JP6125136B1 - 電力変換装置および駆動装置 - Google Patents

Abstract

直流電源から電動機、電動機から直流電源の双方向に電圧を変換して出力する電力変換部と、電力変換部の直流電源側の端子間電圧を検出する第１の電圧検出部と、電力変換部の電動機側の端子間電圧を検出する第２の電圧検出部と、電力変換部の動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、目標電圧および電動機側の端子間電圧からメインデューティを算出する第１の算出部と、メインデューティと電動機側の端子間電圧と第２の電圧検出部により検出された直流電源側の端子間電圧とからサブデューティを算出する第２の算出部と、を備え、メインデューティとサブデューティに基づいて、電力変換部を動作させるデューティ量を算出すること、を特徴とする電力変換装置であって、デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御の追従性を向上させることができる。

Description

この発明は、外部から印加された電圧を変換して電力伝送する電力変換装置およびその電力変換装置を用いた駆動装置に関するものである。

バッテリなどの直流電源から入力された直流電力の電圧を変換して電動機に供給する力行動作を行うとともに、電動機において発電した直流電力を直流電源に供給する回生動作を行う双方向に電力伝送可能な電力変換装置が、ハイブリッド自動車や電気自動車など各種の用途に使用されている。電力変換装置から電動機への出力電圧は、目標電圧の変動、電動機の負荷変動、デッドタイム等さまざまな要因で変動することとなる。これらの出力電圧の変動に対して、目標電圧と出力電圧の偏差と目標電圧の変化率によって出力電圧フィードバック制御およびフィードフォワード制御のゲインを調整する昇圧コンバータの制御装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１３-１７３０２号公報

双方向に電力伝送を行う電力変換装置では、力行動作から回生動作、または、回生動作から力行動作に切り替わる際に、バッテリの充放電電流がゼロとなる状態が発生することとなる。上述のデッドタイムによる出力電圧の変動は、バッテリの充放電電流がゼロ近傍で発生する。従来の昇圧コンバータでは、バッテリの充放電電流を検出し、検出された電流の正負によってデッドタイムの補正量を決定する制御方法を用いていることから、デッドタイムによる出力電圧の制御性の悪化を抑制するためには、バッテリの充電電流をゼロ近傍において精度よく正負の判定を行う必要がある。しかし、実際には、電流のセンシング機能の誤差やセンシング部の誤検出によって正しく判定されず、出力電圧の制御性をさらに悪化させてしまうという課題があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御の追従性をより向上させた電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、一方の端子から他方の端子、他方の端子から一方の端子の双方向に電力伝送させる電力変換部と、電力変換部の一方の端子の端子間電圧を検出する第１の電圧検出部と、電力変換部の他方の端子の端子間電圧を検出する第２の電圧検出部と、電力変換部の動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、予め定められた目標電圧と第２の電圧検出部により検出された他方の端子の端子間電圧との差分に基づいてメインデューティ量を算出する第１の算出部と、第１の算出部で算出されたメインデューティ量と第２の電圧検出部により検出された他方の端子の端子間電圧とから一方の端子の端子間電圧の予測値を算出し、予測値と第１の電圧検出部により検出された一方の端子の端子間電圧とからサブデューティ量を算出する第２の算出部と、を備え、メインデューティ量とサブデューティ量に基づいて、電力変換部を動作させるデューティ量を算出すること、を特徴とする。

また、本発明に係る駆動装置は、直流電源と、電動機と、一方の端子に直流電源が接続され、他方の端子に電動機が接続された電力変換装置を備える駆動装置であって、電力変換装置は、直流電源から電動機、電動機から直流電源の双方向に電圧を変換して電力伝送する電力変換部と、電力変換部の直流電源側の端子間の電圧を検出する第１の電圧検出部と、電力変換部の電動機側の端子間の電圧を検出する第２の電圧検出部と、電力変換部の変換動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、予め定められた目標電圧および第２の電圧検出部により検出された電動機側の端子間電圧からメインデューティを算出する第１の算出部と、第１の算出部で算出されたメインデューティと第２の電圧検出部により検出された電動機側の端子間電圧とから算出された直流電源側の端子間電圧および第１の電圧検出部により検出された直流電源側の端子間電圧からサブデューティを算出する第２の算出部と、を備え、メインデューティとサブデューティに基づいて、電力変換部を動作させるデューティ量を算出すること、を特徴とする。

本発明に係る電力変換装置では、デッドタイムのずれ量に対して高応答に制御することができるため、デッドタイムの影響による出力電圧の制御の追従性を向上させることができる。

本発明の実施の形態１に示す電力変換装置および駆動装置の構成図である。 本発明の実施の形態１に示す電力変換装置に係る制御部の構成図である。 本発明の実施の形態１に示す電力変換装置のゲート信号とリアクトルに流れる電流の関係を示す図である。 従来の電力変換装置に係る電流等の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１に示す電力変換装置に係る電流等の波形を示す図である。 本発明の実施の形態２に示す電力変換装置に係る制御部の構成図である。 本発明の実施の形態２に示す電力変換装置に係る制御部の係数を算出するフローチャートである。 本発明の実施の形態３に示す電力変換装置に係る制御部の構成図である。 本発明の実施の形態３に示す電力変換装置に係る制御部のサブデューティ量を算出するフローチャートである。 本発明の実施の形態４に示す電力変換装置および駆動装置の構成図である。 本発明の実施の形態４に示す電力変換装置に係る制御部の構成図である。 本発明の実施の形態５に示す電力変換装置に係る制御部の構成図である。 本発明の実施の形態６に示す電力変換装置および駆動装置の構成図である。 本発明の実施の形態６に示す電力変換装置のゲート信号とリアクトルに流れる電流の関係を示す図である。 本発明の実施の形態１〜６に示す制御部の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置および駆動装置を、図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置および駆動装置の構成図である。図２は、制御部の構成を示す回路図である。図１に示す駆動装置は、直流電源１０、電力変換装置２０および電動機３０から構成されている。また、電力変換装置２０は、電力変換部１００および制御部３００から構成されており、電力変換部１００の一方の端子に直流電源１０が接続され、他方の端子に電動機３０が接続されている構成となっている。

ここで、電動機３０は、自動車の車軸等を回転駆動させる動作のほか、発電機としても動作可能な電動機である。電動機３０を駆動させる際には、直流電源１０から電動機３０への電力伝送（力行動作）を行うこととなり、電動機３０が発電する際は、電動機３０から直流電源１０への電力伝送（回生動作）を行うこととなる。すなわち、本実施の形態で示す駆動装置は、バッテリの電気エネルギーと電動機の機械エネルギーを双方向に伝送可能なシステムである。以下では、電動機３０は自動車や鉄道等の車軸を回転駆動させることに使用され、自動車や鉄道等の走行状態に応じて、随時、力行動作と回生動作が切り替わるものとして説明する。

図１において、直流電源１０は、バッテリであり、力行動作時には電動機３０に印加される電圧を制御しつつ、電動機３０へ放電し、回生動作時には電動機３０に印加される電圧を制御しつつ、電動機３０で発電された直流電力を充電する。なお、直流電源１０はバッテリに限ったものではなく、直流電力を入出力可能な回路または装置であればどのようなものでもよい。

電力変換装置２０は、電力変換部１００および制御部３００から構成されている。電力変換部１００は、低圧側と高圧側との間で双方向の電力伝送が可能な双方向型の電力変換回路であり、第１端子１００ａ、第２端子１００ｂ、第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄを有している。低圧側の端子である第１端子１００ａ、第２端子１００ｂは、それぞれ直流電源１０の両端に接続されており、高圧側の端子である第３端子１００ｃ、第４端子１００ｄはそれぞれ電動機３０の両端に接続されている。

電力変換部１００は、入力コンデンサ（Ｃ１）１０１、リアクトル（Ｌ１）１０２、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３、第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４、出力コンデンサ（Ｃ２）１０５で構成される昇圧チョッパ回路である。また、電力変換部１００は、２つの電圧検出回路を備えている。直流電源１０側の端子間の電圧、すなわち、入力コンデンサ（Ｃ１）１０１の電圧（以下、入力電圧Ｖ_inとする） を検出する入力電圧検出部（第１の電圧検出部）２０１、および、電動機３０側の端子間の電圧、すなわち、出力コンデンサ（Ｃ２）１０５の電圧（以下、出力電圧Ｖ_outとする）を検出する出力電圧検出部（第２の電圧検出部）２０２が設けられている。

入力コンデンサ（Ｃ１）１０１は、直流電源１０に並列に接続されており、リアクトル（Ｌ１）１０２は、一端が入力コンデンサ（Ｃ１）１０１に接続されている。出力コンデンサ（Ｃ２）１０５は、第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４にドレイン側に一端が接続されており、他端は入力コンデンサ（Ｃ１）１０１に接続されている。

第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３は、リアクトル（Ｌ１）１０２の一方の端子にドレインが接続されており、ソースに入力コンデンサ（Ｃ１）１０１の一方の端子が接続されている。また、第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４は、リアクトル（Ｌ１）１０２と第１のスイッチング素子（Ｑ１）の接続部にソースが接続されている。第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４は、スイッチング半導体であり、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、やＭＯＳＦＥＴ(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)などが使用される。第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４は、制御部３００内のゲート信号出力部で生成されたゲート信号に基づいて相補スイッチングを行う。また、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４の両方がオンになることによる短絡を防止するため、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４の両方がオフとなるような期間（デッドタイム）を設けている。

入力電圧検出部２０１は、入力コンデンサ（Ｃ１）１０１の両端に接続されており、電力変換装置２０の入力電圧Ｖ_inを検出する電圧センサである。また、出力電圧検出部２０２は、出力コンデンサ（Ｃ２）１０５の両端に接続されており、電力変換装置２０の出力電圧Ｖ_outを検出する電圧センサである。これらの検出部は、スイッチング周波数に応じたリプル電圧やノイズによる誤検出を防ぐため、適切なローパスフィルタ回路を有している。なお、入力電圧検出部２０１および出力電圧検出部２０２は必ずしも電力変換部１００内部に設けられる必要はなく、電力変換部１００の外部に設けられていてもよい。

制御部３００は、電力変換部１００を制御する制御装置である。すなわち、入力電圧検出部２０１により検出された入力電圧Ｖ_in、出力電圧検出部２０２において検出された出力電圧Ｖ_outおよび目標電圧Ｖ_out＊に基づいてデューティ量を決定し、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４を制御するゲート信号を電力変換部１００に出力する。図２に、制御部３００の詳細構成を表す回路図を示す。制御部３００は、出力電圧Ｖ_outおよび目標電圧Ｖ_out＊を用いて、メインデューティ量Ｄ_mainを算出する第１の算出部３１０と、第１の算出部３１０で算出されたメインデューティ量Ｄ_main、入力電圧Ｖ_in、出力電圧Ｖ_outを用いて、サブデューティ量Ｄ_subを算出する第２の算出部３２０と、Ｄ_mainとＤ_subとを加算してデューティ量を算出する加算器３３０とを備えている。

出力電圧（Ｖ_out）は、走行状態に応じて図示しない外部装置等により予め設定された目標電圧（Ｖ_out＊）に追従するように制御される。制御部３００では、電力変換部１００の第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４のデューティ量を算出し、ゲート信号を用いて算出したデューティ量に基づく制御を行う。これにより、電動機効率の向上等が図ることができる。

第１の算出部３１０は、目標電圧Ｖ_out＊と出力電圧Ｖ_outの差分をとる減算器３１１と、減算器３１１により求められた差分値（Ｖ_err）からメインデューティ量（Ｄ_main）を演算する第１の制御器３１２を備えている。また、第２の算出部３２０は、１と第１の算出部３１０で求められたＤ_mainとの差分をとる減算器３２１と、減算器３２１で得られた差分値と出力電圧Ｖ_outの積をとる乗算器３２２と、乗算器３２２により得られた値と入力電圧Ｖ_inとの差分を求める減算器３２３と、減算器３２３で得られた値を用いて演算を行う第２の制御器３２４と、第２の制御器３２４で得られた値と出力電圧Ｖ_outとの商を求める除算器３２５とを備えている。

電動機３０は、図１には図示しないインバータ回路を備えており、電動機３０に入力された直流電圧を交流電圧に変換し、電動機３０の駆動部を回転駆動させる。第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４のオン時間の割合を制御することにより、インバータ回路の直流部に目標の電圧を印加して、電動機３０駆動させることができる。

次に、本実施の形態に係る電力変換装置および駆動装置の動作について説明する。電力変換装置２０の動作状態として、直流電源１０から電動機３０に電力が供給されることにより電動機を駆動させる状態（力行動作）と、電動機３０が発電状態で発電した電力が直流電源１０に供給される状態（回生動作）の２つの動作が存在する。

図３に、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４のゲート信号電圧波形と、リアクトル（Ｌ１）１０２に流れるリアクトル電流Ｉ _Ｌの波形を示す。図３において、（ａ）は第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３のゲート信号波形、（ｂ）は第２のスイッチング素子（Ｑ２）のゲート信号波形を示す。各スイッチング素子は、入力されたゲート信号に応じてオン／オフ動作を行う。（ｃ）〜（ｅ）は、それぞれリアクトル（Ｌ１）１０２を流れる電流波形を示した図であり、それぞれリアクトルＬ１の平均電流Ｉ_{L_ave}の値ごとの波形を示している。リアクトルＬ１のリプル電流をＩ_ｒとすると、（ｃ）はＩ_{L_ave}≧Ｉ_ｒ／２の場合、（ｄ）は-Ｉ_ｒ／２＜Ｉ_{L_ave}＜Ｉ_ｒ／２、（ｅ）はＩ_{L_ave}≦-Ｉ_ｒ／２の場合を示している。

力行動作時において、制御部３００は、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４にゲート信号を送付することにより、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子を動作させる。第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４のオン／オフ動作を繰り返し実行させ、電動機３０の両端に印加される電圧を目標電圧に昇圧しつつ、直流電源１０からの入力電力を電動機３０に伝送させる。電力変換装置２０において伝送された直流電力が入力された電動機３０では、内部のインバータ回路によって交流電力に変換し、電動機３０の駆動部を回転駆動させる。

図３において、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３がオフ、第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４がオンとなる期間は、直流電源１０から電力変換装置２０に入力されたエネルギーは、出力コンデンサ１０５に蓄積される状態となる。一方、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３がオン、第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４がオフとなる期間は、出力コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーを放出する状態となる。また、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３がオンとなる期間の時間比率（デューティ量、０〜１の値）を適宜調整することにより、第３端子１００ｃ〜第４端子１００ｄ間の出力電圧Ｖ_outに任意の電圧に制御する。ここで、デューティ量は、制御部３００において決定し、その決定したデューティ量に基づいて、制御部３００ではゲート信号を各スイッチング素子に送付することにより、電力変換部１００を制御する。デューティ量の算出方法については後述する。

次に、回生動作、すなわちＩ_{L_ave}＜０の場合について説明する。
回生動作時においても力行動作時と同様に、制御部３００は、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４にゲート信号を送付することにより、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４を動作させる。第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３および第２のスイッチング素子（Ｑ２）１０４のオン／オフ動作を繰り返し実行させ、電動機３０の両端に印加される電圧を目標電圧に昇圧しつつ、電動機３０からの入力電力を直流電源１０に伝送させ、その内部に直流電力を充電させる。

図３において、第１のスイッチング素子（Ｑ１）がオフ、第２のスイッチング素子（Ｑ２）がオンとなる期間は、出力コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーを放出する状態となる。一方、第１のスイッチング素子（Ｑ１）がオン、第２のスイッチング素子（Ｑ２）がオフとなる期間は、電動機３０より入力されたエネルギーを出力コンデンサ１０５に蓄積する状態となる。力行動作時と同様に、これらの動作モードの時間比率（デューティ量）を適宜調整することにより、第３端子１００ｃ〜第４端子１００ｄ間の出力電圧Ｖ_outに任意の電圧に制御する。ここで、デューティ量は、制御部３００において決定し、制御部３００から電力変換部１００にゲート信号を送付することにより、算出したデューティ量に基づく動作を行わせることができる。デューティ量の算出方法については後述する。

ここで、制御部３００におけるデューティ量の算出方法について説明する。制御部３００は、電力変換部１００に設けられた入力電圧検出部２０１および出力電圧検出部２０２により検出された入力電圧Ｖ_inおよび出力電圧Ｖ_outと目標電圧Ｖ_out＊に基づいて、メインデューティ量（Ｄ_main）およびサブデューティ量（Ｄ_sub）を算出し、算出したメインデューティ量（Ｄ_main）およびサブデューティ量（Ｄ_sub）を用いてデューティ量を算出することに特徴がある。この制御動作は、連続的に、または一定時間ごと（たとえば、数μｓｅｃごと）に繰り返し実施することにより、適切なデューティ量を維持することができる。以下に詳細について説明する。

制御部３００は、デューティ量の制御動作が実行されると、入力電圧検出部２０１および出力電圧検出部２０２により検出された入力電圧Ｖ_inおよび出力電圧Ｖ_outを入力させる。第１の算出部３１０では、減算器３１１によって走行状態等に応じて予め定められた値である目標電圧Ｖ_out＊と出力電圧Ｖ_outとの差分値Ｖ_errを算出する。第１の制御器３１２では、この差分値（Ｖ_err）を用いて、メインデューティ量（Ｄ_main）を算出する。すなわち、差分値（Ｖ_err）が０に近づくようにメインデューティ量（Ｄ_main）を決定する。第１の制御器３１２では、例えばＰ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等を用いてメインデューティ量（Ｄ_main）を決定する。第１の算出部３１０では、出力電圧Ｖ_outの変化に対する応答性が確保されるほか、急峻な電動機３０の変動により出力電圧Ｖ_outの電圧が目標電圧Ｖ_out＊から外れた場合においても、制御部３００と電力変換部１００と出力電圧検出部２０２で決まる応答性により、出力電圧Ｖ_outが目標電圧Ｖ_out＊に追従するように動作させることができる。

一方、第２の算出部３２０では、第１の算出部３１０で算出したメインデューティ量（Ｄ_main）、入力電圧Ｖ_in、出力電圧Ｖ_outを用いてサブデューティ量（Ｄ_sub）を算出する。具体的には、減算器３２１にて（１−Ｄ_main）を算出し、乗算器３２２にて（１−Ｄ_main）に検出した出力電圧Ｖ_outを掛け合わせる。この結果は、入力電圧の予測値Ｖ_incalとなる。この減算器３２１と乗算器３２２で処理される計算式を式（１）に記載する。

乗算器３２２より得られたＶ_incalと入力電圧検出部２０１により検出された入力電圧Ｖ_inとの差分値を減算器３２３において算出し、第２の制御器３２４に出力する。第２の制御器３２４は、例えばＰ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御などを用いて演算を行う。なお、ここでは制御器において用いるゲインは固定値とするが、可変値であってもかまわない。第２の制御器３２４で得られた結果に対して、除算器３２５にて検出した出力電圧Ｖ_outで除算することにより、デューティ量に対応する値を得る。この結果をサブデューティ量Ｄ_subとする。

第１の算出部３１０では、目標電圧Ｖ_out＊と検出した出力電圧Ｖ_outとの差分を０に近づけるようＤ_mainを演算する。一方で、第２の算出部３２０では、理想演算により得られた入力電圧予測値Ｖ_incalと検出した入力電圧Ｖ_inの差分に相当するデューティ量を維持するようにＤ_subを算出する。第１の制御器３１２と第２の制御器３２４に異なる制御手段またはゲインを持たせることによって、目標電圧Ｖ_out＊と検出した出力電圧Ｖ_outの差分に対するデューティ量の応答速度と、理想状態からのずれＤｕｔｙが急変した際の応答速度を、各々個別の応答速度に設定することが可能である。

次に、効果について説明する。まず、本願発明が解決すべきデッドタイムの影響による出力電圧Ｖ_outの変動について、図４、図５の波形に基づいて説明する。図４は、従来の電力変換装置に係る波形を示す図であり、図５は、本実施の形態に示す電力変換装置に係る波形を示す図である。図４、図５において、（ａ）は、リアクトル（Ｌ１）を流れる電流の平均値（Ｉ_{L_ave}）の波形を示す図であり、電力変換装置２０が力行動作から回生動作に変化する場合Ｉ_{L_ave}が正から負に変化することとなる。（ｂ）は、制御部３００において設定されるデューティ量を示す図であり、（ｃ）は、電力変換装置２０の出力電圧Ｖ_outを示す図である。

電力変換部１００の出力電圧Ｖ_outと目標電圧Ｖ_out＊とを用いて制御を行う場合、図４に示すようにデッドタイムの影響によって、出力電圧Ｖoutと目標電圧Ｖ_out＊の偏差が大きくなることがある。第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３のデューティ量をｄ_on、スイッチング周期をＴ、デッドタイムをｔｄ、リアクトルＬ１の平均電流をＩ_{L_ave}、リアクトルＬ１のリプル電流をＩ_ｒとすると、Ｉ_{L_ave}≧Ｉ_ｒ／２のときは、デッドタイム期間は、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３のオン時間に重ならないため、入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_outの関係は式（２）のように表される。

一方、−Ｉ_ｒ／２＜Ｉ_{L_ave}＜Ｉ_ｒ／２のときは、デッドタイム期間の片方が第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３のオン時間に重なるため、入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_outの関係は式（３）で表される。

また、Ｉ_{L_ave}≦−Ｉ_ｒ／２のときは、デッドタイム期間の両方が、第１のスイッチング素子のオン時間に重なるため、入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_outの関係は式（４）で表される。

このように同じデューティ量ｄ_onで駆動していても、出力電圧Ｖ_outはデッドタイムの影響により、デッドタイムの影響のない理想的な昇圧コンバータの関係式である式（２）からずれることとなる。

ここで、第２の算出部３２０を有さず第１の算出部３１０のみを有する制御部を備えた場合の波形を図４に基づいて説明する。
電力変換装置が力行動作から回生動作に変化する場合、リアクトル電流の平均電流Ｉ_{L_ave}とリプル電流Ｉｒの関係は上記の式（２）→式（３）→式（４）と遷移する。デッドタイムｔｄの時間が見かけ上、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３のデューティ量に加算されるため、制御部で演算されたデューティ量が第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３のデューティ量ｄ_onに対応する場合は、第１の算出部３１０で算出されるＤ_mainは状態の遷移毎にデッドタイムｔｄ分だけ小さくなる。また、第２の算出部３２０を有さない場合、Ｄ_mainは電力変換部１００を制御するデューティ量となる。

式（２）から式（３）への状態遷移期間、および式（３）から式（４）への状態遷移期間はリアクトルＬ１の電流波形が不連続となり、フィードバック制御によるデューティ量の操作量が出力電圧に与える影響に反映されない。この結果、出力電圧Ｖ_outが目標電圧Ｖ_out＊に追従せず、オーバーシュートが発生する。第１の制御器３１２のゲインが高すぎた場合は、電流不連続の状態を抜けた瞬間に、連続してアンダーシュートが発生する。第１の制御器３１２のゲインが低すぎた場合は、オーバーシュート量が増加する。同様に、システムが回生動作から力行動作に変わる場合は、出力電圧Ｖ_outが追従せず、アンダーシュートが発生する。

次に、本願発明の特徴である第２の算出部３２０を有する電力変換装置の波形を図５に基づいて説明する。
第２の算出部３２０では式（１）で表される理想状態からのずれ量に基づいてサブデューティ量Ｄ_subを算出する。第２の制御器３２４をＰ制御とした場合、リアクトルＬ１の電流が不連続となり、オーバーシュートが発生した際に第２の算出部３２０が偏差に比例してＤ_subを変化させる。各動作状態に応じてデッドタイムの時比率（Ｔｄ/ｆｓｗ）に応じた値を算出すため、不連続の状態を抜けた式（３）の状態においてアンダーシュートが発生しない。したがって、第１の算出部３１０は目標電圧の変動に対して充分な応答速度を持つように設計し、第２の算出部３２０はデッドタイムの影響によるズレ量を高応答で演算するように設計することが可能となり、異なる外乱に対して一つのデューティ量で適切な応答を確保することが可能となる。

実施の形態１に示す電力変換装置および駆動装置は、上述のような構成をしているため、力行動作と回生動作が切り替わる状況において、内部のリアクトルを流れる電流量が０近傍となる場合であっても、制御性の悪化を抑制することができ、デッドタイムの影響による出力電圧変動に対しても制御の追従性を向上させることができる。

実施の形態２．
実施の形態１に示す電力変換装置では、制御部における制御器のゲインは固定としてデューティ量の設定を行っていたが、実施の形態２に示す電力変換装置では、制御器のゲインを可変とする場合について説明する。実施の形態２に係る電力変換装置および駆動装置の構成は図１に示す場合と同様であり、説明を省略する。図６に、実施の形態２に係る制御部３００の構成を示す。実施の形態２に係る制御部３００の構成は、実施の形態１に示すものと同様であるが、第２の制御器３２４ａの動作が異なる。以下に、その詳細について説明する。

実施の形態２に係る電力変換装置および駆動装置の動作は、制御部３００におけるデューティ量の設定方法を除き、実施の形態１に係る電力変換装置および駆動装置と同様であり、説明を省略する。また、デューティ量の設定方法については、第２の制御器３２４ａを除き、実施の形態１に示す場合と同様である。

第２の制御器３２４ａでは、実施の形態１で示した制御部のように減算器３２３において得られた結果に対して演算を行うが、実施の形態１で示した場合と異なり、ゲインを可変としている。第２の制御器３２４ａでは、減算器３２３の演算結果（ｘ）に対して、第２の制御器３２４ａでの演算結果をｙとして、以下の数式（５）の演算を行う。

ここで、減算器３２３の演算結果ｘに乗算する係数Ｋｄの値の設定方法について、図７を用いて説明する。図７は、第２の制御器３２４ａにおける係数Ｋｄの設定方法を示すフローチャートである。ステップＳ１０１では、目標電圧Ｖ_out＊と入力電圧Ｖ_inとに基づいて、昇圧動作状態であるかを判断する。Ｖ_out＊＞Ｖ_inの判定がＮｏの場合は、昇圧動作状態ではなくデッドタイムの影響を受けないため、ステップＳ１０４でＫｄを０に設定する。

ステップＳ１０１の判定がＹｅｓの場合、すなわち、電力変換装置２０が昇圧動作状態の場合、ステップＳ１０２において、数式（６）に従ってＫｄを決定する。

数式（６）において、ＣａおよびＣｂは、任意の係数であり、Ｋｄは少なくとも入力電圧Ｖ_inと目標電圧Ｖ_out＊との比に応じて可変値となる。一般的にデッドタイムの影響におけるオーバーシュート量は、昇圧比（Ｖ_out＊／Ｖ_in）が高い場合に大きく、昇圧比が低い場合には小さい。フィードバック制御の安定性は昇圧比が高い場合に安定性が良く、昇圧比が低い場合に不安定になる特性の場合を想定すると、ステップＳ１０２で決定する演算結果を用いて、Ｋｄを可変ゲインとして使用することが可能である。ステップＳ１０２で使用する可変ゲインの演算方法は、入力電圧Ｖ_in、出力電圧Ｖ_outまたは目標電圧Ｖ_out＊、メインデューティ量Ｄ_main、リアクトル（Ｌ１）の電流値などによる演算を使用してもよい。また、S１０１における可変ゲインの演算方法は１次方程式や２次方程式を使用してもよい。第１の算出部と第２の算出部、および電力変換部の回路定数によって決まるフィードバック制御の安定性より、適切なＫｄ値を算出するような計算式を使用することが出来る。また、ステップＳ１０２では計算式ではなく、各電圧や電流などの条件におけるマップを保有して決定する方法でもよい。

実施の形態２に係る電力変換装置および駆動装置では、上述のような構成をしているため、実施の形態１に示す場合と同様の効果が得られる。さらに、第２の制御器３２４ａのＫｄを、昇圧比やリアクトル電流に応じて異なる値を使用することで、各条件に応じてオーバーシュートの抑制効果も高く、かつ安定である制御が実現可能である。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２で示した制御部にリミッタを設けた電力変換装置について示す。実施の形態３に係る電力変換装置および駆動装置の構成は、図１に示す場合と同様であり、説明を省略する。図８に、実施の形態３に係る制御部３００の構成について示す。図８において、図６と同様の構成については説明を省略する。図８において、リミッタ３２６は、除算器３２５における演算結果にリミッタ処理を行い、取り得る範囲を制限する演算器である。

次に動作について説明する。
実施の形態３に係る電力変換装置および駆動装置の動作は、制御部３００におけるデューティ量の設定方法を除き、実施の形態１に係る電力変換装置および駆動装置と同様であり、説明を省略する。デューティ量の設定方法については、除算器３２５における演算結果にリミッタ処理を行うことを除き、実施の形態２に示す場合と同様である。

上述の実施の形態では、除算器３２５で演算した結果をサブデューティ量Ｄ_subとしていたが、ここでは、便宜的に除算器３２５で演算した結果について異なる符号を付しＤ_sub´とする。除算器３２５における演算結果であるＤ_sub´にリミッタ処理によって、Ｄ_subの取り得る範囲を制限する。第２の算出部３２０で演算されるＤ_subはデッドタイムの影響による出力電圧変動を第２の算出部３２０のフィードバック制御により補償するため、上下限値はスイッチング周波数とデッドタイム時間の割合によって決定する。固定のキャリアを使用する場合は、デッドタイム（Ｔｄ）とスイッチング周期（１/ｆｓｗ）の関係から、幅ｆｓｗ×Ｔｄとし、±ｆｓｗ×Ｔｄ÷２の範囲内で変更可能とする。

スイッチング周波数が動作条件に応じて変わる場合のリミッタ処理に関して図９に基づいて説明する。図９に、サブデューティ量を算出するフローチャートを示す。ステップＳ２０１では現在使用しているスイッチング周波数（ｆｓｗ）とデッドタイム（Ｔｄ）よりＤ_subの上限値（Ｕｐ＿ｌｉｍ）と、下限値（Ｌｏｗ＿ｌｉｍ）を演算する。ステップＳ２０２にて、Ｄ_sub´が下限値よりも小さい場合は、ステップＳ２０５にてＤ_subを下限値とする。また、ステップＳ２０２ではＤ_sub´が上限値よりも大きい場合に、ステップＳ２０６にてＤ_subを上限値とする。ステップＳ２０２およびステップＳ２０３の何れにも該当しない場合は、Ｄ_sub＝Ｄ_sub´となる。

実施の形態３に示す電力変換装置および駆動装置では、上述のような構成をしているため、実施の形態１に示す場合と同様の効果が得られる。さらに、第２の算出部３２０で計算されるサブデューティ量Ｄ_subは、デッドタイムの時間を補正するだけのデューティ量でよく、スイッチング周波数（ｆｓｗ）ごとのデッドタイムのＤｕｔｙ率（Ｔｄ／ｆｓｗ）を計算して、これに伴うリミッタ制限をかけることで、フィードバック制御の安定性を確保することができる。

実施の形態４．
上述の実施の形態に示した電力変換装置では、電力変換装置内の状態の確認として電圧検出部を用いた構成について説明したが、実施の形態４に係る電力変換装置では、さらに電流検出部を設け、サブデューティ量の算出にリアクトルに流れる電流を用いる場合について示す。図１０に、本実施の形態に係る電力変換装置および駆動装置の構成を示すブロック図を示す。図１０において、図１に示す同一の記号を付した素子または回路は、同一または同様の素子または回路を示すものであり、説明を省略する。電流検出部１１０は、リアクトル（Ｌ１）１０２を流れる電流を検出する検出器であり、例えば、シャント抵抗器と増幅アンプによって構成されたものや、ホール型の電流検出器である。電流検出部１１０をさらに備えることにより、リアクトル（Ｌ１）の電流Ｉ_Ｌが検出可能となる。

図１１に、本実施の形態に係る制御部３００の構成について示す。制御部３００は、図６に示す制御部と比較して、電流検出部１１０により検出された電流Ｉ_Ｌを用いてサブデューティ量を算出する回路が追加されている。図６に示す制御部と同一の記号を付した素子または回路は、図６に示す制御部と同様の素子または回路であり、説明を省略する。乗算器３２８は、電流検出部１１０において検出したリアクトル１０２の電流Ｉ_ＬとＬｍ／Ｔｓとを乗算する演算回路である。ここで、Ｌｍはリアクトル１０２のインダクタンス値であり、また、Ｔｓは連続時間での制御の場合は１とし、マイコン等の離散時間での制御の場合は、サンプリング時間である。加算器３２７は、減算器３２３および乗算器３２８で得られた結果を加算する演算回路である。

次に動作について説明する。
実施の形態４に係る電力変換装置および駆動装置の動作は、制御部３００におけるデューティ量の設定方法を除き、実施の形態１に係る電力変換装置および駆動装置と同様であり、説明を省略する。デューティ量の設定方法については、減算器３２３における演算までは実施の形態１に示す制御部３００と同様である。

電流検出部１１０により検出したリアクトル（Ｌ１）１０２の電流値Ｉ_Ｌを乗算器３２８にてＬｍ／Ｔｓを掛け合わせる。また、減算器３２３の演算結果と乗算器３２８で演算した結果を加算器３２７で足し合わせる。乗算器３２８のＴｓは連続時間での制御の場合は１とし、マイコン等の離散時間での制御の場合は、サンプリング時間を用いる。Ｌｍはリアクトル１０２のインダクタンス値を使用するが、用いるリアクトルのインダクタンス値の最小値、最大値、公称値を使用してもよい。第２の算出部３４０では、加算器３２７における演算結果を用いて第２の制御器３２４ａおよび除算器３２５を用いてサブデューティ量の算出を行う。

実施の形態４に係る電力変換装置および駆動装置では、上述のような構成をしており、実施の形態１で示した電力変換装置および駆動装置と同様の効果が得られる。さらに、リアクトル電流によるデッドタイムの演算も行うため、サブデューティ量Ｄ_subの値がより正確に計算でき、デッドタイムの影響によるオーバーシュート量をさらに抑制できるという効果が得られる。

実施の形態５．
実施の形態５では、実施の形態４に示す制御部と異なる構成でサブデューティ量を算出する電力変換装置について示す。実施の形態５に係る電力変換装置および駆動装置の構成は、図１に示す場合と同様であり、説明を省略する。制御部３００の構成を図１２に示す。図１２において、第１の算出部３１０は図２に示す場合と同様である。

第２の算出部３５０は、実施の形態１に示すものと同様に、第２の算出部３２０では、第１の算出部３１０で決定したメインデューティ量（Ｄ_main）を用いてサブデューティ量（Ｄ_sub）を算出する。第２の算出部３５０は、メインデューティ量（Ｄ_main）を用いて（１−Ｄ_main）を算出する減算器３２１、出力電圧Ｖ_outと入力電圧Ｖ_inを除算する除算器３２９、減算器３２１と除算器３２９の演算結果の差分を算出する減算器３２３、減算器３２３における演算結果に対して演算を行う第２の制御器３２４ａ、第２の制御器３２４ａにおける演算結果に対してリミッタ処理を行うリミッタ３２６、とを備えている。

次に動作について説明する。
実施の形態５に係る電力変換装置および駆動装置の動作は、制御部３００におけるデューティ量の設定方法を除き、実施の形態１に係る電力変換装置および駆動装置と同様であり、説明を省略する。デューティ量の設定方法については、実施の形態１に示す制御部と第２の算出部３５０の動作が異なっており、以下にその差異について説明する。

第２の算出部３５０では、減算器３２１にて第１の算出部３１０において算出されたメインデューティ量Ｄ_mainを用いて、デューティ量の予測値（１−Ｄ_main）を計算する。また、除算器３２９にてＶ_in／Ｖ_outを計算し、減算器３２３にて除算器３２９において算出されたＶ_in／Ｖ_outと減算器３２１において算出されたデューティ量の予測値（１−Ｄ_main）の差を計算する。この差分値を第２の制御器３２４で演算するための偏差の値とする。なお、この値は実施の形態１で示した入力電力の予測値Ｖ_incalを出力電力Ｖ_outで割った値となる。第２の制御器３２４は、減算器３２３における演算結果にＫｄの値を乗算する。Ｋｄは、例えばＰ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御などを用いて算出する。ここで、Ｋｄは固定値を用いても、実施の形態２に示すような可変値を用いてもよい。ここでは、便宜上、第２の制御器３２４で演算された結果をサブデューティ量Ｄ_sub´とする。得られたＤ_sub´に対し、リミッタ３２６において適切なリミッタ処理を行い、その値を制限することで、サブデューティ量Ｄ_subの演算を行う。

実施の形態５に示す電力変換装置および駆動装置では、以上のような構成をしているため、実施の形態１に示す電力変換装置および駆動装置と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態１および３に示す電力変換装置および駆動装置と比べ第２の算出部３２０の回路を省略できる。また、マイコン等のＳＷに実装する場合は、第２の算出部３２０の演算を省略できる。

実施の形態６．
実施の形態１に示した電力変換装置では、電力変換部に２つのスイッチング素子を備えたＤＣ／ＤＣコンバータを用いる構成について示したが、実施の形態６に示す電力変換装置では、電力変換部にマルチレベルコンバータを用いる構成について示す。図１３に、実施の形態６に係る電力変換装置および駆動装置の構成を示す。図１３において、直流電源１０および電動機３０は、実施の形態１に示す場合と同様であり、説明を省略する。また、電力変換装置２０内の制御部３００については、上述した実施の形態に示すいずれの制御部を用いてもよい。

電力変換部１００は、入力コンデンサ（Ｃ１）１０１、リアクトル（Ｌ１）１０２、第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９、出力コンデンサ（Ｃ２）１０５、フライングキャパシタ（Ｃ０）１１１から構成される昇圧チョッパ回路である。また、各コンデンサの電圧を検出する入力電圧検出部２０１、出力電圧検出部２０２、フライングキャパシタ電圧検出部２０３が設けられている。

入力コンデンサ（Ｃ１）１０１は、直流電源１０に並列に接続されており、リアクトル（Ｌ１）１０２は、一端が入力コンデンサ（Ｃ１）１０１に接続されている。出力コンデンサ（Ｃ２）１０５は、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９にドレイン側に一端が接続されており、他端は入力コンデンサ（Ｃ１）１０１に接続されている。また、フライングキャパシタ（Ｃ０）１１１は、その両端が第１と第２のスイッチング素子の接続点および第３と第４のスイッチング素子の接続点に接続されている。

第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６のドレインは第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７のソースに接続されており、もう一端が入力コンデンサ（Ｃ１）１０１に接続されている。また、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７のドレインは、リアクトル（Ｌ１）１０２の一方の端子に接続されている。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６と第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７の接続部にフライングキャパシタ（Ｃ０）１１１の一方の端子が接続されている。 第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８は、リアクトル（Ｌ１）１０２と第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７の接続部にソースが接続されており、ドレインにフライングキャパシタ（Ｃ０）１１１の一端が接続されている。第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９のソースは第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８のドレインに接続されており、ドレインには出力コンデンサ（Ｃ２）１０５が接続されている。出力コンデンサ（Ｃ２）１０５の他端には、入力コンデンサ（Ｃ１）１０１と第１のスイッチング素子（Ｑ３）の接続部に接続されている。

第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６および第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７および第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８および第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９は、スイッチング半導体であり、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどが使用される。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６および第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９は制御部３００で生成されたゲート信号に基づいて相補スイッチングを行う。また、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７と第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８のスイッチング素子は制御部３００で生成されたゲート信号に基づいて相補スイッチングを行う。

さらに、第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０３と第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０４のゲート信号は、スイッチング周波数（ｆｓｗ）に対して位相が１８０度ずれている。また、第１および第４のスイッチング素子の両方がオンになることによる短絡を防止するため、第１および第４のスイッチング素子の両方がオフ信号となるような適切なデッドタイム期間を持ち、第２および第３のスイッチング素子の両方がオンになることによる短絡を防止するため、第２および第３のスイッチング素子の両方がオフ信号となるような適切なデッドタイム期間を持つ。

入力電圧検出部２０１は、入力コンデンサ（Ｃ１）１０１の両端に接続されており、電力変換装置２０の入力電圧Ｖ_inを検出する電圧センサである。また、出力電圧検出部２０２は、出力コンデンサ（Ｃ２）１０５の両端に接続されており、電力変換装置２０の出力電圧Ｖ_outを検出する電圧センサである。フライングキャパシタ電圧検出部２０３はフライングキャパシタ（Ｃ０）１１１の両端に接続されている。これらの検出部は、スイッチング周波数に応じたリプル電圧やノイズによる誤検出を防ぐため、適切なローパスフィルタ回路を有している。また、これらの検出部は必ずしも電力変換部１００内部に設けられる必要はなく、電力変換部１００の外部に設けられていてもよい。

次に動作について説明する。実施の形態６に係る電力変換装置のデューティ量の算出方法は上述の実施の形態１〜５に示す方法のいずれでもよく、算出したデューティ量に基づいて各スイッチング素子の動作を制御する。

図１４に、電力変換装置のゲート信号とリアクトルに流れる電流の関係を示す図を示す。図１４に基づいて、電力変換部１００の第１〜第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のゲート信号とリアクトル電流に関して説明する。図１４において、（ａ）は第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６のゲート信号波形、（ｂ）は第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９のゲート信号波形、（ｃ）は第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７のゲート信号波形、（ｄ）は第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８のゲート信号波形を示す。各スイッチング素子は、入力されたゲート信号に応じてオン／オフ動作を行う。（ｅ）〜（ｇ）は、それぞれリアクトル（Ｌ１）１０２を流れる電流波形を示した図であり、それぞれリアクトルＬ１の平均電流Ｉ_{L_ave}の値ごとの波形を示している。リアクトルＬ１のリプル電流をＩ_ｒとすると、（ｅ）はＩ_{L_ave}≧Ｉ_ｒ／２の場合、（ｆ）は-Ｉ_ｒ／２＜Ｉ_{L_ave}＜Ｉ_ｒ／２、（ｇ）はＩ_{L_ave}≦-Ｉ_ｒ／２の場合を示している。

まず、力行動作、すなわちリアクトル（Ｌ１）１０２を流れる電流の平均値（平均電流Ｉ_{L_ave}）＞０の場合について説明する。力行動作時において、制御部３００は、第１〜第４のスイッチング素子１０６〜１０９にゲート信号を送付することにより、各スイッチング素子のオン／オフ動作を実施させる。各スイッチング素子のオン／オフ動作を繰り返し実行させ、電動機３０の両端に印加される電圧を目標電圧に昇圧しつつ、直流電源１０からの入力電力を電動機３０に伝送させる。電力変換装置２０において伝送された直流電力が入力された電動機３０では、内部のインバータ回路によって交流電力に変換し、電動機３０の駆動部を回転駆動させる。

図１４において、第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６がオン、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９がオフ、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７がオン、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８がオフとなる期間は、出力コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーを放出する状態となる。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６がオン、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９がオフ、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７がオフ、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８がオンとなる期間は、出力コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーを放出するとともに、直流電源１０から電力変換装置２０に入力されたエネルギーをフライングキャパシタ１１１に蓄積する状態となる。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６がオフ、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９がオン、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７がオン、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８がオフとなる期間は、直流電源１０から電力変換装置２０に入力されたエネルギーは、フライングキャパシタ１１１と出力コンデンサ１０５に蓄積される状態となる。また、第１のスイッチング素子（Ｑ１）１０３がオンとなる期間の時間比率（デューティ量）を適宜調整することにより、第３端子１００ｃ〜第４端子１００ｄ間の出力電圧Ｖ_outを任意の電圧に制御することができる。ここで、デューティ量は、制御部３００において決定し、その決定したデューティ量に基づいて、制御部３００ではゲート信号を各スイッチング素子に送付することにより、電力変換部１００を制御する。

次に、回生動作、すなわちＩ_{L_ave}＜０の場合について説明する。
回生動作時においても力行動作時と同様に、制御部３００は、第１〜第４のスイッチング素子１０６〜１０９にゲート信号を送付することにより、各スイッチング素子を動作させる。各スイッチング素子のオン／オフ動作を繰り返し実行させ、電動機３０の両端に印加される電圧を目標電圧に昇圧しつつ、電動機３０からの入力電力を直流電源１０に伝送させ、その内部に直流電力を充電させる。

図１４において、第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６がオン、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９がオフ、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７がオン、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８がオフとなる期間は、電動機３０より入力されたエネルギーを出力コンデンサ１０５に蓄積する状態となる。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６がオン、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９がオフ、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７がオフ、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８がオンとなる期間は、電動機３０より入力されたエネルギーを出力コンデンサ１０５に蓄積するとともに、フライングキャパシタ１１１のエネルギーを直流電源１０へ放電する状態となる。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６がオフ、第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９がオン、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７がオン、第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８がオフとなる期間は、出力コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーを直流電源１０へ放電するとともに、フライングキャパシタ１１１にエネルギーを蓄積する状態となる。また、力行動作時と同様に、これらの動作モードの時間比率（デューティ量）を適宜調整することにより、第３端子１００ｃ〜第４端子１００ｄ間の出力電圧Ｖ_outを任意の電圧に制御することができる。ここで、デューティ量は、制御部３００において決定し、制御部３００から電力変換部１００にゲート信号を送付することにより、算出したデューティ量に基づく動作を行わせることができる。

力行動作および回生動作のいずれの場合でも、第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６と第４のスイッチング素子（Ｑ６）１０９は相補スイッチングを行い、短絡防止用のデッドタイム（Ｔｄ）を設ける。また、第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７と第３のスイッチング素子（Ｑ５）１０８も同様に相補スイッチングを行い、短絡防止用のデッドタイム（Ｔｄ）を設ける。第１のスイッチング素子（Ｑ３）１０６と第２のスイッチング素子（Ｑ４）１０７は１８０°位相のずれた関係でスイッチングを行う。第１および第２のスイッチング素子Ｑ３とＱ４のオン時間は、制御部で演算したデューティ量とスイッチング周期（１／Ｔｓｗ＝ｆｓｗ）の乗算となる。

フライングキャパシタ（Ｃ０）１１１の電圧Ｖ_ｃｆは常にＶ_outの電圧の１／２倍の電圧となるように制御されている。この状態でのリアクトル電流の波形を示す。実施の形態１と同様、リアクトル（Ｌ１）電流の正負により、デッドタイム（Ｔｄ）期間に流れるスイッチング素子が異なるため、デューティ量を変化させる必要がある。また実施の形態６に示す電力変換部１００と図１４に示すゲート信号の関係でスイッチングした場合、リアクトル電流はスイッチング周波数の２倍の周波数となり、リアクトル１０２に印加される電圧は実施の形態１の１／２倍となる。

