JP7133501B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電流と電圧を制御する機能を備えた電力変換装置に関する。
地球環境保全への意識の高まりから、蓄電池や太陽電池などの電源を備えたシステムが開発されている。近年は、これらのシステムにおいて、容量拡張性が高く、量産による低コスト化が見込める電力変換装置のモジュール化が期待されている。
並列接続された電力変換装置間に流れる横流を防止し、各電力変換装置の電流をバランスさせるためには、個々の電力変換装置の負荷応答性を高める必要がある。負荷応答性を高める制御手段として、電力変換装置に電流制御機能を持たせ、電流を制御することで負荷に供給する電圧を制御する電流モード電圧制御がある。しかし、電流モード電圧制御では、負荷の電流の変動が大きくなると、負荷に供給する電圧の変動が大きくなる場合がある。
これに対し、特許文献1に記載される従来技術が知られている。
特許文献1に記載の従来技術では、電流モード電圧制御が適用され、さらに、電圧指令に対して検出電圧が目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、電流フィードバック制御による高応答制御を実行するか否かが調整される。そして、検出電圧が目標範囲内に収まっていない場合に高応答制御が実行される。
電流モード電圧制御では、出力電圧を電圧指令値に合わせるように電圧制御部が電流指令値を求め、電力変換装置の内部の電流を電流指令値に合わせるように電流制御部がスイッチング素子のオン時間/オフ時間を求める。このような電流モード電圧制御においては、制御安定性を確保するために、電圧制御部の応答は電流制御部の応答より遅く設定される。このため、負荷の電流が急変したときに、電圧制御による電流指令値が変化するまでは、電流制御部が電力変換装置の電流を電流指令値に制御するため、負荷に供給する出力電圧の変動が大きくなる場合がある。
上記従来技術においても、電流モード電圧制御が適用されているので、電流制御部が電力変換装置の電流を電流指令値に制御するために、負荷電流が急変するときに、出力電圧の変動を十分に低減することができない場合がある。
そこで、本発明は、負荷電流が急変しても出力電圧の変動が小さい電力変換装置を提供する。
上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、スイッチング素子を含む主回路部と、電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部と、電流指令値と電流検出値との電流偏差に基づいてスイッチング素子を制御する電流制御部と、を備えるものであって、電圧偏差と電流偏差とに基づいて、電流指令値を補正する電流指令値補正部を備える。
本発明によれば、負荷電流の急変時において制御対象の電圧の変動を抑制できる。
上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
以下、本発明の実施形態について、下記の実施例1~5により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
図1は、本発明の実施例1である電力変換装置の構成図である。本実施例1の電力変換装置は、DC/DCコンバータ装置として動作する。
電力変換装置50は、入力端子J1、J2が直流電源1に接続され、出力端子J3、J4が直流負荷2に接続され、直流電源1から直流負荷2へ給電する。
電力変換装置50の主回路部は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2が直列接続されるスイッチングレッグ60を備える。スイッチング素子Q1,Q2としては、半導体スイッチング素子が適用される。なお、本実施例1においては、スイッチング素子Q1,Q2として、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)が適用される(後述する実施例2-5も同様)。
電力変換装置50において、スイッチングレッグ60の両端間には、コンデンサC1が並列に接続される。スイッチング素子Q2の両端間には、インダクタLおよびコンデンサC2の直列接続回路が並列に接続される。コンデンサC1の一端および他端が、それぞれ入力端子J1およびJ2に電気的に接続され、コンデンサC2の一端および他端が、それぞれ出力端子J3およびJ4に電気的に接続される。
電力変換装置50は、さらに、コンデンサC2の電圧を検出する電圧センサ21と、インダクタLの電流を検出する電流センサ22と、スイッチング素子Q1,Q2をスイッチング制御する制御部40を備える。
制御部40は、電流指令値補正部10(Iref補正)と、電圧制御部11(AVR)と、電流制御部12(ACR)と、PWM信号生成部13(PWM生成)を備える。制御部40は、まず電力変換装置50の出力電圧の目標値である電圧指令値Vrefから、電圧センサ21により検出される出力電圧検出値Voutを減算して、電圧偏差Verrを算出する。この電圧偏差Verrは電圧制御部11へ入力される。
電圧制御部11は、入力する電圧偏差Verrに応じて、電圧偏差Verrをゼロにするような電流指令値Irefを算出する。なお、本実施例1において、電流指令値Irefは、インダクタLに流す電流の指令値である。
制御部40は、電圧制御部11によって算出される電流指令値Irefから電流センサ22により検出されるインダクタLの電流検出値Ioutを減算して、電流偏差Ierrを算出する。この電流偏差Ierrは電流制御部12へ入力される。
電流制御部12は、入力する電流偏差Ierrに応じて、電流偏差Ierrをゼロにするような、スイッチング素子Q1,Q2のオン時間比率(duty)を算出する。このオン時間比率(duty)は、PWM信号生成部13に入力される。
PWM信号生成部13は、電流制御部12によって算出されるオン時間比率(duty)に基づいて、スイッチング素子Q1,Q2のゲート信号となるPWM信号(PWM:Pulse Width Modulation)を生成し、生成するPWM信号をスイッチング素子Q1,Q2の制御端子(本実施例1ではMOSFETのゲート)に与える。スイッチング素子Q1,Q2は、制御端子に与えられるPWM信号によって、オンオフ制御される。これにより、電力変換装置50は、直流電源1から入力する直流電力を、入力電圧とは異なる電圧の直流電力に変換して、直流負荷2へ出力する。
上述のように、制御部40においては、電圧制御部11が電流指令値Irefを操作して出力電圧検出値Voutを電圧指令値Vrefに制御するとともに、電流制御部12がスイッチング素子Q1,Q2のオン時間比率dutyを操作してインダクタLの電流検出値Ioutを電流指令値Irefに制御する。すなわち、制御部40においては、制御手段として電流モード電圧制御が適用されている。
ここで、電流モード電圧制御では、一般的に、制御の安定性を確保するために、電圧制御系の応答スピードは電流制御系の応答スピードよりも遅く設定される。このため、電流モード電圧制御では、入力電圧が急変しても出力電圧を目標値に維持しやすいが、負荷電流が急変すると、出力電圧の目標値からの逸脱が大きくなる場合がある。
例えば、電力変換装置50においては、直流負荷2の消費電流Iloadが急に増加すると、まずコンデンサC2の電荷が放電されて、出力電圧であるコンデンサC2の電圧Voutが低下する。コンデンサC2の電圧が低下すると、インダクタLの電流Ioutが受動的に増加する。このとき、電圧偏差Verr(=Vref-Vout)は正となるから、電圧制御部11は、電流指令値Irefを増加させる。しかし、前述のように電圧制御系の応答スピードは比較的遅く設定されているために、電圧制御部11が出力する電流指令値Irefの増加スピードは、実際のインダクタ電流Ioutの増加スピードよりも遅いため、実際のインダクタ電流Ioutより電流指令値Irefの方が小さい状態となる。この状態で、電流制御部12は、インダクタ電流Ioutを電流指令値Irefに一致するようにスイッチング素子Q1,Q2を制御するが、電流偏差Ierr(=Iref-Iout)が負であるため、インダクタ電流Ioutの増加を遅らせてしまう。このため、コンデンサC2の電圧すなわち出力電圧Voutの低下が大きくなる場合がある。
このような現象を軽減し、負荷急変時に出力電圧の目標値からの逸脱を小さくするために、本実施例1の電力変換装置50の制御部40は、電流指令値補正部10を備えている。前述のように、負荷電流が急に増加するときには、出力電圧Voutの低下により電圧偏差Verrが正となり、かつ、インダクタ電流Ioutの受動的増大並びに電圧制御系の応答性のため、電流偏差Ierrが負となる。このとき、電流指令値補正部10は、電流指令値Irefを、既に増加している実際のインダクタ電流Ioutに近づけるように補正する。これにより、電流制御部12がインダクタ電流Ioutの増加を遅らせる現象が軽減される。したがって、電流指令値補正部10により、負荷電流が急増したときに出力電圧の変動を抑制することができる。
また、負荷電流が急に減少したときについても、電流・電圧の増減は逆になるものの、負荷電流が急に増加した場合と同様の現象が起き得る。すなわち、負荷電流が急に減少するときには、出力電圧Voutの上昇により電圧偏差Verrが負となり、かつ、インダクタ電流Ioutの受動的減少並びに電圧制御系の応答性のため、電流偏差Ierrが正となる。このとき、電流指令値補正部10は、電流指令値Irefを、既に減少している実際のインダクタ電流Ioutに近づけるように補正する。これにより、電流制御部12がインダクタ電流Ioutの減少を遅らせる現象が軽減できる。したがって、負荷電流が急減したときも出力電圧の変動を抑制することができる。
