JP6144374B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 コンデンサ容量が小さくても安定してコンデンサ電圧を制御することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】 本発明の電力変換装置１００は、太陽光パネルからの直流電圧を供給する直流源１１０と、直流電圧を昇圧する昇圧回路１２０と、昇圧された直流電力を交流電力に変換する変換回路１３０と、交流電力を出力する出力部１４０と、ＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号により変換回路１３０を制御するコントローラ１５０とを含む。コントローラ１５０は、出力部１４０から電流として出力される交流電力の半サイクルの整数倍で平均化された出力エネルギーと、直流源１１０から供給される直流電力の入力エネルギーとが一致するように変換回路１３０を制御する。【選択図】 図２

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に、太陽光発電装置等によって発電された直流電力を交流電力に変換する技術に関する。

直流電力を交流電力に変換するための電力変換装置にインバータが利用されている。インバータにおいて、所望の電圧波形または電流波形を得るための技術として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御が用いられる。また、インバータの入力側に整流回路が接続されている場合、整流回路の出力側には、出力電圧を平滑化するためにコンデンサが接続される。コンデンサは、一般に、リプルを改善できる程度に十分な容量をもつ電解コンデンサが利用される。

電解コンデンサの寿命は、温度依存性が高く、温度が上がるほど寿命は短くなる。それ故、温度の高い環境下で電解コンデンサを使用すると、その寿命がより短くなる。このため、電解コンデンサを用いない電解コンデンサレスのインバータ等が提案されている（特許文献１、２、３、４）

特開２００８−４８５８７号公報 特開２０１１−１１３２６９号公報 特開２０１２−１５７２４２号公報 特開２０１４−１０３７０３号公報

図１は、従来の太陽光パネルによって発電された直流電圧を交流電圧に変換する電力変換装置の一例である。同図において、１０は太陽光パネルによって発電された直流電源、１２は直流電源１０の直流電圧を一定の電圧に昇圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、１４は直流電力を交流電力に変換するインバータ回路、１６はＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力に接続された電解コンデンサ１６である。

太陽光パネルが発電する入力エネルギーは、雲等に遮られたりして緩やかな変化や急激な変化が発生する。また、商用電源に注入する交流電力に変換した出力エネルギーは、従来制御では大容量の電解コンデンサ１６に蓄えた直流電圧を元に、商用電源の交流電圧Vaに同期した交流電圧Vaiを発生させ、出力コイルLoを通して接続し、Vaに対してVaiの位相を微妙に調整して所望の出力電流を作成し発生させている。

ここで、太陽光パネルからの入力エネルギーは直流なのに対し、出力エネルギーは交流であり、さらに太陽光の変化による入力エネルギーの変化もあるため、どうしても間を取り持つ電解コンデンサ１６にはリプル等が発生する。電解コンデンサ１６の電圧が高すぎれば、制御しているパワー半導体の破損につながり、反対に低すぎれば、商用電源Vaeに出力エネルギーを注入できなくなる。それ故、コンデンサ電圧を、所定の電圧範囲に収まるよう制御する必要がある。

従来の電力変換装置では、比較的大容量の電解コンデンサ１６を使用しているため、コンデンサ電圧を所定の電圧範囲に収まるよう制御することは比較的容易である。しかしながら、電解コンデンサ１６には寿命があり、例えば、その耐用年数は１０数年程度である。このため、太陽光パネル等を屋外に設置した後に、電解コンデンサ１６が寿命になると、電解コンデンサ自身を交換するか、あるいは電力変化装置そのものを交換しなければならない。そうすると、メンテナンスが煩雑であり、そのために大きなコストが発生してしまう。特に近年、太陽光パネルそのものに電力変換装置を内蔵するタイプが増加しているため、個々の太陽光パネルの保守・点検等を行うには非常に大きな労力や時間を要する。

そこで、大容量の電解コンデンサ１６を、極めて寿命の長いフィルムコンデンサやセラミックコンデンサに置換することが考えられるが、これらのフィルムコンデンサ等は、電解コンデンサに比べて容量が小さいため、充電される直流電流と、放電される脈流電流（交流変換で生成される）との差電流で生じるコンデンサ電圧のリプルが大きくなってしまう。また、太陽光の変化や商用電源側で発生する電圧変動によってもコンデンサ電圧が大きく変動する。さらに商用電源側で発生する負荷変化等による電圧変動が大きいと、出力が電圧出力のため、ラインインピーダンスによっては出力電流が大きく変化することがあり、そうなるとコンデンサ電圧が急激に変化して制御し続けることが困難になり、ついには動作が停止してしまう。

本発明は、このような従来の課題を解決し、コンデンサ容量が小さくても安定してコンデンサ電圧を制御することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、直流電力を供給する直流源と、前記直流源の一対の電源ライン間に接続されたコンデンサを含み、前記直流源から供給された直流電力を交流電力に変換する変換手段と、前記変換手段に接続され、前記交流電力を出力する出力手段とを含み、前記出力手段は従来の電圧出力方式ではなく電流出力方式とし、前記変換手段は、前記直流源から供給される直流電力の入力エネルギーと前記出力手段から出力される交流電力の出力エネルギーとが商用電源の周波数の半サイクルの整数倍（好ましくは１〜２）の期間で一致するように出力電流を制御する。

好ましくは前記変換手段は、前記コンデンサに流れ込む電流と前記コンデンサから流れ出す電流との差分が最小となるように前記出力電流を制御する。好ましくは前記変換手段は、商用電源の周波数の半サイクルの整数倍（好ましくは１〜２）の期間の平均電圧と基準値とを比較し、前記コンデンサの電圧が基準値よりも大きいとき前記出力電流を大きくし、前記コンデンサの電圧が基準値よりも小さいとき前記出力電流を小さくする。好ましくは前記変換手段は、コンデンサの電圧が所定範囲内になるように出力電流を制御し、前記所定範囲の下限値は、前記出力手段が交流電力を商用電源に注入できる大きさであり、上限値は、前記変換手段の電子部品の耐圧に基づき決定される大きさである。好ましくは前記変換手段は、コンデンサの電圧が前記所定範囲の中心である基準値との差が小さくなるように前記出力電流を制御する。好ましくは前記変換手段は、前記電源ライン間に直列に接続された第１および第２のトランジスタと、第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に接続された第３および第４のトランジスタと、第１ないし第４のトランジスタに並列に接続された第１ないし第４の還流ダイオードとを含み、前記変換手段は、前記出力手段から出力される交流電流が正であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第１および第４のトランジスタをオンさせ、かつ第２および第３のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間で、かつインダクタが放電期間中は第１および第４のトランジスタをオフさせ、かつ第２または第３のトランジスタの両方をオンまあは片方をオンまたは両方をオフに、インダクタが放電し切った後は第１ないし第４のトランジスタをオフさせ、前記出力手段から出力される交流電流が負であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第２および第３のトランジスタをオンさせ、かつ第１および第４のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号のオフ期間で、かつインダクタが放電期間中は第２および第３のトランジスタをオフさせ、かつ第１または第４の両方のトランジスタをオンまたは片方をオンまたは両方をオフに、インダクタが放電し切った後は第１ないし第４のトランジスタをオフさせ、前記出力手段はインダクタを含み、ＰＷＭ信号がオンの期間、インダクタが充電され、ＰＷＭ信号がオフの期間、インダクタに充電された電力が放電される。好ましくは交流電流が正であるとき、ＰＷＭ信号のオフ期間の一定期間に第２の還流トランジスタおよび第３の還流トランジスタを介してインダクタに充電された電力が放電され、交流電流が負であるとき、ＰＷＭ信号のオフ期間の一定期間に第１の還流トランジスタおよび第４の還流トランジスタを介してインダクタに充電された電力が放電される。好ましくは第１ないし第４のトランジスタは、ＳｉｃまたはＧａＮから構成される。好ましくは前記直流源は、太陽光発電装置によって発電された直流電力を含む。

本発明によれば、交流電力の出力エネルギーと直流電力の入力エネルギーとが商用電源の周波数の半サイクルの整数倍（好ましくは１〜２）の期間で一致するように出力電流を制御するようにしたので、コンデンサに生じるリプル電圧を所定範囲に保ちやすくすることができ、それ故、従来よりも容量の小さいコンデンサを使用して安定した電力変換を行うことができる。

従来の電力変換装置の一構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例に係る電力変換装置の構成を示す図である。 電力変換装置から出力されるターゲットの理想的な交流電流を示す図である。 本発明の実施例による変換回路の制御方法を説明する図である。 本実施例の電力変換装置の動作を説明する図である。 本実施例の電力変換装置により直流重畳された交流電流を出力するときの動作を説明する図である。 式（６）の算出方法を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の好ましい実施態様の電力変換装置について説明する。本発明の好ましい態様では、電力変換装置は、太陽光発電装置によって発電された直流電力を交流電力に変換する。但し、直流電力源は、太陽光発電装置に限らず、その他の再生利用可能なエネルギーや、他の電源、例えば二次電池等のバッテリーから供給されるものであってもよい。さらに本発明の好ましい態様では、電力変換装置は、変換された交流電力を売電等の目的のために電力会社等の送電ラインへ供給可能であり、そのために直流電力を５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの周波数の交流電力に変換する。但し、これは一例であり、他の周波数の交流電力に変換されるものであってもよい。さらに本発明の好ましい態様では、電力変換装置は、従来と比較して容量の小さな電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサを用いて構成することができる。さらに他の好ましい態様では、電力変換装置は、電解コンデンサを使用しない、いわゆる電解コンデンサレスで構成することができる。

図２は、本発明の第１の実施例に係る電力変換装置の構成例を示す図である。同図に示すように、本実施例の電力変換装置１００は、太陽光パネルによって発電された直流電力を供給する直流源１１０と、直流源１１０から供給された直流電圧を昇圧する昇圧回路１２０と、昇圧回路１２０によって昇圧された直流電圧を交流電圧に変換する変換回路１３０と、交流電力を出力する出力部１４０と、変換回路１３０の動作を制御するコントローラ１５０とを備える。ここに例示する電力変換装置は、昇圧回路１２０を包含する例を示しているが、必ずしも昇圧回路１２０は必須な構成ではないことに留意すべきである。

直流源１１０によって供給される直流電圧Ｖｉ、直流電流Ｉｉは任意であり、所望の値にすることができる。例えば、直流源１１０は、複数の太陽光パネルを直列、並列あるいは直並列に接続して生成された直流電力、あるいは単一の太陽光パネルによって生成された直流電力を供給することができる。

昇圧回路１２０は、例えば、直流源１１０からの直流電圧を一定の電圧に昇圧可能なＤＣ−ＤＣコンバータから構成される。直流源１１０が太陽光パネルから構成されるとき、太陽光パネルからの入力エネルギー（Ｖｉ×Ｉｉ）は、日照条件等に応じて変動するが、昇圧回路１２０は、直流源１１０から入力されたすべてのエネルギーがそのまま変換回路１３０に供給されるように直流電圧を調整する。但し、最大出力が決められている場合には、それ以上のエネルギーが送電されないように昇圧回路１２０に制限が掛けられ、トランジスタのオン動作を調整して入力エネルギー（Ｖｉ×Ｉｉ）が一定以下に抑えられる。なお、直流源１１０自身が、直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路、あるいはスイッチングレギュレータ回路を含んで構成されるものであってもよい。

変換回路１３０は、昇圧回路１２０に接続され、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路である。変換回路１３０は、ノードＮ１に接続された電源ラインと、ノードＮ２に接続された電源ライン間に、コンデンサＣｏを含む。コンデンサＣｏは、好ましくは比較的容量の小さいコンデンサ（例えば、電解コンデンサ、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサ）から構成され、コンデンサＣｏは、充電される直流電流と出力部１４０で出力される交流電流との差電流で生じるリプルを許容することができる容量を有する。

変換回路１３０はさらに、電源ライン間に、複数の電界効果型のトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４とを含む。トランジスタＱ１、Ｑ２が電源ライン間に直列に接続され、トランジスタＱ３、Ｑ４が電源ライン間に直列に接続される。トランジスタＱ１とトランジスタＱ２とを接続するノードＮｐが出力部１４０に接続され、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とを接続するノードＮｑが出力部１４０に接続され、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の各ゲートは、コントローラ１５０に接続される。また、各トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に並列に還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が接続され、還流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４は、直流電源に電流が逆流する向きに接続される。

出力部１４０は、ノードＮｐ、Ｎｑを介して変換回路１３０に接続される。出力部１４０は、ノードＮｐに直列に接続されたインダクタＬｏ、およびＡＣ電源（商用電源）を含む。Ｖａは、ＡＣ電源によって与えられる交流電圧であり、出力部１４０は、生成された交流電流Ｉ_ＡをＡＣ電源を介して外部へ出力する。

コントローラ１５０は、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の各ゲートに供給されるＰＷＭ信号を生成し、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチングを制御する。これにより、出力部１４０からＰＷＭ制御により所望の交流電力が出力させる。さらにコントローラ１５０は、入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉ、商用電源の電圧、電流等を監視し、後述するコンデンサＣｏの電圧Ｖｏの平均値Ｖｏｍを算出したり、比例係数Ｋｖを決定する。コントローラ１５０は、特にその構成を限定されるものではないが、例えば、ＲＯＭ／ＲＡＭを含むマイクロコントローラ、マイクロプロセッサやその他の回路素子を含んで構成される。ある例では、コントローラ１５０は、ＲＯＭ／ＲＡＭ等のメモリに、ＰＷＭ信号を生成するための制御プログラムを含むことができる。

次に、本実施例の電力変換装置の動作について説明する。図２Ａは、ピーク電流値ＩＡを有する理想的なターゲットとなる交流電流Ｉａ＝ＩＡｓｉｎｗｔの波形を示している。電力変換装置は、このようなターゲットの交流電流Ｉａに近似されるような正弦波または任意の交流電流Ｉ_Ａを出力するようにＰＷＭ制御を行う。交流電流Ｉ_Ａの算出方法の基本原理は、半サイクルまたは半サイクルの整数倍で、直流源１１０からの流入パワー（電力）と、出力部１４０からの流出パワーとを一致させることである。半サイクルの流入パワーと流出パワーとを一致させる場合には、例えば、後述するように半サイクルの整数倍の流入パワーの平均値と流出パワーの平均値とを一致させる。

本実施例の電力変換装置は、従来のように電解コンデンサに蓄えた直流電圧に基づき商用電源の交流電圧に同期した交流電圧を発生させるのではなく、入力エネルギーと出力エネルギーとが一致するように出力電流を制御し、太陽光パネル側の発電量の変動等や商用電源側で電圧変動等が生じてもコンデンサに流れ込む電流とそこから放電される電流との差を極力小さくすることでコンデンサに生じるリプル電圧を所定範囲に保ちやすくし、それ故、容量の小さなコンデンサの使用を可能にする。

コンデンサをＣｏ、太陽光パネルの発電による入力エネルギーをＥｉとする。商用電源の周波数の半サイクルの整数倍（通常は１〜２倍）の時間期間で平均をとった商用電源に注入する出力エネルギー値をＥｏとする。また、商用電源の周波数の半サイクルの整数倍（通常は１〜２倍）の時間期間で平均（好ましくは移動平均）をとったコンデンサ電圧ＶｏをＶｏｍとする。
決められた時間期間において、出力エネルギーＥｏを常に入力エネルギーＥｉと一致させるように設定し続ける。すなわち、
Ｅｏ＝Ｋｖ×Ｅｉ・・・（Ａ）
とすることで、コンデンサＣｏには、直流の入力エネルギーＥｉによる電流の流れ込みと、交流の出力エネルギーＥｏによる電流の流れ出し（位相により流れ込みの時もあり）の差電流によるリプル電圧が発生するが、入力エネルギーＥｉと出力エネルギーＥｏとが等しくなるような電流制御を行うことで、上記平均時間内でのコンデンサＣｏに流れ込む電流と流れ出す電流の和をほぼゼロにし、リプル電圧を極力小さくすることができる。上記式（Ａ）において、Ｋｖは比例係数であり、理想的にはＫｖ＝１であるが、起動時や経年変化やインダクタ等の部品のバラツキ等が生じるとき、係数Ｋｖを１以外に調整することが望ましい。例えば、コンデンサ電圧Ｖｏの平均値Ｖｏｍが所定範囲の電圧の中心になるように係数Ｋｖを調整することで、平均値Ｖｏｍを一定に制御することができる。

上記（Ａ）式から解るように、入力エネルギーＥｉの急激な変化が生じても、即座に出力エネルギーＥｏの値に反映されるために、入力エネルギーＥｉの急激な変化によるコンデンサ電圧Ｖｏの変化の影響は限定され、その平均値Ｖｏｍの変動が抑えられ、コンデンサ電圧Ｖｏを所定の電圧範囲に収めることが容易となる。電解コンデンサの電圧が高すぎれば、制御しているパワー半導体の破損につながり、反対に低すぎれば商用電源に出力エネルギーを注入できなくなり、このような上限と下限とによって定まる範囲が、上記した所定の電圧範囲である。

次に、図２Ｂを参照して具体的な動作例について説明する。コントローラ１５０は、コンデンサ電圧Ｖｏが、決められた中心電圧Ｖｃｅｎとなるような制御を行う。好ましくは、商用電源の周波数の半サイクルの整数倍（通常は１〜２倍）の時間期間で移動平均を算出することで平均値Ｖｏｍを求め、当該平均値Ｖｏｍと中心電圧Ｖｃｅｎとを比較し、その差分に基づき電流出力を制御する。中心電圧Ｖｃｅｎは、上記した所定の電圧範囲内の予め決められた値である。
コントローラ１５０は、平均値Ｖｏｍと予め決められたＶｃｅｎとを比較し、
Ｖｏｍ＞Ｖｃｅｎならば、最大電流を増やしてＶｏｍを下げ、
Ｖｏｍ＜Ｖｃｅｎならば、最大電流を減らしてＶｏｍを上げ、
これにより、ＶｏｍがＶｃｅｎに一致するような電力制御を行う。

図２Ｂに示すように、ノードＮ１には、半波の電流Ｉｏが生成される。一方、電圧Ｖｏは、電流Ｉｏが極大または極小のとき（時刻ｔｏ、ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６）、ほぼ電圧値Ｖｏｍとなり、その中間で極大、極小となる。商用電源の半サイクルの整数倍の時間で電圧Ｖｏの移動平均から平均値Ｖｏｍが算出される。

ここで、出力電流値Ｉｏは、Ｉｏ＝ＩＯｓｉｎ（ｗｔ）・Ｋｖで表されるとする。平均値Ｖｏｍ＝Ｖｃｅｎの制御を行うとき、実際には、起動時やコンデンサやインダクタ等の素子のバラツキや経年変化等によって出力部１４０から出力される交流電力が徐々に変動することがある。このような変動は比例係数Ｋｖによって補正することができる。

平均値Ｖｏｍ＞Ｖｃｅｎであるならば（図中の破線ＶｏｍＨで示す）、比例係数Ｋｖが大きくなるように設定され、電流Ｉｏを大きくすることで電圧Ｖｏが下げられる。反対に、平均値Ｖｏｍ＜Ｖｃｅｎであるならば（図中、破線ＶｏｍＬで示す）、出力電流値の比例係数Ｋｖが、小さくなるように設定され、電流Ｉｏを小さくすることで電圧Ｖｏが上昇される。比例係数Ｋｖの大きさは、平均値Ｖｏｍと中心値Ｖｃｅｎとの差分（｜Ｖｏｍ−Ｖｃｅｎ｜）の大きさに比例するように設定される。また、積分制御も付加することで差分を極小にすることができる。この制御は、電流ハンティング等が生じないようにコントローラ１５０によってトランジスタＴｒのスイッチング等が適切に行われることが望ましい。

このように本実施例によれば、直流電力の入力エネルギーと交流電力の出力エネルギーとが一致するように出力電流を制御するようにしたので、コンデンサＣｏに流れ込む電流とそこから流れ出す電流の差をゼロまたはゼロに近づけ、コンデンサに生じるリプル電圧を極力所定範囲に保ちやすくすることができる。このため、従来と比較して容量の小さなコンデンサを利用して安定的な電力変換を行うことが可能になる。また、電解コンデンサに代えて、寿命が長いフィルムコンデンサやセラミックコンデンサの使用も可能になり得る。

次に、本実施例の変換回路１３０の具体的なＰＷＭ制御について説明する。図３は、出力部１４０から出力される交流電流Ｉｏが正のとき（Ｉｏ＞０）の変換回路１３０の動作例を示し、図４は、本実施例の変換回路１３０により直流重畳された交流電流を出力するときの動作例を示す。

コントローラ１５０は、交流電流Ｉ_Ａと交流電圧Ｖａとの位相差を制御することができるようにパルス幅が制御されたＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に基づきトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチングを制御する。本実施例では、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、出力部１４０を流れる交流電流Ｉｏが正のときと、負０のときで異なる動作をするように見えるが、トランジスタＱ１とＱ３、Ｑ２とＱ４を入れ替えれば全く同じ動作となる。よって、以下、Ｉｏが正の時のみの例を示す。

コントローラ１５０から出力されるＰＷＭ信号は、設定されたデューティ比に従い、トランジスタＱ１、Ｑ４がオンする期間（Ｔ_ＯＮ）と、すべてのトランジスタがオフする期間（Ｔ_ＯＦＦ）とを有する（インダクタの放電期間は、トランジスタＱ２またはＱ３がオンしていてもオフしていても動作はほとんど変わらないため、以下すべてオフとする）。Ｔ_ＯＮの期間、トランジスタＱ１、Ｑ４がオンし、トランジスタＱ２、Ｑ３がオフし、ノードＮ１には、昇圧回路１２０によって昇圧された電圧Ｖｏが供給される。そして、ノードＮ１から、トランジスタＱ１、ノードＮｐ、インダクタＬｏ、ＡＣ電源、ノードＮｑ、トランジスタＱ４、ノードＮ２を介して電流Ｉｏが流れ、インダクタＬｏに電力が充電される。この電流経路は、図３（Ａ）に実線で示されている。

ＰＷＭ信号がオフする期間（Ｔ_ＯＦＦ）、すべてのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオフされる（但し、ＰＷＭ信号がオンからオフに切替わる時点からｄｔ２（インダクタＬｏの放電期間）は、トランジスタＱ１、Ｑ４がオフであり、トランジスタＱ２、Ｑ３はオンまたはオフであってもよい）。このとき、ノードＮ２から、還流ダイオードＤ２、ノードＮｐ、インダクタＬｏ、ＡＣ電源、ノードＮｑ、還流ダイオードＤ３、ノードＮ１に電流Ｉｏが流れ、インダクタＬｏに蓄えられた電力が放電される。電流Ｉｏの流れる方向は、Ｔ_ＯＮ期間と同一の方向である。この電流経路は、図３（Ａ）に破線で示されている。

図３（Ｂ）に、ＰＷＭ信号、インダクタＬｏに流れる電流ｉｏ、インダクタＬｏの両端の電圧Ｖ_Ｌのタイミングチャートを示す。ＰＷＭ信号のオン期間（Ｔ_ＯＮ）の間、すなわち、ｄｔ１の時間期間、インダクタＬｏが充電されるように電流が流れ、引き続き、ＰＷＭ信号がオンからオフに切り替わる時点からｄｔ２の時間期間、インダクタＬｏが放電されるように電流が流れる。放電終了後の時間期間ｄｔ３は、電流が全く流れない期間である。図４は、ｄｔ１＋ｄｔ２＝ｄｔ、ｄｔ３＝０の場合で、いわゆる直流重畳した場合の変換動作の例を示している。この場合は、インダクタＬｏの放電電流を流し切る前に再びインダクタＬｏに充電が開始される。このように、ＰＷＭ信号の１周期の間、インダクタＬｏへの充電および放電により、ＡＣ電源に＋からーの方向に電流が流される。また、時間期間ｄｔ１において、Ｖｏ＝Ｖ_Ｌ＋Ｖａとなるため、インダクタＬｏの両端に生じる電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_Ｌ＝Ｖｏ−Ｖａ＞０となる。一方、時間期間ｄｔ２において、−Ｖ_Ｌ＝Ｖｏ＋Ｖａとなるため、インダクタＬｏの両端に生じる電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_Ｌ＝−Ｖｏ−Ｖａ＜０となる。

ＰＷＭ信号がオフする期間（Ｔ_ＯＦＦ）、すべてのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオフされる。このとき、ノードＮ２から、還流ダイオードＤ４、ノードＮｑ、ＡＣ電源、インダクタＬｏ、ノードＮｐ、還流ダイオードＤ１、ノードＮ１に電流Ｉｏが流れ、インダクタＬｏに蓄えられた電力が放電される。電流Ｉｏの流れる方向は、Ｔ_ＯＮ期間と同一の方向である。この電流経路は、図４（Ａ）に破線で示されている。

図３（Ｂ）、図４に、ＰＷＭ信号、インダクタＬｏに流れる電流ｉｏ、インダクタＬｏの両端の電圧Ｖ_Ｌのタイミングチャートを示す。ＰＷＭ信号のオン期間（Ｔ_ＯＮ）の間、すなわち、ｄｔ１の時間期間、インダクタＬｏが充電されるように電流が流れ、引き続き、ＰＷＭ信号がオンからオフに切り替わる時点からｄｔ２の時間期間、インダクタＬｏが放電されるように電流が流れる。図３（Ｂ）の放電終了後の時間期間ｄｔ３は、電流が全く流れない期間である。このように、ＰＷＭ信号の１周期の間、インダクタＬｏへの充電および放電により、ＡＣ電源に−から＋方向に電流が流される。また、時間期間ｄｔ１において、インダクタＬｏの両端に生じる電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_Ｌ＝Ｖｏ−Ｖａ＞０となり、時間期間ｄｔ２において、インダクタＬｏの両端に生じる電圧Ｖ_Ｌは、Ｖ_Ｌ＝−Ｖｏ−Ｖａ＜０となる。この関係は、電流Ｉｏと電圧Ｖａとが同相でなくても成立する。つまり、電流Ｉｏと電圧Ｖａとが同相とならないとき、インダクタＬｏに蓄積された電力を、還流ダイオードを介してコンデンサＣｏに回生することができる。

ここで、図３（Ｂ）のように時間期間ｄｔ３＞０となるようにパラメータを設定する。電流Ｉｏは、電流ｉｏの時間期間ｄｔの平均値、ｉｏｐを、電流ｉｏのピーク値すると、ｄｔ期間の平均値である電流Ｉｏ、ピーク値ｉｏｐは、次の式により表される。

ｄｔ＞ｄｔ１＋ｄｔ２のとき、ｄｔ１、ｄｔ２を求めると、式（２）、（３）のようになる。

ここで、式（２）を式（３）で除すると、式（４）が求められる。

式（４）を式（１）に代入することにより、式（５）が求められる。

これらの式からｄｔ２およびｉｏｐを消去すると、式（６）が求められる。なお、式（６）の算出方法を図５に示す。

ＰＷＭ＝ｄｔ１／ｄｔなので、式（６）の平方根となり、ＰＷＭは式（７）で表される。

ここで、単にサイン波の出力電流を得たいのであれば、最大電流をＩＯとすれば、
Ｉｏ＝ＩＯｓｉｎ（ｗｔ）
（但し、ＶＡを最大出力電圧とすると、Ｅｏ＝ＩＯ×ＶＡ／２からＩＯ＝２Ｅｏ／ＶＡ）
とすればよい。
また、電流Ｉｏと電圧Ｖａとを同相にしたいのであれば、
Ｉｏ＝Ｋｖ×ｋＶａ
とすればよい。例えば、Ｖａ＝ＶＡｓｉｎ（ｗｔ）のときは、ｋ＝２Ｅｏ／ＶＡ^２となる。
さらに、力率を変更したいのであれば、電圧Ｖａの値を測定時から一定時間遅延させた値Ｖａ’を使用すれば、
Ｉｏ＝ｋＶａ’
とすれば、力率を自由に変更することができる。
また、ｓｉｎ（ｗｔ）やