WO2019215891A1 - モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置 - Google Patents

モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2019215891A1
WO2019215891A1 PCT/JP2018/018213 JP2018018213W WO2019215891A1 WO 2019215891 A1 WO2019215891 A1 WO 2019215891A1 JP 2018018213 W JP2018018213 W JP 2018018213W WO 2019215891 A1 WO2019215891 A1 WO 2019215891A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power
inverter
converter
motor generator
motor
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/018213
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
敏生 大内
森　憲一
和洋 近藤
Original Assignee
日産自動車株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日産自動車株式会社 filed Critical 日産自動車株式会社
Priority to CN201880092519.3A priority Critical patent/CN112020823A/zh
Priority to EP18917631.6A priority patent/EP3793083B1/en
Priority to US17/050,898 priority patent/US11394333B2/en
Priority to PCT/JP2018/018213 priority patent/WO2019215891A1/ja
Priority to JP2020517715A priority patent/JP6973635B2/ja
Publication of WO2019215891A1 publication Critical patent/WO2019215891A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/09—Boost converter, i.e. DC-DC step up converter increasing the voltage between the supply and the inverter driving the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
    • H02P5/74—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors controlling two or more ac dynamo-electric motors

Definitions

  • the present invention relates to a motor system control method and a motor system control apparatus.
  • JP2017-178055A discloses a technique for limiting the power passing through the converter when the temperature of the boost converter rises. According to this technology, the required power of the motor is ensured even when power is used outside of the motor by considering the power that may be used outside the motor for the limit value of the passing power. can do.
  • the voltage on the inverter side may vibrate depending on the operating point of the motor. For this reason, even if the passing power is limited considering only the temperature rise as in JP2017-178055A, the motor system may become unstable due to overvoltage or overcurrent caused by the oscillation of the output voltage.
  • the present invention was invented to solve such a problem, and an object thereof is to suppress the oscillation of the terminal voltage on the inverter side of the converter in the motor system.
  • a motor system control method includes a battery, a boost converter configured to boost a DC voltage supplied from the battery, and connected to the boost converter to perform conversion between DC and AC.
  • a control method of a motor system including an inverter and a motor generator connected to the inverter.
  • the motor system control method includes a power limit determining step for determining a power limit that suppresses oscillation of the terminal voltage on the inverter side in the boost converter according to the operating point of the motor generator, and a power passing through the boost converter is limited. And a control step for controlling the operating point of the motor generator so as not to exceed the electric power.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a motor control system according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the motor control system.
  • FIG. 3 is a detailed circuit diagram in the vicinity of the boost converter.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between inverter-side voltage V 2 and inverter current I 0 in the motor generator.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the restriction control.
  • FIG. 6 is a graph showing the relationship between the rotational speed N and the vibration frequency ⁇ 2 .
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the response characteristic delay d and the correction amount ⁇ .
  • FIG. 8 is a graph showing the relationship between the inverter side voltage V 2 , the output limit power P out and the input limit power P in .
  • FIG. 9A is a graph showing a change with time of the inverter-side voltage V 2 in the comparative example.
  • FIG. 9B is a graph showing the change with time of the passing power P of the converter.
  • FIG. 10A is a graph showing a change with time of the inverter-side voltage V 2 in the present embodiment.
  • FIG. 10B is a graph showing a change in passing power P over time.
  • FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a modified motor control system.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the motor control system.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a motor system 100 according to the present embodiment.
  • motor generator 4 serves as a drive source for the vehicle.
  • the motor system 100 includes a battery 1, a converter 2, an inverter 3, and a motor generator 4 connected in series.
  • the motor system 100 further includes an output shaft 5 connected to the motor generator 4 and a controller 6.
  • the battery 1 is a rechargeable secondary battery.
  • the converter 2 is a step-up converter that is configured to step up DC power supplied from the battery 1 and supply the boosted power to the inverter 3.
  • Inverter 3 converts the DC power supplied from converter 2 into AC power, and supplies the converted AC power to motor generator 4.
  • the output shaft 5 is connected to the motor generator 4.
  • the motor generator 4 functions as either a motor or a generator. When the motor generator 4 is in a power running operation, electric power is supplied from the converter 2 to the inverter 3 and the motor generator 4. When the motor generator 4 is regeneratively operated, the regenerative power generated by the motor generator 4 is charged to the battery 1 via the inverter 3 and the converter 2.
  • the motor generator 4 is provided with a resolver 41 that detects the rotational angle and the rotational speed of the rotor.
  • drive wheels (not shown) connected to output shaft 5 are driven with the rotational output of motor generator 4.
  • the controller 6 controls the converter 2 and the inverter 3 and receives the rotation angle and the rotation speed of the motor generator 4 from the resolver 41.
  • the controller 6 stores predetermined processing as a program, and is configured to execute processing corresponding to the program by executing the program.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the motor system 100.
  • the DC power supplied from the battery 1 is boosted in the converter 2 and supplied to the inverter 3.
  • the battery side voltage V 1 which is the terminal voltage on the battery 1 side of the converter 2, and the current I 1 flowing through the converter 2 are acquired by a voltage sensor 22 and a current sensor 26 provided in the converter 2.
  • an inverter side voltage V 2 that is a terminal voltage on the inverter 3 side of the converter 2 is acquired by a voltage sensor 28 provided in the vicinity of the converter 2.
  • the electric power output from converter 2 to inverter 3 is referred to as inverter current I 0 .
  • the inverter current I 0 is positive when output from the converter 2 to the inverter 3 and negative when input from the inverter 3 to the converter 2.
  • the detailed configuration of converter 2 will be described later with reference to FIG.
  • the inverter 3 is a three-phase inverter and includes a plurality of switching elements.
  • the inverter 3 converts the DC power input from the converter 2 into three-phase AC power and supplies it to the motor generator 4.
  • Inverter 3 converts AC regenerative power in motor generator 4 into DC power that can be charged by battery 1.
  • the resolver 41 detects the rotation speed N of the motor generator 4 and transmits the detected rotation speed N to the controller 6.
  • Current sensor 42 is provided between inverter 3 and motor generator 4, detects a UVW-phase current between inverter 3 and motor generator 4, and transmits drive current I p to controller 6.
  • the drive current I p indicates the detected UVW phase current.
  • the output shaft 5 connected to the motor generator 4 is omitted.
  • the controller 6 outputs the torque command value T * for the motor generator 4 calculated by the host device, the rotational speed N detected by the resolver 41, the drive current I p detected by the current sensor 42, and the voltage sensor 28. A switching pattern is generated according to the inverter-side voltage V 2 detected in this way. The controller 6 outputs the generated switching pattern to the inverter 3 as a gate signal. When the inverter 3 is driven in accordance with the gate signal, the motor generator 4 rotates with a desired torque.
  • the controller 6 determines a target inverter side voltage V 2 * of the converter 2 to be an applied voltage to the inverter 3 according to the torque command value T * of the motor generator 4 and the rotational speed N.
  • the controller 6 generates a duty ratio D corresponding to the target inverter side voltage V 2 * , and outputs the generated duty ratio D to the converter 2 as a gate signal.
  • Switching elements 24a in accordance with the duty ratio D, by 24b is controlled, it is possible to obtain a desired inverter side voltage V 2.
  • FIG. 3 is a detailed circuit diagram in the vicinity of the converter 2 in FIG.
  • the capacitor 21 is provided between the positive electrode and the negative electrode of the power supply line from the battery 1.
  • the capacitor 21 suppresses noise included in the power supply from the battery 1 to the converter 2.
  • a voltage sensor 22 is provided in the vicinity of the capacitor 21. When the voltage sensor 22 detects the battery-side voltage V 1 by measuring the voltage of the capacitor 21, the voltage sensor 22 transmits the detected battery-side voltage V 1 to the controller 6.
  • Reactor 23 (inductance) has one end connected to the positive electrode of battery 1 and the other end connected to one end of switching element 24a and one end of switching element 24b.
  • the other end of the switching element 24 a is a positive electrode on the output side of the inverter 3
  • the other end of the switching element 24 b is a negative electrode on the output side of the inverter 3.
  • the switching elements 24a and 24b are composed of, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • Diodes 25a and 25b are connected in parallel with the switching elements 24a and 24b, respectively.
  • the diode 25a is provided such that the forward direction is a direction from one end of the switching element 24a to the other end.
  • the diode 25b is provided such that the forward direction is a direction from one end to the other end of the switching element 24b.
  • the switching elements 24a and 24b are controlled, and the boosting is performed by repeating a state called a turn-on state and a turn-off state. The details of this mechanism will be described below.
  • the switching element 24a is turned on and the switching element 24b is turned off.
  • the electric power stored in the reactor 23 is discharged, and the inverter current I 0 is supplied to the inverter 3 via the switching element 24a (route (b)). Due to this discharge, a voltage higher than the supply voltage of the battery 1 is applied to the inverter 3.
  • the duty ratio D is the percentage of time the turn-on state for repetition period of the turn-on state and the off state, it controls the inverter side voltage V 2.
  • a current sensor 26 is provided between the reactor 23 and the switching element 24a and the switching element 24b.
  • the current sensor 26 detects the reactor current I l flowing through the reactor 23 and transmits the reactor current I l to the controller 6.
  • Capacitor 27 is provided between the positive electrode and negative electrode terminals of converter 2 on the inverter 3 side.
  • the capacitor 27 suppresses voltage ripple due to switching of the switching elements 24a and 24b.
  • Voltage sensor 28 is provided in the vicinity of the condenser 27, obtains the inverter side voltage V 2 by measuring the voltage of the capacitor 27, and transmits the inverter side voltage V 2 to the controller 6.
  • the converter 2 may be degraded in performance due to a rise in temperature caused by an increase in passing power or vibration of the inverter side voltage V 2 described below. Therefore, the controller 6 controls the operating point of the motor generator 4 so that the passing power P of the converter 2 does not exceed the limit power P lim .
  • the controller 6 limits the power P that the converter 2 is responsible for (hereinafter, referred to as the passing power P of the converter 2) in accordance with the limited power Plim .
  • the method of calculating the limit power P lim of the passing power P of the converter 2 differs depending on whether the motor generator 4 is in a power running operation or when the motor generator 4 is in a regenerative operation.
  • the controller 6 calculates the output limit power P out as limit power P lim.
  • constant power is supplied from the converter 2 to the inverter 3, so that the motor generator 4 is powered by constant power.
  • the resistance component R 0 of the impedance of the motor generator 4 exhibits a negative resistance characteristic, and this negative resistance characteristic can cause a vibration of the inverter side voltage V 2. . Therefore, in the following, a description will be given of conditions for suppressing vibration caused by this negative resistance characteristic.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the inverter side voltage V 2 and the inverter current I 0 .
  • the electric power supplied to the motor generator 4 is substantially equal to the passing electric power P of the converter 2.
  • This passing power P is obtained by the product of the inverter side voltage V 2 and the inverter current I 0 . Since the motor generator 4 is controlled at constant power and the passing power P is constant, the inverter side voltage V 2 and the inverter current I 0 are in an inversely proportional relationship.
  • the inverter current I 0 decreases as the inverter side voltage V 2 increases.
  • This characteristic is referred to as a negative resistance characteristic, and exhibits a characteristic opposite to a characteristic in which current increases in accordance with a general applied voltage.
  • Resistance component R 0 of the impedance of motor generator 4 is positive when passing power P of converter 2 is positive.
  • I ofs is the intercept of the I 0 axis of a linear approximation line.
  • the resistance component R 0 of the motor generator 4 is expressed by the following equation: Indicated.
  • L [H] is the inductance of the reactor 23
  • C [F] is the capacitance of the capacitor 27
  • R [ ⁇ ] is the resistance component of the converter 2 in the turn-on state
  • D is the duty ratio.
  • the transfer characteristic from the battery-side voltages V 1 to the inverter side voltage V 2 in the converter 2 can also be shown by the formula other than Formula (3).
  • the transfer characteristic may be obtained in consideration of the response characteristic G having the inverter side voltage V 2 as an input and the inverter current I 0 flowing to the inverter 3 as an output.
  • This response characteristic G can also be expressed as the response characteristic G of the inverter current I 0 that flows into the inverter 3 when the electric power P that the converter 2 is responsible for is applied to the inverter 3.
  • the controller 6 calculates the input limit power P in as the limit power P lim .
  • the inverter current I 0 flowing from the inverter 3 toward the converter 2 is shown as negative. Therefore, resistance component R 0 of motor generator 4 is negative. This is because the resistance component R 0 is calculated from the inverter side voltage V 2 and the inverter current I 0 . Similarly, the passing power P of the converter 2 is negative because it is calculated by the inverter side voltage V 2 and the inverter current I 0 .
  • the response characteristic G of the inverter current I 0 in the inverter 3 includes a delay, and the inverter side voltage V 2 may vibrate due to the delay of the response characteristic G.
  • This response characteristic G can be represented by a second-order lag system of the following equation.
  • ⁇ 2 is a damping coefficient of a second-order lag system
  • f 2 is a natural vibration frequency in the second-order lag system.
  • Both ⁇ 2 and f 2 are determined by the operating point of the motor generator 4. Note that the lower the natural vibration frequency f 2 is (the higher the vibration frequency ⁇ 2 corresponding to the natural vibration frequency f 2 is), the smaller the response characteristic G is, and the higher the natural frequency f 2 is (the vibration frequency ⁇ 2 is low).
  • the response characteristic G has a larger delay.
  • R 0max is the maximum negative value obtained from Equation (9).
  • FIG. 5 is a flowchart showing the restriction control.
  • step S ⁇ b > 1 the controller 6 includes the battery side voltage V 1 acquired by the voltage sensor 22, the inverter side voltage V 2 acquired by the voltage sensor 28, and the rotational speed N of the motor generator 4 acquired by the resolver 41. A parameter detected in the motor system 100 is read.
  • step S ⁇ b> 2 the controller 6 determines parameters necessary for calculating the response characteristic G shown in the equation (8). Specifically, the controller 6 determines the damping coefficient ⁇ 2 according to the operating point of the motor generator 4. The controller 6 obtains a vibration frequency ⁇ 2 corresponding to the rotational speed N of the motor generator 4. The rotational speed N and the vibration frequency ⁇ 2 have a correlation shown in FIG. Therefore, the controller 6 may obtain the vibration frequency ⁇ 2 from the correlation and the rotation speed N. The controller 6 obtains the natural vibration frequency f 2 according to the vibration frequency ⁇ 2 .
  • step S3 the controller 6 obtains the limit power P lim .
  • Step S3 includes the processes of steps S31 and S32.
  • step S31 the controller 6, the input limit power P in the case passing power P is negative, determined using equation (12) based on the R 0max calculated by the equation (9).
  • the controller 6 determines the battery side voltage V 1 and the inverter side voltage V 2 acquired in step S1, the damping coefficient ⁇ 2 calculated in step S2, and the natural vibration frequency f 2.
  • R 0max is calculated using Equation (9).
  • Controller 6, the damping coefficient zeta 2, the natural frequency f 2, the battery side voltage V 1, and an inverter-side voltage V 2 stores a map showing the correspondence relationship between the input limit power P in, the parameters it may determine the input limit power P in by using the map with.
  • step S32 the controller 6 determines the output limit power P out in the case of passing electric power P is positive.
  • Step S32 includes processing of steps S321 and S322.
  • step S321 the controller 6, a predetermined R, L, and the value of C, and using the the inverter side voltage V 2 obtained at step S1, the output limit power P out * from equation (7) calculate.
  • step S322 the controller 6, to take into account a delay in response characteristic G, and calculates an output limit power P Out_fin by correcting the output limit power P out.
  • the greater the delay d of the response characteristic G the larger the correction amount ⁇ becomes.
  • the controller 6 obtains a correction amount ⁇ corresponding to the delay d using FIG. 6, and calculates the output limit power P out_fin by adding the correction amount ⁇ to the output limit power P out .
  • “ _fin ” is added to the output limiting power P out as a suffix.
  • step S321 the output limited power Pout is obtained using Expression (7), but the present invention is not limited to this.
  • the output limit power P out is obtained as in Expression (11) using R 0max obtained from Expression (9) based on the response characteristic G shown in Expression (8). Also good.
  • step S4 controller 6 determines the operating point of motor generator 4 so that passing power P of converter 2 does not exceed limiting power Plim . Specifically, when the passing power P of converter 2 is positive, controller 6 determines the operating point of motor generator 4 so that passing power P does not exceed output limiting power Pout on the positive side. Controller 6, when the passing electric power P is negative, as the passing power P does not exceed the input limit power P in the negative side, determining the operating point of the motor generator 4. Thus, the operating point of the motor generator 4 is controlled so that the passing power P satisfies the vibration suppression standard determined by the limit power P lim .
  • Figure 8 is a characteristic diagram showing the relationship between the output limit power P out and the input limit power P in and the inverter side voltage V 2. According to this figure, the output limit power P out and the input limit power P in the absolute value becomes larger when both increases the inverter side voltage V 2. This is shown in equations (7) and (12).
  • the output limit power P out and the input limit power P in can be changed also in response to the delay in the response characteristic G.
  • the output limit power P out and the input limit power P in are calculated based on the passing power P and the response characteristic G.
  • the output limit power P out and the input limit power P in, taking into account the variation may be set strictly to have a margin of about 10%, for example.
  • FIGS. 9A, 9B, 10A, and 10B there is shown a time chart when the inverter side voltage V 2 is decreased according to the target inverter side voltage V 2 * when the passing power of the converter 2 is positive.
  • 9A and 9B are time charts in the comparative example.
  • the vertical axis indicates the inverter side voltage V 2
  • the vertical axis indicates the passing power P.
  • FIG. 10A and 10B are time charts in the present embodiment.
  • the vertical axis represents the inverter side voltage V 2
  • the vertical axis in FIG. 10B shows the passing power P.
  • the passing power P of the converter 2 is not limited and is constant.
  • 9A since the passing power P of the converter 2 is positive, even if the target inverter side voltage V 2 * is controlled to be small as shown by the solid line, the negative voltage of the motor generator 4 can be reduced. Due to the characteristic resistance characteristic, the inverter side voltage V 2 oscillates as shown by the dotted line.
  • the passing power P of the converter 2 is positive, the passing power P of the converter 2 is limited by the output limiting power Pout .
  • the target inverter side voltage V 2 * is limited and reduced, thereby suppressing the oscillation of the inverter side voltage V 2 due to the negative resistance characteristic.
  • the vibration of the inverter side voltage V 2 can be suppressed by limiting the passing power P.
  • the motor control method system 100 of the first embodiment includes a limit power calculating step of obtaining a limited according to the operating point of the motor-generator 4 power P lim (input limit power P in and the output limit power P out) (S3), A control step (S4) for limiting the passing power P of the converter 2 so as not to exceed the limiting power Plim by controlling the operating point of the motor generator 4.
  • the controller 6 controls the operating point of the motor generator 4 so that the passing power P satisfies the power standard for suppressing the vibration indicated as the limited power P lim .
  • the inverter side voltage V 2 may oscillate.
  • the passing power P of the converter 2 does not exceed the limit power P lim so as to avoid such an operating point
  • vibration of the inverter side voltage V 2 can be suppressed. .
  • the limit power P lim of the converter 2 increases as the inverter-side voltage V 2 of the converter 2 increases. Is set as follows.
  • the limit power P lim is input with the inverter side voltage V 2 and the output of the inverter current I 0 flowing to the inverter 3. It is changed according to the response characteristic G to be performed.
  • step S31 the formula based on the response characteristic G (12) is used.
  • step S322 the correction by the correction amount ⁇ corresponding to the delay d of the response characteristic G is performed.
  • the delay of the response characteristic G affects the stability of the motor system 100. Therefore, the oscillation of the inverter side voltage V 2 can be suppressed by calculating or correcting the limit power P lim of the converter 2 according to the delay of the response characteristic.
  • step S322 when the passing power P of the converter 2 is positive, in step S322, a correction amount ⁇ that increases according to the delay d of the response characteristic is added to perform correction. Done.
  • the stability of the motor system 100 decreases due to the negative resistance characteristic of the resistance component R 0 resulting from the constant power control of the motor generator 4.
  • the smaller the delay of response characteristics the stronger the influence of negative resistance characteristics. Therefore, the correction amount ⁇ in the positive direction is reduced, and the output limit power P out is reduced.
  • the smaller the response characteristic delay the more the inverter-side voltage V 2 can be prevented from oscillating even with a smaller output limiting power P out .
  • step S31 when the passing power P of the converter 2 is negative, the calculation is performed in step S31 in consideration of the response characteristic G expressed by the equation (8).
  • the response delay characteristic G is the dominant cause of oscillation of the inverter side voltage V 2. Therefore, since the more the system delay of the response characteristic G is small is stabilized, the absolute value of the input limit power P in a negative value smaller Ku can be set. Thus, as the delay in the response characteristic G is small, even increases input limit power P in is possible prevent vibration of the inverter side voltage V 2.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a motor system 100 according to a modification.
  • the motor system 100 is used for a hybrid vehicle or the like.
  • the motor system 100 of the present modification includes a first inverter 3A and a first motor generator 4A that are used to drive the output shaft 5 in the same manner as the motor system 100 shown in FIG.
  • the motor system 100 further includes a second inverter 3B and a second motor generator 4B.
  • Second inverter 3B boosts the voltage supplied from converter 2 and supplies the boosted voltage to second motor generator 4B.
  • the second motor generator 4B functions as a starter for the engine 7.
  • a torque transmission device may be provided between the engine 7 and the output shaft 5, and the output torque of the engine 7 may be transmitted to the output shaft 5.
  • the second motor generator 4B is provided with a resolver 41B.
  • the engine 7 is provided with a resolver 71 that detects the rotation angle or rotation speed of the crankshaft.
  • the controller 6 is configured to be able to control the converter 2, the first inverter 3A, and the second inverter 3B, and the rotational speed of the first motor generator 4A from the resolver 41A, the rotational speed of the second motor generator 4B from the resolver 41B, and The rotational speed of the engine 7 is received from the resolver 71.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the motor system 100.
  • the controller 6 includes a torque command value T a * for the first motor generator 4A and a torque command value T b * for the second motor generator 4B calculated by the host device, and the rotation speed N a detected by the resolvers 41A and 41B. , N b , drive currents I pa and I pb detected based on the current sensors 42A and 42B, an inverter side voltage V 2 detected by the voltage sensor 28, and the like. Based on these inputs, the controller 6 controls the converter 2, the first inverter 3A, the second inverter 3B, and the like.
  • the first motor-generator 4A and, when the second motor generator 4B has a power running operation, respectively, P a and P b are both a positive (P a> 0, P b > 0).
  • the controller 6 performs limit control shown in FIG. 5 on the passing power P of the converter 2.
  • step S4 the controller 6, so as to satisfy the criterion that the sum of P a and P b are shown in power limit P lim, the first motor-generator 4A, and controls the second motor generator 4B.
  • passing electric power P when the passing electric power P is negative, the first motor-generator 4A, and, by a power running operation to one of the second motor generator 4B, passing power P is the sum of P a and P b it may be not less than the input limit power P in.

Abstract

モータシステムの制御方法は、バッテリと、バッテリから供給される直流電圧を昇圧するように構成される昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータに接続され、直流と交流との変換を行うインバータと、インバータと接続されるモータジェネレータと、を有するモータシステムの制御方法である。モータシステムの制御方法は、モータジェネレータの動作点に応じて、昇圧コンバータにおけるインバータ側の端子電圧の振動が抑制されるような制限電力を決定する抑制基準決定ステップと、昇圧コンバータの通過電力が制限電力を超えないように、モータジェネレータの動作点を制御する、制御ステップと、を有する。

Description

モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置
　本発明は、モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置に関するものである。
　一般に、電動車両などのモータ制御システムにおいて、モータに所望の大きさの交流電力を供給する場合には、バッテリから供給される直流電力がコンバータによって昇圧された後に、インバータによって直流から交流に変換され、交流電力がモータに供給される。しかしながら、昇圧コンバータに大電流が流れてしまうと、温度が上昇してしまい性能が低下するおそれがある。
　例えば、ＪＰ２０１７－１７８０５５Ａには、昇圧コンバータの温度が上昇した場合にコンバータの通過電力を制限する技術が開示されている。この技術によれば、通過電力の制限値についてモータ以外で使用される可能性のある電力を考慮しておくことで、モータ以外で電力が使用される場合であってもモータの要求電力を確保することができる。
　ここで、昇圧コンバータにおいては、モータの動作点によっては、インバータ側の電圧が振動するおそれがある。そのため、ＪＰ２０１７－１７８０５５Ａのように温度上昇だけを考慮して通過電力を制限しても、出力電圧が振動することに起因する過電圧や過電流などによりモータシステムが不安定になるおそれがある。
　本発明はこのような課題を解決するために発明されたもので、モータシステムにおいてコンバータのインバータ側の端子電圧の振動を抑制することを目的とする。
　本発明のある態様のモータシステムの制御方法は、バッテリと、バッテリから供給される直流電圧を昇圧するように構成される昇圧コンバータと、前記昇圧コンバータに接続され、直流と交流との変換を行うインバータと、インバータと接続されるモータジェネレータと、を有するモータシステムの制御方法である。モータシステムの制御方法は、モータジェネレータの動作点に応じて、昇圧コンバータにおけるインバータ側の端子電圧の振動が抑制されるような制限電力を決定する制限電力決定ステップと、昇圧コンバータの通過電力が制限電力を超えないように、モータジェネレータの動作点を制御する、制御ステップと、を有する。
図１は、本実施形態のモータ制御システムの概略構成図である。 図２は、モータ制御システムの回路図である。 図３は、昇圧コンバータの近傍の詳細な回路図である。 図４は、モータジェネレータにおけるインバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0との関係を示すグラフである。 図５は、制限制御を示すフローチャートである。 図６は、回転数Ｎと振動周波数ω2との関係を示すグラフである。 図７は、応答特性の遅れｄと補正量Δとの関係を示すグラフである。 図８は、インバータ側電圧Ｖ2と出力制限電力Ｐout及び入力制限電力Ｐinとの関係を示すグラフである。 図９Ａは、比較例におけるインバータ側電圧Ｖ2の経時的な変化を示すグラフである。 図９Ｂは、コンバータの通過電力Ｐの経時的な変化を示すグラフである。 図１０Ａは、本実施形態におけるインバータ側電圧Ｖ2の経時的な変化を示すグラフである。 図１０Ｂは、通過電力Ｐの経時的な変化を示すグラフである。 図１１は、変形例のモータ制御システムの概略構成図である。 図１２は、モータ制御システムの回路図である。
　本発明の実施形態におけるモータシステムの制御方法及びモータシステムの制御装置について説明する。
　図１は、本実施形態のモータシステム１００の概略構成図である。モータシステム１００が電動車両に用いられる場合には、モータジェネレータ４が車両の駆動源となる。
　モータシステム１００は、直列に接続されるバッテリ１、コンバータ２、インバータ３、及び、モータジェネレータ４を有する。モータシステム１００は、さらに、モータジェネレータ４と接続される出力軸５と、コントローラ６とを備える。
　バッテリ１は、充放電可能な二次電池である。コンバータ２は、昇圧コンバータであって、バッテリ１から供給される直流電力を昇圧し、昇圧した電力をインバータ３へ供給可能に構成されている。インバータ３は、コンバータ２から供給される直流電力を交流電力へ変換し、変換した交流電力をモータジェネレータ４へ供給する。
　モータジェネレータ４には、出力軸５が接続されている。モータジェネレータ４は、モータ又はジェネレータのいずれかで機能する。モータジェネレータ４が力行運転される場合には、コンバータ２からインバータ３及びモータジェネレータ４に対して電力が供給される。モータジェネレータ４が回生運転される場合には、モータジェネレータ４にて発生する回生電力はインバータ３及びコンバータ２を介してバッテリ１に充電される。
　モータジェネレータ４には、ロータの回転角度や回転数などを検出するレゾルバ４１が設けられている。なお、モータシステム１００が電動車両に用いられる場合には、モータジェネレータ４の回転出力に伴って出力軸５に接続される駆動輪（不図示）が駆動される。
　コントローラ６は、コンバータ２、及び、インバータ３を制御するとともに、レゾルバ４１からモータジェネレータ４の回転角や回転数などを受け付ける。コントローラ６は、所定の処理をプログラムとして記憶しており、プログラムを実行することで、プログラムに対応する処理を実行可能に構成されている。
　図２は、モータシステム１００の回路図である。
　バッテリ１から供給される直流電力は、コンバータ２において昇圧されてインバータ３へと供給される。コンバータ２のバッテリ１側の端子電圧であるバッテリ側電圧Ｖ1、及び、コンバータ２内を流れる電流Ｉlは、コンバータ２内に設けられる電圧センサ２２、及び、電流センサ２６により取得される。また、コンバータ２のインバータ３側の端子電圧であるインバータ側電圧Ｖ2は、コンバータ２の近傍に設けられる電圧センサ２８により取得される。
　コンバータ２からインバータ３へ出力される電力を、インバータ電流Ｉ0と称する。インバータ電流Ｉ0は、コンバータ２からインバータ３へ出力される場合には正であり、コンバータ２に対してインバータ３から入力される場合には負であるものとする。なお、コンバータ２の詳細の構成は、後に、図３を用いて説明する。
　インバータ３は、三相インバータであり、複数のスイッチング素子により構成される。インバータ３は、コンバータ２から入力される直流電力を三相の交流電力に変換し、モータジェネレータ４に供給する。また、インバータ３は、モータジェネレータ４における交流の回生電力を、バッテリ１にて充電可能な直流電力に変換する。
　レゾルバ４１は、モータジェネレータ４の回転数Ｎを検出し、検出した回転数Ｎをコントローラ６に送信する。電流センサ４２は、インバータ３とモータジェネレータ４との間に設けられ、インバータ３とモータジェネレータ４との間のＵＶＷ相の電流を検出し、駆動電流Ｉpをコントローラ６へと送信する。駆動電流Ｉpは、検出されたＵＶＷ相の電流を示す。なお、この図において、モータジェネレータ４と接続される出力軸５は省略されている。
　コントローラ６は、上位装置にて算出されるモータジェネレータ４に対するトルク指令値Ｔ*、レゾルバ４１により検出される回転数Ｎ、電流センサ４２にて検出される駆動電流Ｉp、及び、電圧センサ２８にて検出されるインバータ側電圧Ｖ2に応じて、スイッチングパターンを生成する。コントローラ６は、生成したスイッチングパターンをゲート信号として、インバータ３へ出力する。このゲート信号に応じてインバータ３が駆動することで、モータジェネレータ４は所望のトルクで回転する。
　コントローラ６は、モータジェネレータ４のトルク指令値Ｔ*と回転数Ｎに応じて、インバータ３への印加電圧となるコンバータ２の目標インバータ側電圧Ｖ2 *を定める。コントローラ６は、目標インバータ側電圧Ｖ2 *に応じたデューティ比Ｄを生成し、生成したデューティ比Ｄをゲート信号として、コンバータ２へ出力する。デューティ比Ｄに応じてスイッチング素子２４ａ、２４ｂが制御されることで、所望のインバータ側電圧Ｖ2を得ることができる。
　図３は、図２におけるコンバータ２の近傍の詳細な回路図である。
　図３に示されるように、コンデンサ２１は、バッテリ１からの電源供給線の正極と負極との間に設けられる。コンデンサ２１により、バッテリ１からコンバータ２への供給電源に含まれるノイズが抑制される。コンデンサ２１の近傍には、電圧センサ２２が設けられている。電圧センサ２２は、コンデンサ２１の電圧を測定することで、バッテリ側電圧Ｖ1を検出すると、検出したバッテリ側電圧Ｖ1をコントローラ６に送信する。
　リアクトル２３（インダクタンス）は、一端がバッテリ１の正極と接続され、他端がスイッチング素子２４ａの一端及びスイッチング素子２４ｂの一端と接続される。スイッチング素子２４ａの他端がインバータ３の出力側の正極となり、スイッチング素子２４ｂの他端がインバータ３の出力側の負極となる。スイッチング素子２４ａ、２４ｂは、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などで構成される。
　スイッチング素子２４ａ、２４ｂのそれぞれと並列に、ダイオード２５ａ、２５ｂが接続される。ダイオード２５ａは、順方向がスイッチング素子２４ａの一端から他端へと向かう方向となるように設けられる。ダイオード２５ｂは、順方向がスイッチング素子２４ｂの一端から他端へと向かう方向となるように設けられる。
　コンバータ２においては、スイッチング素子２４ａ、２４ｂが制御され、ターンオン状態とターンオフ状態と称される状態が繰り返されることで、昇圧が行われる。以下ではこのメカニズムの詳細について説明する。
　まず、スイッチング素子２４ａがオフとされ、スイッチング素子２４ｂがオンとされるターンオン状態について検討する。ターンオン状態では、バッテリ１の正極から出力される電流は、リアクトル２３、及び、スイッチング素子２４ｂを通り、バッテリ１の負極へと流れる（ルート（ａ））。そのため、リアクトル２３には、バッテリ１からの電気エネルギーが蓄積される。
　その後、スイッチング素子２４ａがオンとされ、スイッチング素子２４ｂがオフとされるターンオフ状態となる。ターンオフ状態では、リアクトル２３に蓄積された電力が放電され、インバータ電流Ｉ0がスイッチング素子２４ａを介してインバータ３へと供給される（ルート（ｂ））。この放電により、インバータ３には、バッテリ１の供給電圧よりも高い電圧が印加される。
　コンバータ２においては、ターンオン状態とターンオフ状態との繰り返し期間に対するターンオン状態の時間の割合であるデューティ比Ｄを変更することで、インバータ側電圧Ｖ2を制御できる。
　リアクトル２３と、スイッチング素子２４ａ及びスイッチング素子２４ｂとの間には、電流センサ２６が設けられる。電流センサ２６は、リアクトル２３に流れるリアクトル電流Ｉlを検出し、リアクトル電流Ｉlをコントローラ６に送信する。
　コンデンサ２７は、コンバータ２のインバータ３側の正極と負極との端子間に設けられる。コンデンサ２７によって、スイッチング素子２４ａ、２４ｂのスイッチングによる電圧リップルが抑制される。電圧センサ２８は、コンデンサ２７の近傍に設けられ、コンデンサ２７の電圧を測定することでインバータ側電圧Ｖ2を取得し、インバータ側電圧Ｖ2をコントローラ６へ送信する。
　コンバータ２は、通過電力の増加などに起因する温度上昇や、以下に示すインバータ側電圧Ｖ2の振動に起因して、性能が低下するおそれがある。そこで、コントローラ６は、コンバータ２の通過電力Ｐが制限電力Ｐlimを超えないように、モータジェネレータ４の動作点を制御する。
　コントローラ６は、制限電力Ｐlimに応じて、コンバータ２の受け持つ電力Ｐ（以下では、コンバータ２の通過電力Ｐと称する）を制限する。コンバータ２の通過電力Ｐの制限電力Ｐlimは、モータジェネレータ４が力行運転する場合と、モータジェネレータ４が回生運転している場合とで算出方法が異なる。
　まず、モータジェネレータ４が力行運転する場合、すなわち、コンバータ２の通過電力Ｐが正である場合について検討する。この場合には、コントローラ６は、制限電力Ｐlimとして出力制限電力Ｐoutを算出する。
　本実施形態では、コンバータ２からインバータ３に対して一定の電力が供給されることで、モータジェネレータ４は一定電力で力行運転している。モータジェネレータ４が一定電力で制御される場合には、モータジェネレータ４のインピーダンスの抵抗成分Ｒ0は負性抵抗特性を示し、この負性抵抗特性がインバータ側電圧Ｖ2の振動の原因になりえる。そこで、以下では、この負性抵抗特性に起因する振動の抑制条件について説明する。
　図４は、インバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0との関係を示すグラフである。
　モータジェネレータ４に供給される電力は、コンバータ２の通過電力Ｐと略等しい。この通過電力Ｐは、インバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0との積で求められる。モータジェネレータ４は定電力制御されており通過電力Ｐが一定のため、インバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0とは反比例の関係となる。
　グラフに示されるように、インバータ側電圧Ｖ2が大きくなるほどインバータ電流Ｉ0が小さくなる。この特性は負性抵抗特性と称され、一般的な印加電圧に応じて電流が大きくなる特性とは逆の特性を示す。
　ある動作点においてインバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0との関係を線形近似すると、次式が求められる。なお、モータジェネレータ４のインピーダンスの抵抗成分Ｒ0は、コンバータ２の通過電力Ｐが正の場合には正である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし、Ｉofsは線形近似の直線のＩ0軸の切片とする。例えば、モータジェネレータ４のある動作点において、インバータ側電圧Ｖ2がＶ10であり、インバータ電流Ｉ0がＩ10である場合には、モータジェネレータ４の抵抗成分Ｒ0は、次式のように示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　この抵抗成分Ｒ0などを用いて、バッテリ側電圧Ｖ1からインバータ側電圧Ｖ2までの伝達特性を示せば、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ただし、Ｌ［Ｈ］はリアクトル２３のインダクタンスとし、Ｃ［Ｆ］はコンデンサ２７の容量とし、Ｒ［Ω］はターンオン状態のコンバータ２の抵抗成分とし、Ｄはデューティ比とする。
　ここで、インバータ側電圧Ｖ2が発散せずに安定するためには、式（３）前半の分母において支配的なパラメータである「ｓ」の係数の「Ｒ／Ｌ－１／Ｒ0Ｃ」が正となる必要がある。そのため、抵抗成分Ｒ0は、次式の条件を満たすように設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　また、モータジェネレータ４において、印加されるインバータ側電圧Ｖ2、流れるインバータ電流Ｉ0、抵抗成分Ｒ0、及び、電力Ｐ（コンバータ２の通過電力Ｐと等しい）について、次式の関係が知られている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（４）と式（５）とから、次式が求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　これにより、インバータ側電圧Ｖ2が発散せずに安定するための出力制限電力Ｐoutは次式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　なお、コンバータ２におけるバッテリ側電圧Ｖ1からインバータ側電圧Ｖ2までの伝達特性は、式（３）以外の式でも示すことができる。インバータ側電圧Ｖ2を入力としインバータ３へと流れるインバータ電流Ｉ0を出力とする応答特性Ｇを考慮して、伝達特性を求めてもよい。なお、この応答特性Ｇは、コンバータ２が受け持つ電力Ｐがインバータ３に印加される場合にインバータ３に流れ込むインバータ電流Ｉ0の応答特性Ｇとも表現できる。応答特性Ｇを考慮して伝達特性を算出することで、インバータ側電圧Ｖ2の振動が抑制される出力制限電力Ｐoutをより正確に算出できる。
　なお、式（７）においては、モータジェネレータ４の負性抵抗特性の影響のみが考慮され、インバータ３の応答特性Ｇが考慮されていない。応答特性Ｇの遅れが小さいほど、負性抵抗特性の影響は強くなる。そのため、応答特性Ｇの遅れを考慮すると、負性抵抗特性の影響が小さくなり、振動抑制の基準が緩くなる。したがって、出力制限電力Ｐoutは、式（７）を用いて算出する場合よりも大きくなる。このように、応答特性Ｇの遅れが考慮されずに算出される式（７）は比較的厳しい基準であるため、式（７）を用いて出力制限電力Ｐoutを設定すれば、インバータ側電圧Ｖ2の振動を抑制できる。
　次に、モータジェネレータ４が回生運転する場合、すなわち、コンバータ２の通過電力Ｐが負である場合について検討する。この場合には、コントローラ６は、制限電力Ｐlimとして、入力制限電力Ｐinが算出される。
　なお、インバータ３からコンバータ２に向かって流れるインバータ電流Ｉ0は、負で示される。そのため、モータジェネレータ４の抵抗成分Ｒ0は負となる。これは、抵抗成分Ｒ0が、インバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0とにより算出されるためである。同様に、コンバータ２の通過電力Ｐは、インバータ側電圧Ｖ2とインバータ電流Ｉ0とにより算出されるため、負となる。
　コントローラ６は、コンバータ２の通過電力Ｐが入力制限電力Ｐinを下回らないように、モータジェネレータ４の動作点を制御する。
　上述のインバータ３におけるインバータ電流Ｉ0の応答特性Ｇには遅れが含まれて、この応答特性Ｇの遅れに起因して、インバータ側電圧Ｖ2が振動するおそれがある。この応答特性Ｇは、次式の２次遅れ系で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ただし、ζ2は２次遅れ系の減衰係数であり、ｆ2は２次遅れ系における固有振動周波数である。ζ2及びｆ2は、ともにモータジェネレータ４の動作点により定まる。なお、固有振動周波数ｆ2が低い（固有振動周波数ｆ2と対応する振動周波数ω2が高い）ほど応答特性Ｇは遅れが小さく、固有周波振動数ｆ2が高い（振動周波数ω2が低い）ほど応答特性Ｇは遅れが大きい。
　（８）式の応答特性Ｇを考慮すれば、コンバータ２におけるバッテリ側電圧Ｖ1からインバータ側電圧Ｖ2までの伝達特性は、次式のように示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　バッテリ側電圧Ｖ1からインバータ側電圧Ｖ2までの伝達特性の振動を抑制するためには、式（９）の分母の多項式（特性方程式）がゼロとなる解の実部が負となる必要がある。これにより、次式の条件が求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ただし、抵抗成分Ｒ0は負であるため、Ｒ0maxは、式（９）から求められる負の最大値である。
　式（１０）を、式（５）を用いて整理すると次式の条件が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　従って、インバータ側電圧Ｖ2が発散せずに安定するための入力制限電力Ｐinは次式で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　コントローラ６は、コンバータ２の通過電力Ｐが入力制限電力Ｐinを下回らないように、モータジェネレータ４の動作点を制御する。
　次に、コントローラ６により行われる制限制御について説明する。
　図５は、制限制御を示すフローチャートである。
　ステップＳ１において、コントローラ６は、電圧センサ２２により取得されるバッテリ側電圧Ｖ1、電圧センサ２８により取得されるインバータ側電圧Ｖ2、レゾルバ４１により取得されるモータジェネレータ４の回転数Ｎなどの、モータシステム１００において検出されるパラメータを読み込む。
　ステップＳ２において、コントローラ６は、式（８）に示される応答特性Ｇなどの算出に必要なパラメータを決定する。具体的には、コントローラ６は、モータジェネレータ４の動作点に応じて減衰係数ζ2を定める。コントローラ６は、モータジェネレータ４の回転数Ｎに応じた振動周波数ω2を求める。回転数Ｎと振動周波数ω2とは、図６に示される相関関係がある。そのため、コントローラ６は、この相関関係と回転数Ｎとから振動周波数ω2を求めてもよい。コントローラ６は、振動周波数ω2に応じて固有振動周波数ｆ2を求める。
　ステップＳ３においては、コントローラ６は、制限電力Ｐlimを求める。ステップＳ３には、ステップＳ３１とＳ３２との処理が含まれる。
　まず、ステップＳ３１においては、コントローラ６は、通過電力Ｐが負である場合の入力制限電力Ｐinを、式（９）により算出されるＲ0maxに基づいて式（１２）を用いて求める。
　具体的には、コントローラ６は、ステップＳ１にて取得されるバッテリ側電圧Ｖ1、及び、インバータ側電圧Ｖ2や、ステップＳ２にて算出される減衰係数ζ2、及び、固有振動周波数ｆ2などにより、式（９）を用いて、Ｒ0maxを算出する。そして、コントローラ６は、算出されたＲ0maxとインバータ側電圧Ｖ2とから、式（１２）に基づいて入力制限電力Ｐinを求める。コントローラ６は、減衰係数ζ2、固有振動周波数ｆ2、バッテリ側電圧Ｖ1、及び、インバータ側電圧Ｖ2と、入力制限電力Ｐinとの対応関係を示すマップを記憶しておき、各パラメータとマップとを用いて入力制限電力Ｐinを決定してもよい。
　次に、ステップＳ３２においては、コントローラ６は、通過電力Ｐが正である場合の出力制限電力Ｐoutを求める。ステップＳ３２には、ステップＳ３２１とＳ３２２との処理が含まれる。
　ステップＳ３２１においては、コントローラ６は、予め定められたＲ、Ｌ、Ｃの値と、ステップＳ１にて取得したインバータ側電圧Ｖ2とを用いて、式（７）より出力制限電力Ｐout *を算出する。
　ステップＳ３２２においては、コントローラ６は、応答特性Ｇの遅れを考慮するために、出力制限電力Ｐoutを補正して出力制限電力Ｐout_finを算出する。図７に示されるように、応答特性Ｇの遅れｄが大きいほど、補正量Δがプラスに大きくなる。コントローラ６は、図６を用いて遅れｄに応じた補正量Δを求め、出力制限電力Ｐoutに補正量Δを加算することで出力制限電力Ｐout_finを算出する。なお、出力制限電力Ｐoutには、応答特性Ｇの遅れが考慮されていることを示すために、「_fin」がサフィックスとして付されている。
　なお、上述の説明では、ステップＳ３２１において、式（７）を用いて出力制限電力Ｐoutを求めたがこれに限らない。入力制限電力Ｐinと同様に、式（８）に示される応答特性Ｇに基づき、式（９）から求められるＲ0maxを用いて、式（１１）のように出力制限電力Ｐoutを求めてもよい。
　ステップＳ４においては、コントローラ６は、コンバータ２の通過電力Ｐが制限電力Ｐlimを超えないように、モータジェネレータ４の動作点を決定する。具体的には、コントローラ６は、コンバータ２の通過電力Ｐが正の場合には、通過電力Ｐが出力制限電力Ｐoutを正の側に超えないように、モータジェネレータ４の動作点を定める。コントローラ６は、通過電力Ｐが負の場合には、通過電力Ｐが入力制限電力Ｐinを負の側に超えないように、モータジェネレータ４の動作点を定める。このように、通過電力Ｐが、制限電力Ｐlimにより定まる振動抑制基準を満たすように、モータジェネレータ４の動作点が制御される。
　図８は、出力制限電力Ｐout及び入力制限電力Ｐinとインバータ側電圧Ｖ2との関係を示す特性図である。この図によれば、出力制限電力Ｐout及び入力制限電力Ｐinは、ともにインバータ側電圧Ｖ2が高くなると絶対値が大きくなる。これは式（７）、（１２）に示される。
　また、応答特性Ｇにおける遅れに応じても、出力制限電力Ｐout及び入力制限電力Ｐinは変更されうる。
　通過電力Ｐが正の場合には、応答特性Ｇの遅れは小さくなるほど、負性抵抗特性の影響は強くなるので、振動抑制基準が厳しくなり、出力制限電力Ｐoutは正の方向において小さくなる。
　一方、通過電力Ｐが負の場合には、応答特性Ｇの遅れが大きいほどシステムは不安定になる。従って、入力制限電力Ｐinは小さくなる。
　なお、応答特性Ｇが既知の場合には、通過電力Ｐ及び応答特性Ｇに基づいて、出力制限電力Ｐout及び入力制限電力Ｐinが算出される。なお、出力制限電力Ｐout及び入力制限電力Ｐinは、ばらつきを考慮して、例えば１０％程度のマージンを持つように厳しく設定されてもよい。
　次に、図９Ａ、９Ｂ、１０Ａ、１０Ｂを参照し、コンバータ２の通過電力が正の場合において、目標インバータ側電圧Ｖ2 *に従ってインバータ側電圧Ｖ2を減少させる際のタイムチャートを示す。
　図９Ａ、９Ｂは、比較例におけるタイムチャートである。図９Ａにおいては縦軸がインバータ側電圧Ｖ2を示し、図９Ｂにおいては縦軸が通過電力Ｐを示す。
　図１０Ａ、１０Ｂは、本実施形態におけるタイムチャートである。図１０Ａにおいては縦軸がインバータ側電圧Ｖ2を示し、図１０Ｂにおいては縦軸が通過電力Ｐを示す。
　図９Ｂに示されるように、比較例においては、コンバータ２の通過電力Ｐは制限されておらず一定である。そして、図９Ａに示されるように、コンバータ２の通過電力Ｐが正であるため、実線で示されるように目標インバータ側電圧Ｖ2 *を小さくなるように制御しても、モータジェネレータ４の負性抵抗特性によって、点線で示されるようにインバータ側電圧Ｖ2は振動してしまう。
　図１０Ｂに示されるように、本実施形態においては、コンバータ２の通過電力Ｐが正であるため、コンバータ２の通過電力Ｐは出力制限電力Ｐoutにより制限される。そのため、図１０Ａに示されるように、目標インバータ側電圧Ｖ2 *が制限されて小さくなることによって、負性抵抗特性に起因するインバータ側電圧Ｖ2の振動が抑制される。このように、通過電力Ｐが制限されることで、インバータ側電圧Ｖ2の振動を抑制できる。
　第１実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。
　第１実施形態のモータシステム１００の制御方法は、モータジェネレータ４の動作点に応じて制限電力Ｐlim（入力制限電力Ｐin及び出力制限電力Ｐout）を求める制限電力算出ステップ（Ｓ３）と、モータジェネレータ４の動作点を制御することで、コンバータ２の通過電力Ｐが制限電力Ｐlimを超えないように制限する制御ステップ（Ｓ４）とを有する。換言すれば、Ｓ４においては、コントローラ６は、通過電力Ｐが、制限電力Ｐlimと示される振動が抑制される電力基準を満たすように、モータジェネレータ４の動作点を制御する。　
　モータジェネレータ４の動作点によっては、インバータ側電圧Ｖ2が振動してしまうことがある。このような動作点を回避するように、コンバータ２の通過電力Ｐが制限電力Ｐlimを超えないように、モータジェネレータ４の動作点を制御することで、インバータ側電圧Ｖ2の振動を抑制できる。このようにして、モータシステム１００においてインバータ側電圧Ｖ2の過電圧、インバータ電流Ｉ0の過電流や、モータジェネレータ４のトルク振動の発生を防ぐことができる。
　第１実施形態のモータシステム１００の制御方法によれば、制限電力算出ステップ（Ｓ３）では、コンバータ２の制限電力Ｐlimは、コンバータ２のインバータ側電圧Ｖ2が高いほど、絶対値が大きくなるように設定される。
　式（１２）によれば、インバータ側電圧Ｖ2が高いほど、入力制限電力Ｐinの絶対値は大きくなる。式（７）によれば、インバータ側電圧Ｖ2が高いほど、出力制限電力Ｐoutの絶対値は大きくなる。
　このように、インバータ側電圧Ｖ2が高いほど、モータシステム１００の安定性が高まり、インバータ側電圧Ｖ2が安定する。そのため、制限電力Ｐlim（入力制限電力Ｐin及び出力制限電力Ｐout）の絶対値を大きく設定しても、インバータ側電圧Ｖ2の振動を抑制できる。
　第１実施形態のモータシステム１００の制御方法によれば、制限電力算出ステップ（Ｓ３）では、制限電力Ｐlimは、インバータ側電圧Ｖ2を入力としインバータ３へと流れるインバータ電流Ｉ0を出力とする応答特性Ｇに応じて変更される。
　通過電力Ｐが負である場合の入力制限電力Ｐinの算出では、ステップＳ３１において、応答特性Ｇに基づく式（１２）が用いられる。通過電力Ｐが正である場合の出力制限電力Ｐoutの算出では、ステップＳ３２２において、応答特性Ｇの遅れｄに応じた補正量Δによる補正が行われる。
　応答特性Ｇの遅れは、モータシステム１００の安定性に影響を与える。そのため、この応答特性の遅れに応じてコンバータ２の制限電力Ｐlimの算出や補正などをすることで、インバータ側電圧Ｖ2の振動を抑制できる。
　第１実施形態のモータシステム１００の制御方法において、コンバータ２の通過電力Ｐが正である場合には、ステップＳ３２２において、応答特性の遅れｄに応じて大きくなる補正量Δが加算されて補正が行われる。
　コンバータ２の通過電力Ｐが正である場合には、モータジェネレータ４の定電力制御に起因する抵抗成分Ｒ0の負性抵抗特性の影響で、モータシステム１００の安定性が低下する。応答特性の遅れが小さいほど、負性抵抗特性の影響が強くなる。そのため、正の方向の補正量Δが小さくなり、出力制限電力Ｐoutは小さくなる。このように、応答特性の遅れが小さいほど、より小さな出力制限電力Ｐoutでもインバータ側電圧Ｖ2の振動を防止できる。
　第１実施形態のモータシステム１００の制御方法において、コンバータ２の通過電力Ｐが負である場合には、ステップＳ３１において、式（８）で示される応答特性Ｇが考慮されてより算出される。
　コンバータ２の通過電力Ｐが負である場合には、応答特性Ｇの遅れがインバータ側電圧Ｖ2の振動の支配的な原因である。そのため、応答特性Ｇの遅れが小さいほどシステムが安定するので、負の値である入力制限電力Ｐinの絶対値は小さくく設定できる。このように、応答特性Ｇの遅れが小さいほど、入力制限電力Ｐinが大きくても、インバータ側電圧Ｖ2の振動を防止できる。
　（変形例）
　上述の実施形態においては、モータシステム１００に、１つのモータジェネレータ４が設けられる例について説明したが、これに限らない。本変形例においては、モータシステム１００に、２つの第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂが設けられる例について説明する。
　図１１は、変形例のモータシステム１００の構成を示す図である。たとえば、モータシステム１００は、ハイブリッド車両などに用いられる。本変形例のモータシステム１００は、図１に示されるモータシステム１００と同様に出力軸５の駆動に用いられる第１インバータ３Ａ、及び、第１モータジェネレータ４Ａを有する。
　モータシステム１００は、さらに、第２インバータ３Ｂ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂを有する。第２インバータ３Ｂは、コンバータ２から供給される電圧を昇圧し、第２モータジェネレータ４Ｂへと供給する。第２モータジェネレータ４Ｂは、エンジン７のスタータとして機能する。なお、エンジン７と出力軸５との間にトルク伝達装置を備え、エンジン７の出力トルクが出力軸５へと伝達されてもよい。なお、第２モータジェネレータ４Ｂにはレゾルバ４１Ｂが設けられている。エンジン７には、クランクシャフトの回転角度あるいは回転数を検出するレゾルバ７１が設けられている。
　コントローラ６は、コンバータ２、第１インバータ３Ａ、第２インバータ３Ｂを制御可能に構成されるとともに、レゾルバ４１Ａから第１モータジェネレータ４Ａの回転数、レゾルバ４１Ｂから第２モータジェネレータ４Ｂの回転数、及び、レゾルバ７１からエンジン７の回転数を受け付ける。
　図１２は、モータシステム１００の回路図である。コントローラ６には、上位装置にて算出される第１モータジェネレータ４Ａに対するトルク指令値Ｔa *及び第２モータジェネレータ４Ｂに対するトルク指令値Ｔb *、レゾルバ４１Ａ、４１Ｂにより検出される回転数Ｎa、Ｎb、電流センサ４２Ａ、４２Ｂに基づいて検出される駆動電流Ｉpa、Ｉpb、及び、電圧センサ２８にて検出されるインバータ側電圧Ｖ2などが入力される。コントローラ６は、これらの入力に基づいて、コンバータ２、第１インバータ３Ａ、及び、第２インバータ３Ｂなどを制御する。
　第１モータジェネレータ４Ａに対する要求電力をＰa、第２モータジェネレータ４Ｂに対する要求電力Ｐbとすると、コンバータ２の通過電力ＰはＰaとＰbとの和で示される。
　例えば、第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂがそれぞれ力行運転をする場合には、Ｐa及びＰbは、共に正となる（Ｐa＞０、Ｐb＞０）。第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂがそれぞれ回生運転をする場合には、Ｐa及びＰbは、共に負となる（Ｐa＜０、Ｐb＜０）。
　コントローラ６は、コンバータ２の通過電力Ｐに対して、図５に示される制限制御を行う。ステップＳ４においては、コントローラ６は、ＰaとＰbとの和が制限電力Ｐlimに示される基準を満たすように、第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂを制御する。
　例えば、通過電力Ｐが負の場合には、第１モータジェネレータ４Ａ、及び、第２モータジェネレータ４Ｂのいずれか一方を力行運転させることで、ＰaとＰbとの和である通過電力Ｐが入力制限電力Ｐinを下回らないようにしてもよい。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態は、適宜組み合わせ可能である。