上述のように、負荷電流が急変すると、電圧偏差Verrの極性(正負)と電流偏差Ierrの極性(正負)が逆になる。すなわち、負荷電流急増時には電圧偏差Verrの極性が正(Verr>0)かつ電流偏差Ierrの極性が負(Ierr<0)であり、負荷電流急減時には電圧偏差Verrの極性が負(Verr<0)かつ電流偏差Ierrの極性が正(Ierr>0)である。
したがって、電圧偏差Verrの極性と電流偏差Ierrの極性が異なる場合に、電流指令値Irefをインダクタ電流検出値Ioutに近づけるように補正することで、負荷電流が急増および急減する場合に、出力電圧の変動を抑制することができる。すなわち、負荷急変に対する制御の応答性を高速化できる。
この電流指令値補正部10により、電流指令値Irefを補正する手段の一例を、図2-4を用いて説明する。
図2は、図1における制御部40の構成例を示す制御機能ブロック図である。本構成例では、制御部40の電圧制御部11および電流制御部12が比例積分制御部で構成されている。ここで、Kp_Vは電圧制御比例ゲイン、Ki_Vは電圧制御積分ゲイン、Kp_Iは電流制御比例ゲイン、Ki_Iは電流制御積分ゲインを表している。
電圧制御部11(AVR)は、比例演算部による電圧偏差Verr(=Vref-Vout)に電圧制御積分ゲインKi_Vを掛けた積算値に、電流指令値補正部10による補正量Yを加算して得られる加算値を、積分演算部によって積分する。電圧制御部11(AVR)は、この積分値と、電圧偏差Verrに電圧制御比例ゲインKp_Vを掛けた積算値とを加算して、電流指令値Irefを算出する。
電流制御部12(ACR)は、電流偏差Ierr(=Iref-Iout)に電流制御積分ゲインKi_Iを掛けた積算値を積分する。電流制御部12(ACR)は、この積分値と、電流偏差Ierrに電流制御比例ゲインKp_Iを掛けた積算値とを加算して、オン時間比率dutyを算出する。
図3は、電圧偏差Verrおよび電流偏差Ierrと、電流指令値補正部10による補正量Yとの関係の一例を示している。図3において、横軸は電流偏差Ierrを表し、縦軸は補正量Yを表す。
電流指令値補正部10は、電圧偏差Verrおよび電流偏差Ierrに応じて、図3に示す関係に基づいて補正量Yを設定する。
図3に示すように、電圧偏差Verrと電流偏差Ierrの極性が同じ場合(Ierr>0における破線(Verr>0)、並びにIerr<0における実線(Verr<0))、電流指令値補正部10が出力する補正量Yはゼロである。また、電圧偏差Verrと電流偏差Ierrの極性が異なる場合(Ierr>0における実線(Verr<0)、並びにIerr<0における破線(Verr>0))、電流指令値補正部10は、電流偏差Ierrの大きさに応じた補正量Y、図3ではIerrの大きさに比例した大きさの補正量Yを出力する。なお、電圧偏差Verrは、YとIerrの関係を示す直線の傾きを設定するパラメータであり、電圧偏差Verrの大きさ(|Verr|)に応じて傾きが変化する。
図4は、電圧偏差Verrおよび電流偏差Ierrと、電流指令値補正部10による補正量Yとの関係の他の例を示している。図4において、横軸は電流偏差Verrを表し、縦軸は補正量Yを表す。
電流指令値補正部10は、電圧偏差Verrおよび電流偏差Ierrに応じて、図4に示す関係に基づいて補正量Yを設定する。
図4に示すように、電圧偏差Verrと電流偏差Ierrの極性が同じ場合(Verr>0における破線(Ierr>0)、並びにVerr<0における実線(Ierr<0))、電流指令値補正部10が出力する補正量Yはゼロである。また、電圧偏差Verrと電流偏差Ierrの極性が異なる場合(Verr>0における実線(Ierr<0)、並びにVerr<0における破線(Ierr>0))、電流指令値補正部10は、電流偏差Verrの大きさに応じた補正量Y、図4ではVerrの大きさに比例した大きさの補正量Yを出力する。なお、電流偏差Ierrは、YとVerrの関係を示す直線の傾きを設定するパラメータであり、電圧偏差Ierrの大きさ(|Ierr|)に応じて傾きが変化する。
図3,4に示すように、負荷(Iload)が急増して、Verr>0かつIerr<0となる場合、補正量Yは正である。したがって、電圧制御部11の出力するIrefが増大するので、Ioutが速やかに増大する。これにより、負荷の急増に伴うVoutの低下を抑制できる。また、負荷(Iload)が急減して、Verr<0かつIerr>0となる場合、補正量Yは負である。したがって、電圧制御部11の出力するIrefが減少するので、Ioutが速やかに減少する。これにより、負荷の急減に伴うVoutの上昇を抑制できる。