実施の形態６に示す電力変換装置および駆動装置は、リアクトル電流のスイッチング周波数が２倍となることから、デッドタイムによる電流不連続の状態が実施の形態１よりもスイッチング周期に２倍発生することになり、第２の算出部３２０を備えた効果がより得られる。さらに、電力変換部にマルチコンバータを用いたためリアクトル１０２のサイズを小型化することができる。

なお、実施の形態６に示す電力変換装置では、２レベルのマルチレベルコンバータを用いる構成としたが、３レベル以上のマルチレベルコンバータを用いてもいいことは言うまでもない。

実施の形態１〜６で示した制御部の演算回路は、ハードウェアで実現しても、ソフトウェアで実現してもよい。ソフトウェアで実現する場合には、図１５に示すように記憶装置と処理装置を用いて実現することができ、記憶装置（メモリ）に保存されたプログラムを処理装置（プロセッサ）によって読み出し実行することにより実現することができる。

１０ 直流電源、２０ 電力変換装置、３０ 電動機、１００ 電力変換部、１００ａ〜１００ｄ 端子、１０１ 入力コンデンサ、１０２ リアクトル、１０３ 第１のスイッチング素子、１０４ 第２のスイッチング素子、１０５ 出力コンデンサ、１０６ 第１のスイッチング素子、１０７ 第２のスイッチング素子、１０８ 第３のスイッチング素子、１０９ 第４のスイッチング素子、２０１ 入力電圧検出部（第１の電圧検出部）、２０２ 出力電圧検出部（第２の電圧検出部）、３００ 制御部、３１０ 第１の算出部、３１１ 減算器、３１２ 第１の制御器、３２０ 第２の算出部、３２１ 減算器、３２２ 乗算器、３２３ 減算器、３２４ 第２の制御器、３２５ 除算器、３２６ リミッタ、３３０ 加算器、３４０ 第２の算出部、３５０ 第２の算出部

Claims (7)

1. 一方の端子から他方の端子、前記他方の端子から前記一方の端子の双方向に電力伝送させる電力変換部（１００）と、
   前記電力変換部（１００）の前記一方の端子の端子間電圧を検出する第１の電圧検出部（２０１）と、
   前記電力変換部（１００）の前記他方の端子の端子間電圧を検出する第２の電圧検出部（２０２）と、
   前記電力変換部（１００）の動作を制御する制御部（３００）と、を備え、
   前記制御部（３００）は、
   予め定められた目標電圧と前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記他方の端子の端子間電圧との差分に基づいてメインデューティ量を算出する第１の算出部（３１０）と、
   前記第１の算出部（３１０）で算出された前記メインデューティ量と前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記他方の端子の端子間電圧とから前記一方の端子の端子間電圧の予測値を算出し、前記予測値と前記第１の電圧検出部（２０１）により検出された前記一方の端子の端子間電圧とからサブデューティ量を算出する第２の算出部（３２０）と、を備え、
   前記メインデューティ量と前記サブデューティ量に基づいて、前記電力変換部（１００）を動作させるデューティ量を算出すること、
   を特徴とする電力変換装置。
2. 前記第２の算出部（３２０）は、前記予測値と、前記第１の電圧検出部（２０１）により検出された前記一方の端子の端子間電圧との差分値に、前記第１の電圧検出部（２０１）により検出された前記一方の端子の端子間電圧と、前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記他方の端子の端子間電圧とに基づいて決定される可変の係数をかけ合わせることにより前記サブデューティ量を算出すること、
   を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 一方の端子から他方の端子、前記他方の端子から前記一方の端子の双方向に電力伝送させる電力変換部（１００）と、
   前記電力変換部（１００）の前記一方の端子の端子間電圧を検出する第１の電圧検出部（２０１）と、
   前記電力変換部（１００）の前記他方の端子の端子間電圧を検出する第２の電圧検出部（２０２）と、
   前記電力変換部（１００）の動作を制御する制御部（３００）と、を備え、
   前記制御部（３００）は、
   予め定められた目標電圧と、前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記他方の端子の端子間電圧との差分に基づいてメインデューティ量を算出する第１の算出部（３１０）と、
   前記第１の算出部（３１０）により算出された前記メインデューティ量からデューティ量の予測値を算出し、前記デューティ量の予測値と、前記第１の電圧検出部（２０１）により検出された前記一方の端子の端子間電圧と、前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記他方の端子の端子間電圧とからサブデューティ量を算出する第２の算出部（３２０）と、を備え、
   前記メインデューティ量と前記サブデューティ量に基づいて、前記電力変換部（１００）を動作させる前記デューティ量を算出すること、
   を特徴とする電力変換装置。
4. 前記第２の算出部（３２０）は、前記サブデューティ量にリミッタ処理を行うリミッタを備えること、
   を特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換部（１００）内に備えられたリアクトルに流れる電流を検出する電流検出部（１１０）をさらに備え、
   前記第２の算出部（３２０）は、前記電流検出部（１１０）により検出された電流に基づいて前記サブデューティ量を算出すること、
   を特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記電力変換部（１００）は、マルチレベルコンバータを用いて前記一方の端子から前記他方の端子、前記他方の端子から前記一方の端子の双方向に電力伝送すること、
   を特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 直流電源（１０）と、電動機（３０）と、一方の端子に前記直流電源（１０）が接続され、他方の端子に前記電動機（３０）が接続された電力変換装置（２０）を備える駆動装置であって、
   前記電力変換装置（２０）は、
   前記直流電源（１０）から前記電動機（３０）、前記電動機（３０）から前記直流電源（１０）の双方向に電力伝送する電力変換部（１００）と、
   前記電力変換部（１００）の前記直流電源側の端子間の電圧を検出する第１の電圧検出部（２０１）と、
   前記電力変換部（１００）の前記電動機側の端子間の電圧を検出する第２の電圧検出部（２０２）と、
   前記電力変換部（１００）の変換動作を制御する制御部（３００）と、を備え、
   前記制御部（３００）は、
   予め定められた目標電圧および前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記電動機側の端子間電圧からメインデューティ量を算出する第１の算出部（３１０）と、
   前記第１の算出部（３１０）で算出された前記メインデューティ量と前記第２の電圧検出部（２０２）により検出された前記電動機側の端子間電圧とから算出された前記直流電源側の端子間電圧および前記第１の電圧検出部（２０１）により検出された前記直流電源側の端子間電圧からサブデューティ量を算出する第２の算出部（３２０）と、を備え、
   前記メインデューティ量と前記サブデューティ量に基づいて、前記電力変換部（１００）を動作させるデューティ量を算出すること、を特徴とする駆動装置。

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