Claims (6)

  1. 　バッテリと、
    　前記バッテリから供給される直流電圧を昇圧するように構成される昇圧コンバータと、
    　前記昇圧コンバータに接続され、直流と交流との変換を行うインバータと、
    　前記インバータと接続されるモータジェネレータと、を有するモータシステムの制御方法であって、
    　前記モータジェネレータの動作点に応じて、前記昇圧コンバータにおける前記インバータ側の端子電圧の振動が抑制されるような制限電力を決定する制限電力決定ステップと、
    　前記昇圧コンバータの通過電力が前記制限電力を超えないように、前記モータジェネレータの動作点を制御する、制御ステップと、を有する、モータシステムの制御方法。
  2. 　請求項１に記載のモータシステムの制御方法であって、
    　前記制限電力決定ステップにおいて、前記端子電圧が高いほど、前記制限電力は絶対値が大きくなるように設定される、モータシステムの制御方法。
  3. 　請求項１または２に記載のモータシステムの制御方法であって、
    　前記制限電力決定ステップにおいて、
    　前記制限電力は、前記端子電圧を入力とし前記インバータへと流れる電流を出力とする応答特性における遅れに応じて変更される、モータシステムの制御方法。
  4. 　請求項３に記載のモータシステムの制御方法であって、
    　前記制限電力決定ステップにおいて、
    　前記昇圧コンバータが前記インバータに対して電力を出力する場合には、前記遅れが小さいほど、前記制限電力は小さく設定される、モータシステムの制御方法。
  5. 　請求項３に記載のモータシステムの制御方法であって、
    　前記制限電力決定ステップにおいて、
    　前記昇圧コンバータに対して前記インバータから電力が入力される場合には、前記遅れが小さいほど、前記制限電力は大きく設定される、モータシステムの制御方法。
  6. 　バッテリと、
    　前記バッテリから供給される直流電圧を昇圧するように構成される昇圧コンバータと、
    　前記昇圧コンバータに接続され、直流と交流との変換を行うインバータと、
    　前記インバータと接続されるモータジェネレータと、
    　前記モータジェネレータを制御可能なコントローラと、を有するモータシステムの制御装置であって、
    　前記コントローラは、
    　前記モータジェネレータの動作点に応じて、前記昇圧コンバータにおける前記インバータ側の端子電圧の振動が抑制されるような制限電力を決定し、
    　前記昇圧コンバータの通過電力が前記制限電力を超えないように、前記モータジェネレータの動作点を制御する、モータシステムの制御装置。
PCT/JP2018/018213 2018-05-10 2018-05-10 モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置 WO2019215891A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201880092519.3A CN112020823A (zh) 2018-05-10 2018-05-10 电机系统的控制方法以及电机系统的控制装置
EP18917631.6A EP3793083B1 (en) 2018-05-10 2018-05-10 Control method for motor system, and control device for motor system
US17/050,898 US11394333B2 (en) 2018-05-10 2018-05-10 Control method for a motor system and a control device for a motor system
PCT/JP2018/018213 WO2019215891A1 (ja) 2018-05-10 2018-05-10 モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置
JP2020517715A JP6973635B2 (ja) 2018-05-10 2018-05-10 モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2018/018213 WO2019215891A1 (ja) 2018-05-10 2018-05-10 モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019215891A1 true WO2019215891A1 (ja) 2019-11-14

Family

ID=68466741

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/018213 WO2019215891A1 (ja) 2018-05-10 2018-05-10 モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11394333B2 (ja)
EP (1) EP3793083B1 (ja)
JP (1) JP6973635B2 (ja)
CN (1) CN112020823A (ja)
WO (1) WO2019215891A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI749857B (zh) * 2020-11-10 2021-12-11 致新科技股份有限公司 馬達控制器
US11463004B2 (en) * 2018-04-10 2022-10-04 Nissan Motor Co., Ltd. Boost converter control method and control apparatus

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020093836A1 (en) * 2000-11-29 2002-07-18 Kurt Goepfrich Reduction of natural system oscillations in an electric motor which is operated using a converter with a voltage intermediate circuit, by periodically decoupling the intermediate circuit from the mains system, and corresponding voltage intermediate-circuit converter
JP2003309997A (ja) * 2002-04-16 2003-10-31 Toyota Motor Corp 電圧変換装置、電圧変換方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP2014103738A (ja) * 2012-11-19 2014-06-05 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御システム
JP2017008055A (ja) 2010-05-26 2017-01-12 セレクタ バイオサイエンシーズ インコーポレーテッドＳｅｌｅｃｔａ Ｂｉｏｓｃｉｅｎｃｅｓ，Ｉｎｃ． 多価合成ナノキャリアワクチン
JP2017178055A (ja) 2016-03-30 2017-10-05 三菱自動車工業株式会社 ハイブリッド車両の制御装置
JP2017192197A (ja) * 2016-04-12 2017-10-19 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1169880A (ja) * 1997-08-28 1999-03-09 Toshiba Corp インバータ制御装置
JP4665569B2 (ja) * 2004-11-30 2011-04-06 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置および電圧変換装置における電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP2009142010A (ja) * 2007-12-04 2009-06-25 Toyota Motor Corp 駆動装置およびこれを備える動力出力装置
JP2010119216A (ja) * 2008-11-13 2010-05-27 Denso Corp 電力変換装置
CN102892616B (zh) * 2010-05-19 2014-08-13 丰田自动车株式会社 车辆
JP5403010B2 (ja) * 2011-08-08 2014-01-29 株式会社デンソー コンデンサの放電回路
JP5751240B2 (ja) * 2012-11-07 2015-07-22 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御システム
JP2015116092A (ja) * 2013-12-13 2015-06-22 トヨタ自動車株式会社 電動車両
JP5915675B2 (ja) * 2014-02-21 2016-05-11 トヨタ自動車株式会社 電動車両
US9931944B2 (en) * 2016-03-22 2018-04-03 Ford Global Technologies, Llc Variable voltage convert system with reduced bypass diode conduction
JP6681002B2 (ja) * 2016-03-30 2020-04-15 三菱自動車工業株式会社 ハイブリッド車両の電力制御装置
JP7276115B2 (ja) * 2019-12-19 2023-05-18 トヨタ自動車株式会社 ハイブリッド車両、走行制御システムおよびハイブリッド車両の制御方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020093836A1 (en) * 2000-11-29 2002-07-18 Kurt Goepfrich Reduction of natural system oscillations in an electric motor which is operated using a converter with a voltage intermediate circuit, by periodically decoupling the intermediate circuit from the mains system, and corresponding voltage intermediate-circuit converter
JP2003309997A (ja) * 2002-04-16 2003-10-31 Toyota Motor Corp 電圧変換装置、電圧変換方法、電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体
JP2017008055A (ja) 2010-05-26 2017-01-12 セレクタ バイオサイエンシーズ インコーポレーテッドＳｅｌｅｃｔａ Ｂｉｏｓｃｉｅｎｃｅｓ，Ｉｎｃ． 多価合成ナノキャリアワクチン
JP2014103738A (ja) * 2012-11-19 2014-06-05 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御システム
JP2017178055A (ja) 2016-03-30 2017-10-05 三菱自動車工業株式会社 ハイブリッド車両の制御装置
JP2017192197A (ja) * 2016-04-12 2017-10-19 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3793083A4

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11463004B2 (en) * 2018-04-10 2022-10-04 Nissan Motor Co., Ltd. Boost converter control method and control apparatus
TWI749857B (zh) * 2020-11-10 2021-12-11 致新科技股份有限公司 馬達控制器

Also Published As

Publication number Publication date
EP3793083A4 (en) 2021-04-07
US11394333B2 (en) 2022-07-19
JP6973635B2 (ja) 2021-12-01
CN112020823A (zh) 2020-12-01
JPWO2019215891A1 (ja) 2021-04-22
EP3793083B1 (en) 2023-02-15
US20210234490A1 (en) 2021-07-29
EP3793083A1 (en) 2021-03-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4462243B2 (ja) 負荷駆動装置およびそれを備える車両
US7656690B2 (en) Voltage conversion device and computer-readable recording medium with program recorded thereon for computer to execute control of voltage conversion by voltage conversion device
JP4191715B2 (ja) 車載用電動機制御装置
US7355869B2 (en) Voltage conversion device and computer-readable recording medium having program recorded thereon for computer to control voltage conversion
JP4968630B2 (ja) 電気自動車の制御装置
CN108028602B (zh) 电力变换装置以及驱动装置
JP2017184329A (ja) インバータ制御装置及び車載流体機械
JP5252214B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5935789B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
US20150171776A1 (en) Electric vehicle
JP6973635B2 (ja) モータシステムの制御方法、及び、モータシステムの制御装置
JP6080996B1 (ja) 電動機駆動システム
JP2010252591A (ja) 電圧変換装置制御システム
JP2020162371A (ja) コンバータの制御方法、及び、制御装置
US11128248B2 (en) DC input current ripple reduction in SRM drive for high volumetric power density applications
JP6908010B2 (ja) スイッチの駆動装置
JP2011055676A (ja) モータ制御装置
JP5062245B2 (ja) 負荷駆動装置およびそれを備える車両
KR20190038990A (ko) 전기 자동차
JP2015202018A (ja) 電圧変換装置
WO2023089746A1 (ja) モータ制御装置
US11463004B2 (en) Boost converter control method and control apparatus
JP2023144276A (ja) 変圧制御装置及び電力変換装置
JP2023049186A (ja) 制御装置
JP2023144281A (ja) モータ制御装置及びモータ駆動装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18917631

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2020517715

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2018917631

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2018917631

Country of ref document: EP

Effective date: 20201210