このように、電流指令値補正部10が、電圧偏差Verrと電流偏差Ierrの極性が異なる場合に、図3,4に示す関係に基づいて、補正量Yを出力することにより、電流指令値Irefを、負荷急変に伴い受動的に増減するIoutに近づけるように電流指令値Irefを補正することができる。
なお、図3に示すように、補正量Yの大きさを、電流偏差Ierrの大きさに比例させているので、電流指令値Irefと電流検出値Ioutの大小関係が逆転した瞬間に、補正量Yが不連続に変化して不安定になることを防止している。また、図4に示すように、補正量Yの大きさを電圧偏差Verrの大きさに比例させているので、電圧指令値Vrefと電圧検出値Voutの大小関係が逆転した瞬間に、補正量Yが不連続に変化して不安定になることを防止できる。
図3および図4に示す補正量Yは、電流指令値補正部10において、K(>0)を補正ゲインとして、例えば次式により算出される。
Y=-K×Verr×Ierr(負荷急増(Verr>0かつIerr<0)の場合)
Y=+K×Verr×Ierr(負荷急減(Verr<0かつIerr>0)の場合)
Y=0(VerrとIerrの極性が同一の場合)
電流指令値補正部10は、VerrおよびIerrを入力し、入力したVerrとIerrの極性に基づいて上式のいずれかを選択して、選択した式によってYを算出する。電流指令値補正部10は、算出したYを電圧制御部11(AVR)へ出力する。
Y=-K×Verr×Ierr(負荷急増(Verr>0かつIerr<0)の場合)
Y=+K×Verr×Ierr(負荷急減(Verr<0かつIerr>0)の場合)
Y=0(VerrとIerrの極性が同一の場合)
電流指令値補正部10は、VerrおよびIerrを入力し、入力したVerrとIerrの極性に基づいて上式のいずれかを選択して、選択した式によってYを算出する。電流指令値補正部10は、算出したYを電圧制御部11(AVR)へ出力する。
なお、本実施例1では、Ioutの方向と、Voutの方向について、図1中の矢印が示す方向を正方向とする。すなわち、低電位側から高電位側へ向かう方向をVoutの正方向と定義し、正方向でVoutの大きさを増加させるIoutの方向を正方向として定義する。Ioutの指令値であるIrefの方向と、Voutの指令値であるVrefの方向についても、同様である。
また、本実施例1では、電流偏差Ierrと電圧偏差Verrについては、指令値から検出値を減算して求めるものと定義している(Ierr=Iref-Iout,Verr=Vref-Vout)。これらの定義に限らず、他の定義でもよいが、その場合、Verr,Ierr,Yなどの正負を適宜変更すればよい。
上述のように、本実施例1によれば、負荷が急変しても電力変換装置の出力電圧の変動を小さく抑えることができる。
本実施例1においては、図2に示すように、補正量Yが、電圧制御部11における積分演算部の入力に加算することによって、Irefが補正される。これにより、出力電圧の変動をより確実に抑えることができる。なお、電圧制御部11のPI演算部の演算結果(Iref)自体を補正量Yによって補正するなど、他の手段によってIrefを補正してもよい。
なお、本実施例1では、電流モード電圧制御における電流(検出電流および電流指令)および電圧(検出電圧および電圧指令)、すなわち、リアクトル電流(Iout)およびその電流指令(Iref)と、出力電圧(Vout)およびその電圧指令(Vref)とについて、電流電圧の向き(正方向)を、電流が増加すると電圧が増加する向きに定義している。さらに、このような電流電圧の向きの定義のもとで、電流偏差(Ierr)と電圧偏差(Verr)については、指令値から検出値を減算した値であると定義している(Ierr=Iref-Iout,Verr=Vref-Vout)。これらに限らず、電流電圧の向きを本実施例1とは異なる向きに定義してもよいし、電流電圧偏差を検出値から指令値を減算した値であると定義してもよい(Ierr=Iout-Iref,Verr=Vout-Vref)。このように本実施例と異なる定義とする場合、電流電圧の正負、電流電圧偏差の正負(極性)を適宜読み替えればよい。
図5は、本発明の実施例2である電力変換装置の構成図である。以下、主に実施例1と異なる点について説明する。
本実施例2の電力変換装置51は、入力端子J19,J20から直流電力を入力し、出力端子J14~J16に三相交流電力を出力するインバータ装置である。
電力変換装置51は、ダイオードDS11~DS16が逆並列接続されたスイッチング素子S11~S16によって構成される三相ブリッジ回路61と、三相ブリッジ回路61の直流端子J17,J18間に直列接続されるDCコンデンサC14,C15と、三相ブリッジ回路61の三相交流端子J11~J13にそれぞれ一端が接続されるインダクタL11~L13と、インダクタL11~L13の他端にそれぞれ一端が接続されるACコンデンサC11~C13を備える。これらACコンデンサC11~C13の他端は、DCコンデンサC14とDCコンデンサC15との直列接続点に接続される。
本実施例2おいては、スイッチング素子S11~S16として、MOSFETが適用される。なお、MOSFET等のボディダイオードを備えたスイッチング素子を用いる場合は、ダイオードDS11~DS16を省略してもよい。
また、電力変換装置51は、コンデンサC11~C13の電圧を検出する電圧センサ31~33と、インダクタL11~L13の電流を検出する電流センサ34~36と、スイッチング素子S11~S16をスイッチング制御する制御部41を備えている。そして、三相ブリッジ回路61の直流端子J17,J18が、それぞれ電力変換装置51の入力端子J19,J20に電気的に接続され、インダクタL11~L13とACコンデンサC11~C13とのそれぞれの接続点が、それぞれ電力変換装置51の出力端子J14~J16に電気的に接続される。
制御部41は、スイッチング素子S11~S16のオンオフを制御することで、電圧センサ31~33によって検出されるコンデンサC11~C13の各電圧と、電流センサ34~36によって検出されるインダクタL11~L13の各電流を制御する。
より具体的には、制御部41は、コンデンサC11の電圧(U相電圧)検出値Vout1がU相電圧指令値に追従するようにU相インダクタ電流指令値を演算して求め、インダクタL11の電流(U相インダクタ電流)検出値Iout1がU相インダクタ電流指令値に追従するようにU相スイッチング素子S11,S12のオン時間比率を演算する。このとき、制御部41は、実施例1に示した制御部40と同様に、電圧偏差、電流偏差、補正量を演算する。
コンデンサC12,C13の電圧(V相、W相電圧)およびインダクタL12,L13の電流(V相、W相インダクタ電流)についても、V相、W相それぞれの電圧偏差、電流偏差、補正量を演算して求め、V相、W相スイッチング素子S13~S16のオン時間比率を演算して求め、U相電圧およびU相インダクタ電流と同様に制御する。
本実施例2によれば、出力電圧が交流のため瞬時値が時々刻々と変化するインバータ装置に、実施例1と同様の制御部構成を適用することで、インバータ装置に接続された負荷が急変したときに出力電圧変動を抑えることができる。
図6は、本発明の実施例3である電力変換装置の構成図である。以下、主に実施例2と異なる点について説明する。
本実施例3の電力変換装置52は、入力端子J14~J16から三相交流電力を入力し、出力端子J19,J20に直流電力を出力するAC/DCコンバータ装置である。なお、電力変換装置52の主回路構成は実施例2の電力変換装置51と同様である。
電力変換装置52は、実施例2とは異なり、コンデンサC14,C15の直列接続の両端の電圧、すなわち入力端子J19,J20間の電圧を検出する電圧センサ37を備える。
制御部42は、入出力端子J14~J16から入力する電流を三相交流波形になるよう制御する機能を備えており、この入力電流の振幅もしくは有効電流を変化させて直流電圧Vout0を制御する。
より具体的には、制御部42は、電圧センサ37により検出した直流電圧Vout0が直流電圧指令値に追従するように、U相、V相、W相インダクタ電流指令値の振幅もしくは有効電流指令値を演算して求め、三相交流波形の電流指令値を生成する。そして、インダクタL11~L13の電流(U相、V相、W相インダクタ電流)検出値Iout1~Iout3が、これらの電流指令値に追従するようにスイッチング素子S11~S16のオン時間比率を演算して求める。このとき、実施例1に示した制御部40と同様に、直流電圧の偏差、インダクタ電流振幅もしくは有効電流の偏差、インダクタ電流振幅指令値もしくは有効電流指令値の補正量を演算する。
本実施例によれば、入力電流が交流のため瞬時値が時々刻々と変化するコンバータ装置に実施例1と同様の制御部構成を適用することで、コンバータ装置に接続された負荷が急変したときの直流電圧変動を抑えることができる。
図7は、本発明の実施例4である電力変換装置の構成図である。
本実施例4の電力変換装置53は、入力端子J21,J22から直流電力を入力し、出力端子J23,J24に直流電力を出力する絶縁型DC-DCコンバータ装置である。
電力変換装置53は、ダイオードDH21~DH24が逆並列接続されるスイッチング素子H21~H24によって構成されるフルブリッジ回路62により、コンデンサC21の直流電圧を交流電圧に変換して、共振インダクタLr1、共振コンデンサCr1、トランスT1の1次巻線N1の直列接続体に印加する。
本実施例4おいては、スイッチング素子H21~H24として、MOSFETが適用される。なお、MOSFET等のボディダイオードを備えたスイッチング素子を用いる場合は、ダイオードDH21~DH24は省略してもよい。
