆで指令されるデューティと、コンバータ装置３０で実際に作動しているデューティであるＶｒａｗとの間に偏差が生じる。例えば、図３（ａ）で仮にＶｒｅｆの指令がデューティ＝０．６であるとしても、図３（ｂ）に示される実際のＶｒａｗにおいては、デューティ＝０．４となることが生じ得る。
この原因は、Ｖｒｅｆを算出して出力する制御回路から、コンバータ装置３０のスイッチング素子までに、多くの遅れ要素等が存在することにある。例えば、Ｖｒｅｆ算出回路の出力は、フォトカプラを介して図２で説明したＰＩＤ制御回路５８に供給され、ＰＩＤ制御回路５８の出力（９０）は、フォトカプラを介してコンバータ装置３０の各スイッチング素子に供給されるので、このフォトカプラにおける信号の授受に伴う遅れ及び波形の歪等が存在する。また、コンバータ装置３０を構成する上アームと下アームとが同時にオンとならないように、遅れを設けていることも１つの原因として作用する。また、コンバータ装置３０内での遅れも存在する。
ＰＩＤ制御は、Ｖｒｅｆで指令されるデューティと、実際に作動しているＶｒａｗのデューティとの差である偏差を抑制する機能を有する。図３（ｃ）は、ＰＩＤ制御が実行されるときの出力、すなわち、コンバータ装置に与えられるオン・オフ信号を示す。この信号は、図２で説明した出力９０に相当する。この信号波形は、もともとのデューティ指令であるＶｒｅｆの信号波形に比較し、Δだけオン時間が長く補正される。この補正量Δは、ＰＩＤ制御により補正項であるが、その大きさは、この出力がコンバータ装置３０に入力されたときに、コンバータ装置３０を構成するスイッチング素子の実際の作動におけるデューティが、もともとのＶｒｅｆで指令されたデューティと同じになるようにされるものである。図３（ｄ）には、補正された出力に対するスイッチング素子における作動デューティ、すなわちＶｒａｗが示されている。このＶｒａｗにおけるデューティは、もともとのＶｒｅｆで指令されたデューティ＝０．６とほぼ同じとなっている。
このようにして、指令されたデューティに対し、実際に作動しているデューティをフィードバックし、ＰＩＤ制御方式を用いて、指令されたデューティと実際に作動しているデューティとの間の偏差を抑制することができる。
再び図１に戻り、制御部４０の駆動相数変更モジュール４４は、コンバータ装置３０を通過する電力に応じて、コンバータ装置３０を構成する３つのコンバータ回路について駆動する数を変更する機能を有する。コンバータ装置３０を通過する電力は、例えば、マップ等を用いて演算により求めることができる。一例を挙げると、２次電池１０の出力電圧と出力電流の測定値から２次電池１０のコンバータ装置３０へ向けた出力電力を求め、そこから負荷損失を減じ、これにコンバータ装置３０の変換効率を乗じる演算によって、コンバータ装置３０の通過電力を求めることができる。また、コンバータ装置３０の通過電力は、コンバータ装置３０を構成するリアクトルを通過する電力であるので、リアクトルに適当な電流検出センサを設けてリアクトルを流れる電流を検出し、その検出データに基づいてコンバータ装置３０の通過電力を求めるものとしてもよい。
図４は、コンバータ装置３０を通過する電力と、コンバータ装置３０の損失の関係を、コンバータ装置３０の駆動相数をパラメータとして、模式的に説明する図である。図４において、横軸はコンバータ通過電力であり、縦軸はコンバータ装置３０の損失である。コンバータ通過電力の符号は、２次電池側から燃料電池側に電流が流れるときを＋とし、燃料電池側から２次電池側に電流が流れるときを−としてある。ここで、コンバータ装置３０において、１つのコンバータ回路のみを駆動する単相駆動の場合の損失特性曲線５１、２つのコンバータ回路を駆動する２相駆動の場合の損失特性曲線５２、３つのコンバータ回路を駆動する３相駆動の場合の損失特性曲線５３が示されている。
