JP2020150617A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷電流が急変しても出力電圧の変動が小さい電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置（５０）は、スイッチング素子を含む主回路部と、電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部（１１）と、電流指令値と電流検出値との電流偏差に基づいてスイッチング素子を制御する電流制御部（１２）と、を備えるものであって、電圧偏差と電流偏差とに基づいて、電流指令値を補正する電流指令値補正部（１０）を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電流と電圧を制御する機能を備えた電力変換装置に関する。

地球環境保全への意識の高まりから、蓄電池や太陽電池などの電源を備えたシステムが開発されている。近年は、これらのシステムにおいて、容量拡張性が高く、量産による低コスト化が見込める電力変換装置のモジュール化が期待されている。

並列接続された電力変換装置間に流れる横流を防止し、各電力変換装置の電流をバランスさせるためには、個々の電力変換装置の負荷応答性を高める必要がある。負荷応答性を高める制御手段として、電力変換装置に電流制御機能を持たせ、電流を制御することで負荷に供給する電圧を制御する電流モード電圧制御がある。しかし、電流モード電圧制御では、負荷の電流の変動が大きくなると、負荷に供給する電圧の変動が大きくなる場合がある。

これに対し、特許文献1に記載される従来技術が知られている。

特許文献１に記載の従来技術では、電流モード電圧制御が適用され、さらに、電圧指令に対して検出電圧が目標範囲内に収まっているか否かに基づいて、電流フィードバック制御による高応答制御を実行するか否かが調整される。そして、検出電圧が目標範囲内に収まっていない場合に高応答制御が実行される。

特開２０１１−１２５１４４号公報

電流モード電圧制御では、出力電圧を電圧指令値に合わせるように電圧制御部が電流指令値を求め、電力変換装置の内部の電流を電流指令値に合わせるように電流制御部がスイッチング素子のオン時間／オフ時間を求める。このような電流モード電圧制御においては、制御安定性を確保するために、電圧制御部の応答は電流制御部の応答より遅く設定される。このため、負荷の電流が急変したときに、電圧制御による電流指令値が変化するまでは、電流制御部が電力変換装置の電流を電流指令値に制御するため、負荷に供給する出力電圧の変動が大きくなる場合がある。

上記従来技術においても、電流モード電圧制御が適用されているので、電流制御部が電力変換装置の電流を電流指令値に制御するために、負荷電流が急変するときに、出力電圧の変動を十分に低減することができない場合がある。

そこで、本発明は、負荷電流が急変しても出力電圧の変動が小さい電力変換装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、スイッチング素子を含む主回路部と、電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部と、電流指令値と電流検出値との電流偏差に基づいてスイッチング素子を制御する電流制御部と、を備えるものであって、電圧偏差と電流偏差とに基づいて、電流指令値を補正する電流指令値補正部を備える。

本発明によれば、負荷電流の急変時において制御対象の電圧の変動を抑制できる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１である電力変換装置の構成図である。 図１における制御部の構成例を示す制御機能ブロック図である。 電圧偏差および電流偏差と、補正量Ｙとの関係の一例を示す。 電圧偏差および電流偏差と、補正量Ｙとの関係の他の例を示す。 実施例２である電力変換装置の構成図である。 実施例３である電力変換装置の構成図である。 実施例４である電力変換装置の構成図である。 実施例５である電力変換装置の構成図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１〜５により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

図１は、本発明の実施例１である電力変換装置の構成図である。本実施例１の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置として動作する。

電力変換装置５０は、入力端子Ｊ１、Ｊ２が直流電源１に接続され、出力端子Ｊ３、Ｊ４が直流負荷２に接続され、直流電源１から直流負荷２へ給電する。

電力変換装置５０の主回路部は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２が直列接続されるスイッチングレッグ６０を備える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては、半導体スイッチング素子が適用される。なお、本実施例１においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される（後述する実施例２−５も同様）。

電力変換装置５０において、スイッチングレッグ６０の両端間には、コンデンサＣ１が並列に接続される。スイッチング素子Ｑ２の両端間には、インダクタＬおよびコンデンサＣ２の直列接続回路が並列に接続される。コンデンサＣ１の一端および他端が、それぞれ入力端子Ｊ１およびＪ２に電気的に接続され、コンデンサＣ２の一端および他端が、それぞれ出力端子Ｊ３およびＪ４に電気的に接続される。

電力変換装置５０は、さらに、コンデンサＣ２の電圧を検出する電圧センサ２１と、インダクタＬの電流を検出する電流センサ２２と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御する制御部４０を備える。