トランスT1は、1次巻線と2次巻線を磁気結合している。2次巻線に誘導される交流電流は、ダイオードD21~D24によって構成される整流回路63により整流されてコンデンサC22に供給される。そして、コンデンサC21の一端および他端は、それぞれ電力変換装置53の入力端子J21,J22に電気的に接続され、コンデンサC22の一端および他端は、それぞれ電力変換装置53の出力端子J23,24に電気的に接続される。
制御部43は、スイッチング素子H21~H24のオンオフを制御することで、電圧センサ38によって検出したコンデンサC22の電圧と、電流センサ39によって検出したトランスT1の1次巻線N1の電流を制御する。
より具体的には、制御部43は、コンデンサC22の電圧(出力電圧)検出値が出力電圧指令値に追従するようにトランス1次電流の指令値を演算して求め、1次巻線N1の電流(トランス1次電流)検出値の大きさがトランス1次電流指令値に追従するようにスイッチング素子H21~H24のオン時間比率を演算して求める。このとき、実施例1に示した制御部40と同様に、電圧偏差、電流偏差、補正量を演算する。
本実施例4によれば、絶縁型DC-DCコンバータにおいて、負荷電流急変に対する出力電圧変動を抑えることができる。
なお、本実施例では、電流制御対象をトランス1次電流とし、電圧制御対象をコンデンサC22の電圧としたが、トランス2次電流(トランスT1の2次巻線の電流)、フルブリッジ回路62に入力される電流、整流回路63から出力される電流を電流制御対象としてもよい。電圧制御対象が増加および減少する場合に、それぞれ電流制御対象が増加および減少するような、電圧制御対象および電流制御対象の組を選択すれば、上述のような電流指令Irefの補正により、負荷急変時において、電圧制御対象の変動を抑制できる。
図8は、本発明の実施例5である電力変換装置の構成図である。主に、実施例1と異なる点について説明する。なお、図8中、電流Iおよび電圧Vの添え字(ref(指令),out(出力),err(偏差),load(負荷))の意味するところは、前述の実施例1~4と同様である。
電力変換装置は、実施例1(図1)に示した電力変換装置50と同じ主回路構成(スイッチングレッグ64,65)を有する複数(図8では2個)のDC/DCコンバータ部が並列多重接続される。ただし、入力側のコンデンサC3および出力側のコンデンサは共通である。
制御部において、電流制御部(72,73)は各DC/DCコンバータ部に設けられるが、電圧制御部71および電流指令値補正部70は共通である。すなわち、電流指令Iref0および補正量(実施例1(図2)における「Y」)は、各DC/DCコンバータ部で共通である。
電流指令値補正部70は、一方のDC/DCコンバータ部における電流偏差Ierr1(=Iref0-Iout01)と、他方のDC/DCコンバータ部における電流偏差Ierr2(=Iref0-Iout02)との平均値Ierr0、並びに電圧偏差Verr0(=Vref0-Vout0)に基づいて、補正量を算出する。なお、平均値Ierr0すなわち平均電流偏差は、平均値演算部76によって、例えば算術平均(Ierr0=(Ierr1+Ierr2)/2)によって演算される。
本実施例5によれば、複数のDC/DCコンバータ装置が並列多重接続される電力変換装置において、負荷の急変時に、出力電圧の変動を抑制することができる。また、各DC/DCコンバータ装置の電流指令値を共通化しているので、各電力変換装置が分担する電流をバランスさせることができる。
なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
例えば、図5-7に示した主回路構成の電力変換装置を複数並列多重接続してもよい。
また、電力変換装置の主回路部は、降圧チョッパなど、一個のスイッチング素子が用いられるものでもよい。
1…直流電源、2…直流負荷、50~53…電力変換装置、60…スイッチングレッグ、61…三相ブリッジ回路、62…フルブリッジ回路、63…整流回路、40~43…制御部、10…電流指令値補正部、11…電圧制御部、12…電流制御部、13…PWM信号生成部、21、31~33、37、38…電圧センサ、22、34~36、39…電流センサ、L、L11~13…インダクタ、C1、C2、C21、C22…コンデンサ、C14、C15…DCコンデンサ、C11~C13…ACコンデンサ、Lr1…共振インダクタ、Cr1…共振コンデンサ、T1…トランス、N1、N2…巻線、Q1、Q2、S11~S16、H21~H24…スイッチング素子、DS11~DS16、DH21~DH24、D21~D24…ダイオード
Claims (17)
- スイッチング素子を含む主回路部と、
電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部と、
前記電流指令値と電流検出値との電流偏差に基づいて前記スイッチング素子を制御する電流制御部と、
を備える電力変換装置において、
前記電圧偏差と前記電流偏差とに基づいて、前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置において、
前記電流指令値補正部は、前記電圧偏差の極性と前記電流偏差の極性とに応じて前記電流指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2に記載の電力変換装置において、
前記電流指令値補正部は、前記電流指令値を、前記電流検出値に近づけるように補正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2に記載の電力変換装置において、
前記電流指令値補正部は、前記電流偏差の大きさに応じて補正量が大きくなるように前記電流指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2に記載の電力変換装置において、
前記電流指令値補正部は、前記電圧偏差の大きさに応じて補正量が大きくなるように前記電流指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2に記載の電力変換装置において、
前記電流指令値補正部は、さらに、前記電圧偏差の極性と前記電流偏差の極性が同じである場合に、前記電流指令値を補正しないことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2に記載の電力変換装置において、
制御する電圧および制御する電流の向きを、電流を増加させると電圧が増加する向きに定義したとき、前記電圧偏差と前記電流偏差の極性が異なる場合に、前記電流指令値を前記電流検出値に近づけるように補正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項7に記載の電力変換装置において、
前記制御する電圧が、前記主回路部の出力側の電圧であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項8に記載の電力変換装置において、
前記制御する電流が、前記主回路部の出力側における電流であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項9に記載の電力変換装置において、
前記主回路部は、出力側にコンデンサおよびリアクトルの直列接続を有し、
前記制御する電圧は、前記コンデンサの電圧であり、
前記制御する電流は、前記リアクトルの電流であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項10に記載の電力変換装置において、
前記主回路部は、スイッチングレッグを備えるDC/DCコンバータであることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項10に記載の電力変換装置において、
前記主回路部は、三相ブリッジ回路を備えるインバータであることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項8に記載の電力変換装置において、
前記制御する電流が、前記主回路部の入力側における電流であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項13に記載の電力変換装置において、
前記主回路部は、三相ブリッジ回路を備えるAC/DCコンバータであることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項8に記載の電力変換装置において、
前記制御する電流が、前記主回路部の入力側と出力側との間における電流であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項15に記載の電力変換装置において、
前記主回路部が絶縁型DC/DCコンバータであり、
前記制御する電流が、前記絶縁型DC/DCコンバータが備えるトランスの巻線電流であることを特徴とする電力変換装置。 - 互いに並列多重接続される、各々がスイッチング素子を含む、複数の主回路部と、
電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部と、
各々が、前記電流指令値と前記主回路部の電流検出値との電流偏差に基づいて前記スイッチング素子を制御する、複数の電流制御部と、
を備える電力変換装置において、
前記電圧偏差と、前記複数の主回路部の前記電流偏差の平均値とに基づいて、前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えることを特徴とする電力変換装置。
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