上記の特許文献１においても述べられているように、スイッチング素子とリアクトルとを用いるコンバータ装置の損失は、リアクトルのコイルによって失われるリアクトル銅損、スイッチング素子の動作によって失われるモジュール損失、リアクトルＬの磁性体によって失われるリアクトル鉄損がある。そして、前２者は、通過電力が増大するにつれ増大し、単相運転の方が三相運転よりも大きく、最後のリアクトル鉄損は通過電力にほとんど依存せず、三相運転の方が単相運転よりも大きい。図４には、その様子が示されている。すなわち、通過電力が小さくてＡの範囲にあるときは、単相駆動の損失特性曲線５１が最も損失が少ない。次に通過電流が増加し、Ｂの範囲にあるときは、２相駆動の損失特性曲線５２が最も損失が少ない。さらに通過電力が増加し、Ｃの範囲にあるときは、３相駆動の損失特性曲線５３が最も損失が少ない。
図４の結果に基づき、制御部４０の駆動相数変更モジュール４４は、コンバータ装置３０の通過電力に応じ、通過電力がＡの範囲にあるときは単相駆動を指示し、通過電力がＢの範囲にあるときは２相駆動を指示し、通過電力がＣの範囲にあるときは３相駆動を指示する。
ここで、単相駆動のときの損失特性曲線５１と、２相駆動のときの損失特性曲線５２との交点が、Ａの範囲とＢの範囲との分岐点であり、２相駆動のときの損失特性曲線５２と３相駆動のときの損失特性曲線５３との交点がＢの範囲とＣの範囲との分岐点である。各損失特性曲線は予め求めておくことができるので、Ａの範囲とＢの範囲の分岐点となる単相駆動−２相駆動変更の通過電力の値、Ｂの範囲とＣの範囲の分岐点となる２相駆動−３相駆動変更の通過電力の値は、それぞれ予め設定することができる。前者の絶対値を単相−２相変更閾値Ｐ12とし、後者の絶対値を２相−３相変更閾値Ｐ23とすれば、コンバータ装置３０の通過電力の絶対値Ｐを求めて、Ｐ≦Ｐ12のときは単相駆動、Ｐ12＜Ｐ＜Ｐ23のときは２相駆動、Ｐ≧Ｐ23のときは３相駆動を指示するものとできる。
再び図１に戻り、制御部４０の積分項補正関数切換モジュール４６は、駆動相数を変更する際に、ＰＩＤ制御の積分項補正関数を切り換える機能を有する。積分項補正関数とは、コンバータ通過電力と積分項補正値との間の関係を関数の形で表和したものである。ここで、積分項補正値とは、ＰＩＤ制御において、偏差を抑制するために積分制御によって実行される補正値のことで、図２における積分演算要素７４が算出する補正量に相当する。
積分項補正関数は、実験的に求めることができる。例えば、実際に３相駆動の場合について、コンバータ通過電力を変化させてＰＩＤ制御を実行し、デューティの指令値と実際のデューティとの偏差が抑制された制御の下での積分項補正値を求め、これを３相駆動のときの積分項補正関数とすることができる。
図５は、積分項補正関数の例を示す図である。図５の横軸は、コンバータ装置３０の通過電力、縦軸は、ＰＩＤ制御における積分項補正値である。横軸の符号は、図４で説明したものと同じで、２次電池側から燃料電池側に電流が流れるときが＋で、燃料電池側から２次電池側に電流が流れるときが−である。ここでは、コンバータ装置３０の駆動相数に応じた積分項補正関数が示されている。すなわち、単相駆動のときの積分項補正関数９１、２相駆動のときの積分項補正関数９２、３相駆動のときの積分項補正関数９３がそれぞれ示されている。
コンバータ装置３０の通過電力と、コンバータ装置３０を構成する１つのコンバータ回路の通過電力とは、駆動相数の数に応じて異なる。例えば、コンバータ装置３０の通過電力をＰとすれば、３相駆動の場合の１つのコンバータ回路の通過電力はＰ／３であり、単相駆動の場合のその１つのコンバータ回路の通過電力はＰである。つまり、３相駆動から単相駆動に変更すると、１つのコンバータ回路を通過する電力は３倍となる。ＰＩＤ制御における積分項補正は、１つのコンバータ回路の通過電力に応じて行われることになるので、３相駆動から単相駆動に変更すると、３相駆動のときの積分項補正値を基準にして、通過電力が３倍のところの積分項補正値に変更することが必要になる。つまり、横軸にコンバータ装置３０の通過電力をとった場合に、単相駆動の場合の積分項補正関数は、３相駆動の場合の積分項補正関数の横軸を１／３に縮小した形になる。このように、図５における３つの積分項補正関数９１，９２，９３は、この通過電力の大きさの相違に応じて、互いに横軸が伸縮したものとなる。
図６は、駆動相数と、積分項補正関数の対応関係を一覧形式で示す図である。このように、駆動相数が変更されると、適用されるべき積分項補正関数が異なる。各駆動相数において適用されるべき積分項補正関数は、例えば、実験的に３相駆動のときの積分項補正関数を求め、これに基づき、上記のように、横軸を伸縮して、単相駆動及び２相駆動のときの積分項補正関数を得ることができる。このようにして予め求められた各積分項補正関数は、駆動相数を検索キーとして適当な記憶装置に記憶され、駆動相数の変更があるときに読み出されて利用されることが好ましい。記憶装置としては、適当な半導体メモリ等を用いることができ、例えば制御部４０が備えるメモリを用いることができる。
駆動相数に対応する積分項補正関数が分かっていれば、駆動相数の変更があるときの積分項補正関数の切換、あるいは積分項補正値の切換は、次のようにして行うことができる。例えば、図５において、コンバータ通過電力がＰとして、この状態で３相駆動から単相駆動に駆動相数が変更されたとすると、積分項補正値は、積分項補正関数９３のコンバータ通過電力Ｐのときの値から、積分項補正関数９１のコンバータ通過電力Ｐのときの値に切り換えられる。
具体的には、次の処理手順を実行することが好ましい。すなわち、すなわち、コンバータ装置３０において駆動相数が変更されると、まず、コンバータ装置３０において駆動されている相数を判定する（相数判定工程）。そして、積分項補正関数を、相数判定工程で判定された駆動相数に対応するものに切り換える。このためには、例えば、予め求めておいた各積分項補正関数を記憶する記憶装置において、駆動相数を検索キーとして、駆動相数に対応する積分補正関数を読み出して取得する（対応積分項補正関数取得工程）。そして、取得した積分補正項関数に、今までの駆動相数の場合に用いていた積分補正項関数を切り換える（積分補正項関数切換工程）。そしてＰＩＤ制御を実行する（ＰＩＤ制御工程）。
積分項補正関数を記憶するには、さらに簡便な方法を用いることができる。すなわち、図７に示すように、積分項補正関数は、模式的に３つの状態に分かれる。すなわち、コンバータ通過電力の状態を、第１電源側から第２電源側に電力が通過するプラス状態９４と、第２電源側から第１電源側に電力が通過するマイナス状態９６と、その中間のゼロクロス状態９８とに区別すると、それぞれの状態において、通過電力に対しほぼ一定の傾きを有する積分項補正値となる。あるいは、それぞれの状態において、積分項補正値を一定値として近似することもできる。したがって、各状態について、それぞれの積分補正値を記憶することにすれば、積分項補正関数を関数形の形で記憶することに比較し、必要な記憶容量を削減できる。
なお、プラス状態９４、マイナス状態９６、ゼロクロス状態９８の区別は、デューティの制御周期に応じてコンバータ通過電流の最大値・最小値と、予め任意に定めた閾値との比較に基づいて定めることができる。
リアクトルを流れる電流は、リアクトルに電流検出センサを取り付けることで検出できる。デューティ制御を行っているときのリアクトルを流れる電流の様子を図８に示す。図８は、横軸に時間をとり、縦軸にリアクトルを通過する電流をとってある。このように、リアクトルを通過する電流の大きさは、デューティのオン時間のときに増加し、オフ時間のときに減少する。したがって、デューティの制御周期に応じて、コンバータ通過電流の波形は、最大値と最小値との間で変化することになる。
ここで、コンバータ装置３０において通過電力を変化させたときのリアクトル電流波形の変化を見ると、模式的に、図９に示されるようになる。図９は、横軸がコンバータ通過電力で、縦軸がコンバータ装置３０を流れる電流、例えばリアクトルを流れる電流である。コンバータ装置３０において通過電力を変化させたときのリアクトル電流波形の変化は、図８に示されるように、通過電力が増加するにつれ、平均電流が増加しながら、デューティの制御周期に応じて、波形の最大値と最小値の間で増減を繰り返すものとなる。そこで、図７の積分項補正関数の３つの状態を考慮し、２つの閾値Ｉ-とＩ+を設定し、デューティの制御周期に応じて変化するコンバータ通過電流波形の最大値・最小値と、この閾値との比較に基づいて、この３つの状態を区別する。すなわち、リアクトル電流の山側のピークが閾値Ｉ-未満のときをマイナス状態９６とし、リアクトル電流の谷側のピークが閾値Ｉ+を超えるときをプラス状態９４とし、いずれでもないときには、遷移幅を考慮してその内側をゼロクロス状態９８とすることができる。
このように、デューティの制御周期に応じてコンバータを通過する電力が変化するピーク値と、予め任意に定めた閾値との比較に基づいて区別されたコンバータ通過電力の各状態について、それぞれの積分補正値を記憶することで、区別を明確にして積分補正値を記憶できる。
本発明に係る実施の形態のコンバータ制御装置を含む車両用電源システムの構成を示す図である。 本発明に係る実施の形態のコンバータ制御装置におけるＰＩＤ制御回路のブロックダイアグラムである。 本発明に係る実施の形態のコンバータ制御装置において、ＰＩＤ制御方式による作用を説明するタイムチャート図である。 本発明に係る実施の形態において、コンバータ装置を通過する電力と、コンバータ装置の損失の関係を、コンバータ装置の駆動相数をパラメータとして、模式的に説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、積分項補正関数の例を示す図である。 本発明に係る実施の形態において、駆動相数と、積分項補正関数の対応関係を一覧形式で示す図である。 本発明に係る実施の形態において、積分項補正関数の３つの状態を説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、リアクトル電流の時間変化を説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、積分項補正関数の３つの状態を区別する方法を説明する図である。
符号の説明
１０ ２次電池、１２ 燃料電池、１４ インバータ、１６ モータ・ジェネレータ、２０ コンバータ制御装置、３０ コンバータ装置、４０ 制御部、４２ ＰＩＤ制御モジュール、４４ 駆動相数変更モジュール、４６ 積分項補正関数切換モジュール、５１，５２，５３ 損失特性曲線、５８ ＰＩＤ制御回路、６０ Ｖｒｅｆ、６２，８６ リミッタ、６４ １次遅れ要素、６６ Ｖｒａｗ、６８ 減算器、６９ ＰＩＤ演算部、７０ 比例演算要素、７２ 積分器、７４ 積分演算要素、７６ 微分器、７８ 微分演算要素、８０，８４ 加算器、８２ フィードフォワード項、８８ 各相バランス処理、９０ 出力、９１，９２，９３ 積分項補正関数、９４ プラス状態、９６ マイナス状態、９８ ゼロクロス状態。

Claims (3)

  1. 第１電源と第２電源との間に配置され、複数のスイッチング素子とリアクトルとを含み双方向に電圧変換を行うコンバータを複数並列に接続し、コンバータ通過電力に応じて駆動させるコンバータ相数を変更するコンバータ制御装置であって、
    電圧変換を行うために複数のスイッチング素子に与えられるデューティ指令値に対し、実際に作動しているデューティ実測値をフィードバックしてＰＩＤ制御によってその偏差を抑制する制御部と、
    ＰＩＤ制御における積分項の補正を行うためにコンバータ通過電力と積分項補正値との間の関係である積分項補正関数を予め駆動相数ごとに求めて記憶する記憶手段と、
    コンバータ通過電力に応じて駆動相数を変更する際に、変更先の駆動相数に対応する積分項補正関数に切り換える積分項補正関数切換手段と、
    を有することを特徴とするコンバータ制御装置。
  2. 請求項１に記載のコンバータ制御装置において、
    記憶手段は、
    コンバータ通過電力の状態を、第１電源側から第２電源側に電力が通過するプラス状態と、第２電源側から第１電源側に電力が通過するマイナス状態と、その中間のゼロクロス状態とに区別して、各状態についてそれぞれの積分補正値を記憶することを特徴とするコンバータ制御装置。
  3. 請求項２に記載のコンバータ制御装置において、
    記憶手段は、
    デューティの制御周期に応じて変化するコンバータ通過電流波形の最大値・最小値と、予め任意に定めた閾値との比較に基づいて区別されたコンバータ通過電力の各状態について、それぞれの積分補正値を記憶することを特徴とするコンバータ制御装置。
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