制御部４０は、電流指令値補正部１０（Ｉｒｅｆ補正）と、電圧制御部１１（ＡＶＲ）と、電流制御部１２（ＡＣＲ）と、ＰＷＭ信号生成部１３（ＰＷＭ生成）を備える。制御部４０は、まず電力変換装置５０の出力電圧の目標値である電圧指令値Ｖｒｅｆから、電圧センサ２１により検出される出力電圧検出値Ｖｏｕｔを減算して、電圧偏差Ｖｅｒｒを算出する。この電圧偏差Ｖｅｒｒは電圧制御部１１へ入力される。

電圧制御部１１は、入力する電圧偏差Ｖｅｒｒに応じて、電圧偏差Ｖｅｒｒをゼロにするような電流指令値Ｉｒｅｆを算出する。なお、本実施例１において、電流指令値Ｉｒｅｆは、インダクタＬに流す電流の指令値である。

制御部４０は、電圧制御部１１によって算出される電流指令値Ｉｒｅｆから電流センサ２２により検出されるインダクタＬの電流検出値Ｉｏｕｔを減算して、電流偏差Ｉｅｒｒを算出する。この電流偏差Ｉｅｒｒは電流制御部１２へ入力される。

電流制御部１２は、入力する電流偏差Ｉｅｒｒに応じて、電流偏差Ｉｅｒｒをゼロにするような、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間比率（ｄｕｔｙ）を算出する。このオン時間比率（ｄｕｔｙ）は、ＰＷＭ信号生成部１３に入力される。

ＰＷＭ信号生成部１３は、電流制御部１２によって算出されるオン時間比率（ｄｕｔｙ）に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート信号となるＰＷＭ信号（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）を生成し、生成するＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子（本実施例1ではＭＯＳＦＥＴのゲート）に与える。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御端子に与えられるＰＷＭ信号によって、オンオフ制御される。これにより、電力変換装置５０は、直流電源１から入力する直流電力を、入力電圧とは異なる電圧の直流電力に変換して、直流負荷２へ出力する。

上述のように、制御部４０においては、電圧制御部１１が電流指令値Ｉｒｅｆを操作して出力電圧検出値Ｖｏｕｔを電圧指令値Ｖｒｅｆに制御するとともに、電流制御部１２がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間比率ｄｕｔｙを操作してインダクタＬの電流検出値Ｉｏｕｔを電流指令値Ｉｒｅｆに制御する。すなわち、制御部４０においては、制御手段として電流モード電圧制御が適用されている。

ここで、電流モード電圧制御では、一般的に、制御の安定性を確保するために、電圧制御系の応答スピードは電流制御系の応答スピードよりも遅く設定される。このため、電流モード電圧制御では、入力電圧が急変しても出力電圧を目標値に維持しやすいが、負荷電流が急変すると、出力電圧の目標値からの逸脱が大きくなる場合がある。

例えば、電力変換装置５０においては、直流負荷２の消費電流Ｉｌｏａｄが急に増加すると、まずコンデンサＣ２の電荷が放電されて、出力電圧であるコンデンサＣ２の電圧Ｖｏｕｔが低下する。コンデンサＣ２の電圧が低下すると、インダクタＬの電流Ｉｏｕｔが受動的に増加する。このとき、電圧偏差Ｖｅｒｒ（＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）は正となるから、電圧制御部１１は、電流指令値Ｉｒｅｆを増加させる。しかし、前述のように電圧制御系の応答スピードは比較的遅く設定されているために、電圧制御部１１が出力する電流指令値Ｉｒｅｆの増加スピードは、実際のインダクタ電流Ｉｏｕｔの増加スピードよりも遅いため、実際のインダクタ電流Ｉｏｕｔより電流指令値Ｉｒｅｆの方が小さい状態となる。この状態で、電流制御部１２は、インダクタ電流Ｉｏｕｔを電流指令値Ｉｒｅｆに一致するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御するが、電流偏差Ｉｅｒｒ（＝Ｉｒｅｆ−Ｉｏｕｔ）が負であるため、インダクタ電流Ｉｏｕｔの増加を遅らせてしまう。このため、コンデンサＣ２の電圧すなわち出力電圧Ｖｏｕｔの低下が大きくなる場合がある。

このような現象を軽減し、負荷急変時に出力電圧の目標値からの逸脱を小さくするために、本実施例１の電力変換装置５０の制御部４０は、電流指令値補正部１０を備えている。前述のように、負荷電流が急に増加するときには、出力電圧Ｖｏｕｔの低下により電圧偏差Ｖｅｒｒが正となり、かつ、インダクタ電流Ｉｏｕｔの受動的増大並びに電圧制御系の応答性のため、電流偏差Ｉｅｒｒが負となる。このとき、電流指令値補正部１０は、電流指令値Ｉｒｅｆを、既に増加している実際のインダクタ電流Ｉｏｕｔに近づけるように補正する。これにより、電流制御部１２がインダクタ電流Ｉｏｕｔの増加を遅らせる現象が軽減される。したがって、電流指令値補正部１０により、負荷電流が急増したときに出力電圧の変動を抑制することができる。

また、負荷電流が急に減少したときについても、電流・電圧の増減は逆になるものの、負荷電流が急に増加した場合と同様の現象が起き得る。すなわち、負荷電流が急に減少するときには、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇により電圧偏差Ｖｅｒｒが負となり、かつ、インダクタ電流Ｉｏｕｔの受動的減少並びに電圧制御系の応答性のため、電流偏差Ｉｅｒｒが正となる。このとき、電流指令値補正部１０は、電流指令値Ｉｒｅｆを、既に減少している実際のインダクタ電流Ｉｏｕｔに近づけるように補正する。これにより、電流制御部１２がインダクタ電流Ｉｏｕｔの減少を遅らせる現象が軽減できる。したがって、負荷電流が急減したときも出力電圧の変動を抑制することができる。

上述のように、負荷電流が急変すると、電圧偏差Ｖｅｒｒの極性（正負）と電流偏差Ｉｅｒｒの極性（正負）が逆になる。すなわち、負荷電流急増時には電圧偏差Ｖｅｒｒの極性が正（Ｖｅｒｒ＞０）かつ電流偏差Ｉｅｒｒの極性が負（Ｉｅｒｒ＜０）であり、負荷電流急減時には電圧偏差Ｖｅｒｒの極性が負（Ｖｅｒｒ＜０）かつ電流偏差Ｉｅｒｒの極性が正（Ｉｅｒｒ＞０）である。

したがって、電圧偏差Ｖｅｒｒの極性と電流偏差Ｉｅｒｒの極性が異なる場合に、電流指令値Ｉｒｅｆをインダクタ電流検出値Ｉｏｕｔに近づけるように補正することで、負荷電流が急増および急減する場合に、出力電圧の変動を抑制することができる。すなわち、負荷急変に対する制御の応答性を高速化できる。

この電流指令値補正部１０により、電流指令値Ｉｒｅｆを補正する手段の一例を、図２−４を用いて説明する。

図２は、図１における制御部４０の構成例を示す制御機能ブロック図である。本構成例では、制御部４０の電圧制御部１１および電流制御部１２が比例積分制御部で構成されている。ここで、Ｋｐ＿Ｖは電圧制御比例ゲイン、Ｋｉ＿Ｖは電圧制御積分ゲイン、Ｋｐ＿Ｉは電流制御比例ゲイン、Ｋｉ＿Ｉは電流制御積分ゲインを表している。

電圧制御部１１（ＡＶＲ）は、比例演算部による電圧偏差Ｖｅｒｒ（＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）に電圧制御積分ゲインＫｉ＿Ｖを掛けた積算値に、電流指令値補正部１０による補正量Ｙを加算して得られる加算値を、積分演算部によって積分する。電圧制御部１１（ＡＶＲ）は、この積分値と、電圧偏差Ｖｅｒｒに電圧制御比例ゲインＫｐ＿Ｖを掛けた積算値とを加算して、電流指令値Ｉｒｅｆを算出する。

電流制御部１２（ＡＣＲ）は、電流偏差Ｉｅｒｒ（＝Ｉｒｅｆ−Ｉｏｕｔ）に電流制御積分ゲインＫｉ＿Ｉを掛けた積算値を積分する。電流制御部１２（ＡＣＲ）は、この積分値と、電流偏差Ｉｅｒｒに電流制御比例ゲインＫｐ＿Ｉを掛けた積算値とを加算して、オン時間比率ｄｕｔｙを算出する。

図３は、電圧偏差Ｖｅｒｒおよび電流偏差Ｉｅｒｒと、電流指令値補正部１０による補正量Ｙとの関係の一例を示している。図３において、横軸は電流偏差Ｉｅｒｒを表し、縦軸は補正量Ｙを表す。

電流指令値補正部１０は、電圧偏差Ｖｅｒｒおよび電流偏差Ｉｅｒｒに応じて、図３に示す関係に基づいて補正量Ｙを設定する。

図３に示すように、電圧偏差Ｖｅｒｒと電流偏差Ｉｅｒｒの極性が同じ場合（Ｉｅｒｒ＞０における破線（Ｖｅｒｒ＞０）、並びにＩｅｒｒ＜０における実線（Ｖｅｒｒ＜０））、電流指令値補正部１０が出力する補正量Ｙはゼロである。また、電圧偏差Ｖｅｒｒと電流偏差Ｉｅｒｒの極性が異なる場合（Ｉｅｒｒ＞０における実線（Ｖｅｒｒ＜０）、並びにＩｅｒｒ＜０における破線（Ｖｅｒｒ＞０））、電流指令値補正部１０は、電流偏差Ｉｅｒｒの大きさに応じた補正量Ｙ、図３ではＩｅｒｒの大きさに比例した大きさの補正量Ｙを出力する。なお、電圧偏差Ｖｅｒｒは、ＹとＩｅｒｒの関係を示す直線の傾きを設定するパラメータであり、電圧偏差Ｖｅｒｒの大きさ（｜Ｖｅｒｒ｜）に応じて傾きが変化する。

図４は、電圧偏差Ｖｅｒｒおよび電流偏差Ｉｅｒｒと、電流指令値補正部１０による補正量Ｙとの関係の他の例を示している。図４において、横軸は電流偏差Ｖｅｒｒを表し、縦軸は補正量Ｙを表す。

電流指令値補正部１０は、電圧偏差Ｖｅｒｒおよび電流偏差Ｉｅｒｒに応じて、図４に示す関係に基づいて補正量Ｙを設定する。

図４に示すように、電圧偏差Ｖｅｒｒと電流偏差Ｉｅｒｒの極性が同じ場合（Ｖｅｒｒ＞０における破線（Ｉｅｒｒ＞０）、並びにＶｅｒｒ＜０における実線（Ｉｅｒｒ＜０））、電流指令値補正部１０が出力する補正量Ｙはゼロである。また、電圧偏差Ｖｅｒｒと電流偏差Ｉｅｒｒの極性が異なる場合（Ｖｅｒｒ＞０における実線（Ｉｅｒｒ＜０）、並びにＶｅｒｒ＜０における破線（Ｉｅｒｒ＞０））、電流指令値補正部１０は、電流偏差Ｖｅｒｒの大きさに応じた補正量Ｙ、図４ではＶｅｒｒの大きさに比例した大きさの補正量Ｙを出力する。なお、電流偏差Ｉｅｒｒは、ＹとＶｅｒｒの関係を示す直線の傾きを設定するパラメータであり、電圧偏差Ｉｅｒｒの大きさ（｜Ｉｅｒｒ｜）に応じて傾きが変化する。

図３，４に示すように、負荷（Ｉｌｏａｄ）が急増して、Ｖｅｒｒ＞０かつＩｅｒｒ＜０となる場合、補正量Ｙは正である。したがって、電圧制御部１１の出力するＩｒｅｆが増大するので、Ｉｏｕｔが速やかに増大する。これにより、負荷の急増に伴うＶｏｕｔの低下を抑制できる。また、負荷（Ｉｌｏａｄ）が急減して、Ｖｅｒｒ＜０かつＩｅｒｒ＞０となる場合、補正量Ｙは負である。したがって、電圧制御部１１の出力するＩｒｅｆが減少するので、Ｉｏｕｔが速やかに減少する。これにより、負荷の急減に伴うＶｏｕｔの上昇を抑制できる。

このように、電流指令値補正部１０が、電圧偏差Ｖｅｒｒと電流偏差Ｉｅｒｒの極性が異なる場合に、図３，４に示す関係に基づいて、補正量Ｙを出力することにより、電流指令値Ｉｒｅｆを、負荷急変に伴い受動的に増減するＩｏｕｔに近づけるように電流指令値Ｉｒｅｆを補正することができる。

なお、図３に示すように、補正量Ｙの大きさを、電流偏差Ｉｅｒｒの大きさに比例させているので、電流指令値Ｉｒｅｆと電流検出値Ｉｏｕｔの大小関係が逆転した瞬間に、補正量Ｙが不連続に変化して不安定になることを防止している。また、図４に示すように、補正量Ｙの大きさを電圧偏差Ｖｅｒｒの大きさに比例させているので、電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧検出値Ｖｏｕｔの大小関係が逆転した瞬間に、補正量Ｙが不連続に変化して不安定になることを防止できる。

図３および図４に示す補正量Ｙは、電流指令値補正部１０において、Ｋ（＞０）を補正ゲインとして、例えば次式により算出される。
Ｙ＝−Ｋ×Ｖｅｒｒ×Ｉｅｒｒ（負荷急増（Ｖｅｒｒ＞０かつＩｅｒｒ＜０）の場合）
Ｙ＝＋Ｋ×Ｖｅｒｒ×Ｉｅｒｒ（負荷急減（Ｖｅｒｒ＜０かつＩｅｒｒ＞０）の場合）
Ｙ＝０（ＶｅｒｒとＩｅｒｒの極性が同一の場合）
電流指令値補正部１０は、ＶｅｒｒおよびＩｅｒｒを入力し、入力したＶｅｒｒとＩｅｒｒの極性に基づいて上式のいずれかを選択して、選択した式によってＹを算出する。電流指令値補正部１０は、算出したＹを電圧制御部１１（ＡＶＲ）へ出力する。

なお、本実施例１では、Ｉｏｕｔの方向と、Ｖｏｕｔの方向について、図１中の矢印が示す方向を正方向とする。すなわち、低電位側から高電位側へ向かう方向をＶｏｕｔの正方向と定義し、正方向でＶｏｕｔの大きさを増加させるＩｏｕｔの方向を正方向として定義する。Ｉｏｕｔの指令値であるＩｒｅｆの方向と、Ｖｏｕｔの指令値であるＶｒｅｆの方向についても、同様である。

また、本実施例１では、電流偏差Ｉｅｒｒと電圧偏差Ｖｅｒｒについては、指令値から検出値を減算して求めるものと定義している（Ｉｅｒｒ＝Ｉｒｅｆ−Ｉｏｕｔ，Ｖｅｒｒ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）。これらの定義に限らず、他の定義でもよいが、その場合、Ｖｅｒｒ，Ｉｅｒｒ，Ｙなどの正負を適宜変更すればよい。

上述のように、本実施例１によれば、負荷が急変しても電力変換装置の出力電圧の変動を小さく抑えることができる。

本実施例１においては、図２に示すように、補正量Ｙが、電圧制御部１１における積分演算部の入力に加算することによって、Ｉｒｅｆが補正される。これにより、出力電圧の変動をより確実に抑えることができる。なお、電圧制御部１１のＰＩ演算部の演算結果（Ｉｒｅｆ）自体を補正量Ｙによって補正するなど、他の手段によってＩｒｅｆを補正してもよい。

なお、本実施例１では、電流モード電圧制御における電流（検出電流および電流指令）および電圧（検出電圧および電圧指令）、すなわち、リアクトル電流（Ｉｏｕｔ）およびその電流指令（Ｉｒｅｆ）と、出力電圧（Ｖｏｕｔ）およびその電圧指令（Ｖｒｅｆ）とについて、電流電圧の向き（正方向）を、電流が増加すると電圧が増加する向きに定義している。さらに、このような電流電圧の向きの定義のもとで、電流偏差（Ｉｅｒｒ）と電圧偏差（Ｖｅｒｒ）については、指令値から検出値を減算した値であると定義している（Ｉｅｒｒ＝Ｉｒｅｆ−Ｉｏｕｔ，Ｖｅｒｒ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）。これらに限らず、電流電圧の向きを本実施例１とは異なる向きに定義してもよいし、電流電圧偏差を検出値から指令値を減算した値であると定義してもよい（Ｉｅｒｒ＝Ｉｏｕｔ−Ｉｒｅｆ，Ｖｅｒｒ＝Ｖｏｕｔ−Ｖｒｅｆ）。このように本実施例と異なる定義とする場合、電流電圧の正負、電流電圧偏差の正負（極性）を適宜読み替えればよい。

図５は、本発明の実施例２である電力変換装置の構成図である。以下、主に実施例１と異なる点について説明する。

本実施例２の電力変換装置５１は、入力端子Ｊ１９，Ｊ２０から直流電力を入力し、出力端子Ｊ１４〜Ｊ１６に三相交流電力を出力するインバータ装置である。

電力変換装置５１は、ダイオードＤＳ１１〜ＤＳ１６が逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６によって構成される三相ブリッジ回路６１と、三相ブリッジ回路６１の直流端子Ｊ１７，Ｊ１８間に直列接続されるＤＣコンデンサＣ１４，Ｃ１５と、三相ブリッジ回路６１の三相交流端子Ｊ１１〜Ｊ１３にそれぞれ一端が接続されるインダクタＬ１１〜Ｌ１３と、インダクタＬ１１〜Ｌ１３の他端にそれぞれ一端が接続されるＡＣコンデンサＣ１１〜Ｃ１３を備える。これらＡＣコンデンサＣ１１〜Ｃ１３の他端は、ＤＣコンデンサＣ１４とＤＣコンデンサＣ１５との直列接続点に接続される。

本実施例２おいては、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６として、ＭＯＳＦＥＴが適用される。なお、ＭＯＳＦＥＴ等のボディダイオードを備えたスイッチング素子を用いる場合は、ダイオードＤＳ１１〜ＤＳ１６を省略してもよい。

また、電力変換装置５１は、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３の電圧を検出する電圧センサ３１〜３３と、インダクタＬ１１〜Ｌ１３の電流を検出する電流センサ３４〜３６と、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６をスイッチング制御する制御部４１を備えている。そして、三相ブリッジ回路６１の直流端子Ｊ１７，Ｊ１８が、それぞれ電力変換装置５１の入力端子Ｊ１９，Ｊ２０に電気的に接続され、インダクタＬ１１〜Ｌ１３とＡＣコンデンサＣ１１〜Ｃ１３とのそれぞれの接続点が、それぞれ電力変換装置５１の出力端子Ｊ１４〜Ｊ１６に電気的に接続される。

制御部４１は、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６のオンオフを制御することで、電圧センサ３１〜３３によって検出されるコンデンサＣ１１〜Ｃ１３の各電圧と、電流センサ３４〜３６によって検出されるインダクタＬ１１〜Ｌ１３の各電流を制御する。

より具体的には、制御部４１は、コンデンサＣ１１の電圧（Ｕ相電圧）検出値Ｖｏｕｔ１がＵ相電圧指令値に追従するようにＵ相インダクタ電流指令値を演算して求め、インダクタＬ１１の電流（Ｕ相インダクタ電流）検出値Ｉｏｕｔ１がＵ相インダクタ電流指令値に追従するようにＵ相スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２のオン時間比率を演算する。このとき、制御部４１は、実施例１に示した制御部４０と同様に、電圧偏差、電流偏差、補正量を演算する。

コンデンサＣ１２，Ｃ１３の電圧（Ｖ相、Ｗ相電圧）およびインダクタＬ１２，Ｌ１３の電流（Ｖ相、Ｗ相インダクタ電流）についても、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧偏差、電流偏差、補正量を演算して求め、Ｖ相、Ｗ相スイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６のオン時間比率を演算して求め、Ｕ相電圧およびＵ相インダクタ電流と同様に制御する。

本実施例２によれば、出力電圧が交流のため瞬時値が時々刻々と変化するインバータ装置に、実施例１と同様の制御部構成を適用することで、インバータ装置に接続された負荷が急変したときに出力電圧変動を抑えることができる。

図６は、本発明の実施例３である電力変換装置の構成図である。以下、主に実施例２と異なる点について説明する。

本実施例３の電力変換装置５２は、入力端子Ｊ１４〜Ｊ１６から三相交流電力を入力し、出力端子Ｊ１９，Ｊ２０に直流電力を出力するＡＣ／ＤＣコンバータ装置である。なお、電力変換装置５２の主回路構成は実施例２の電力変換装置５１と同様である。

電力変換装置５２は、実施例２とは異なり、コンデンサＣ１４，Ｃ１５の直列接続の両端の電圧、すなわち入力端子Ｊ１９，Ｊ２０間の電圧を検出する電圧センサ３７を備える。

制御部４２は、入出力端子Ｊ１４〜Ｊ１６から入力する電流を三相交流波形になるよう制御する機能を備えており、この入力電流の振幅もしくは有効電流を変化させて直流電圧Ｖｏｕｔ０を制御する。

より具体的には、制御部４２は、電圧センサ３７により検出した直流電圧Ｖｏｕｔ０が直流電圧指令値に追従するように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相インダクタ電流指令値の振幅もしくは有効電流指令値を演算して求め、三相交流波形の電流指令値を生成する。そして、インダクタＬ１１〜Ｌ１３の電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相インダクタ電流）検出値Ｉｏｕｔ１〜Ｉｏｕｔ３が、これらの電流指令値に追従するようにスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６のオン時間比率を演算して求める。このとき、実施例１に示した制御部４０と同様に、直流電圧の偏差、インダクタ電流振幅もしくは有効電流の偏差、インダクタ電流振幅指令値もしくは有効電流指令値の補正量を演算する。

本実施例によれば、入力電流が交流のため瞬時値が時々刻々と変化するコンバータ装置に実施例１と同様の制御部構成を適用することで、コンバータ装置に接続された負荷が急変したときの直流電圧変動を抑えることができる。

図７は、本発明の実施例４である電力変換装置の構成図である。

本実施例４の電力変換装置５３は、入力端子Ｊ２１，Ｊ２２から直流電力を入力し、出力端子Ｊ２３，Ｊ２４に直流電力を出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置である。

電力変換装置５３は、ダイオードＤＨ２１〜ＤＨ２４が逆並列接続されるスイッチング素子Ｈ２１〜Ｈ２４によって構成されるフルブリッジ回路６２により、コンデンサＣ２１の直流電圧を交流電圧に変換して、共振インダクタＬｒ１、共振コンデンサＣｒ１、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の直列接続体に印加する。

本実施例４おいては、スイッチング素子Ｈ２１〜Ｈ２４として、ＭＯＳＦＥＴが適用される。なお、ＭＯＳＦＥＴ等のボディダイオードを備えたスイッチング素子を用いる場合は、ダイオードＤＨ２１〜ＤＨ２４は省略してもよい。

トランスＴ１は、１次巻線と２次巻線を磁気結合している。２次巻線に誘導される交流電流は、ダイオードＤ２１〜Ｄ２４によって構成される整流回路６３により整流されてコンデンサＣ２２に供給される。そして、コンデンサＣ２１の一端および他端は、それぞれ電力変換装置５３の入力端子Ｊ２１，Ｊ２２に電気的に接続され、コンデンサＣ２２の一端および他端は、それぞれ電力変換装置５３の出力端子Ｊ２３，２４に電気的に接続される。

制御部４３は、スイッチング素子Ｈ２１〜Ｈ２４のオンオフを制御することで、電圧センサ３８によって検出したコンデンサＣ２２の電圧と、電流センサ３９によって検出したトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の電流を制御する。

より具体的には、制御部４３は、コンデンサＣ２２の電圧（出力電圧）検出値が出力電圧指令値に追従するようにトランス１次電流の指令値を演算して求め、１次巻線Ｎ１の電流（トランス１次電流）検出値の大きさがトランス１次電流指令値に追従するようにスイッチング素子Ｈ２１〜Ｈ２４のオン時間比率を演算して求める。このとき、実施例１に示した制御部４０と同様に、電圧偏差、電流偏差、補正量を演算する。

本実施例４によれば、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷電流急変に対する出力電圧変動を抑えることができる。

なお、本実施例では、電流制御対象をトランス１次電流とし、電圧制御対象をコンデンサＣ２２の電圧としたが、トランス２次電流（トランスＴ１の２次巻線の電流）、フルブリッジ回路６２に入力される電流、整流回路６３から出力される電流を電流制御対象としてもよい。電圧制御対象が増加および減少する場合に、それぞれ電流制御対象が増加および減少するような、電圧制御対象および電流制御対象の組を選択すれば、上述のような電流指令Ｉｒｅｆの補正により、負荷急変時において、電圧制御対象の変動を抑制できる。

図８は、本発明の実施例５である電力変換装置の構成図である。主に、実施例１と異なる点について説明する。なお、図８中、電流Ｉおよび電圧Ｖの添え字（ｒｅｆ（指令），ｏｕｔ（出力），ｅｒｒ（偏差），ｌｏａｄ（負荷））の意味するところは、前述の実施例１〜４と同様である。

電力変換装置は、実施例１（図１）に示した電力変換装置５０と同じ主回路構成（スイッチングレッグ６４，６５）を有する複数（図８では２個）のＤＣ／ＤＣコンバータ部が並列多重接続される。ただし、入力側のコンデンサＣ３および出力側のコンデンサは共通である。

制御部において、電流制御部（７２，７３）は各ＤＣ／ＤＣコンバータ部に設けられるが、電圧制御部７１および電流指令値補正部７０は共通である。すなわち、電流指令Ｉｒｅｆ０および補正量（実施例１（図２）における「Ｙ」）は、各ＤＣ／ＤＣコンバータ部で共通である。

電流指令値補正部７０は、一方のＤＣ／ＤＣコンバータ部における電流偏差Ｉｅｒｒ１（＝Ｉｒｅｆ０−Ｉｏｕｔ０１）と、他方のＤＣ／ＤＣコンバータ部における電流偏差Ｉｅｒｒ２（＝Ｉｒｅｆ０−Ｉｏｕｔ０２）との平均値Ｉｅｒｒ０、並びに電圧偏差Ｖｅｒｒ０（＝Ｖｒｅｆ０−Ｖｏｕｔ０）に基づいて、補正量を算出する。なお、平均値Ｉｅｒｒ０すなわち平均電流偏差は、平均値演算部７６によって、例えば算術平均（Ｉｅｒｒ０＝（Ｉｅｒｒ１＋Ｉｅｒｒ２）／２）によって演算される。

本実施例５によれば、複数のＤＣ／ＤＣコンバータ装置が並列多重接続される電力変換装置において、負荷の急変時に、出力電圧の変動を抑制することができる。また、各ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の電流指令値を共通化しているので、各電力変換装置が分担する電流をバランスさせることができる。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、図５−７に示した主回路構成の電力変換装置を複数並列多重接続してもよい。

また、電力変換装置の主回路部は、降圧チョッパなど、一個のスイッチング素子が用いられるものでもよい。

１…直流電源、２…直流負荷、５０〜５３…電力変換装置、６０…スイッチングレッグ、６１…三相ブリッジ回路、６２…フルブリッジ回路、６３…整流回路、４０〜４３…制御部、１０…電流指令値補正部、１１…電圧制御部、１２…電流制御部、１３…ＰＷＭ信号生成部、２１、３１〜３３、３７、３８…電圧センサ、２２、３４〜３６、３９…電流センサ、Ｌ、Ｌ１１〜１３…インダクタ、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ２１、Ｃ２２…コンデンサ、Ｃ１４、Ｃ１５…ＤＣコンデンサ、Ｃ１１〜Ｃ１３…ＡＣコンデンサ、Ｌｒ１…共振インダクタ、Ｃｒ１…共振コンデンサ、Ｔ１…トランス、Ｎ１、Ｎ２…巻線、Ｑ１、Ｑ２、Ｓ１１〜Ｓ１６、Ｈ２１〜Ｈ２４…スイッチング素子、ＤＳ１１〜ＤＳ１６、ＤＨ２１〜ＤＨ２４、Ｄ２１〜Ｄ２４…ダイオード

Claims (17)

1. スイッチング素子を含む主回路部と、
   電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部と、
   前記電流指令値と電流検出値との電流偏差に基づいて前記スイッチング素子を制御する電流制御部と、
   を備える電力変換装置において、
   前記電圧偏差と前記電流偏差とに基づいて、前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記電流指令値補正部は、前記電圧偏差の極性と前記電流偏差の極性とに応じて前記電流指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電流指令値補正部は、前記電流指令値を、前記電流検出値に近づけるように補正することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電流指令値補正部は、前記電流偏差の大きさに応じて補正量が大きくなるように前記電流指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電流指令値補正部は、前記電圧偏差の大きさに応じて補正量が大きくなるように前記電流指令値を補正することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記電流指令値補正部は、さらに、前記電圧偏差の極性と前記電流偏差の極性が同じである場合に、前記電流指令値を補正しないことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   制御する電圧および制御する電流の向きを、電流を増加させると電圧が増加する向きに定義したとき、前記電圧偏差と前記電流偏差の極性が異なる場合に、前記電流指令値を前記電流検出値に近づけるように補正することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７に記載の電力変換装置において、
   前記制御する電圧が、前記主回路部の出力側の電圧であることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項８に記載の電力変換装置において、
   前記制御する電流が、前記主回路部の出力側における電流であることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記主回路部は、出力側にコンデンサおよびリアクトルの直列接続を有し、
    前記制御する電圧は、前記コンデンサの電圧であり、
    前記制御する電流は、前記リアクトルの電流であることを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記主回路部は、スイッチングレッグを備えるＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１０に記載の電力変換装置において、
    前記主回路部は、三相ブリッジ回路を備えるインバータであることを特徴とする電力変換装置。
13. 請求項８に記載の電力変換装置において、
    前記制御する電流が、前記主回路部の入力側における電流であることを特徴とする電力変換装置。
14. 請求項１３に記載の電力変換装置において、
    前記主回路部は、三相ブリッジ回路を備えるＡＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする電力変換装置。
15. 請求項８に記載の電力変換装置において、
    前記制御する電流が、前記主回路部の入力側と出力側との間における電流であることを特徴とする電力変換装置。
16. 請求項１５に記載の電力変換装置において、
    前記主回路部が絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
    前記制御する電流が、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが備えるトランスの巻線電流であることを特徴とする電力変換装置。
17. 互いに並列多重接続される、各々がスイッチング素子を含む、複数の主回路部と、
    電圧指令値と電圧検出値との電圧偏差に基づいて電流指令値を生成する電圧制御部と、
    各々が、前記電流指令値と前記主回路部の電流検出値との電流偏差に基づいて前記スイッチング素子を制御する、複数の電流制御部と、
    を備える電力変換装置において、
    前記電圧偏差と、前記複数の主回路部の前記電流偏差の平均値とに基づいて、前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えることを特徴とする電力変換装置。

Images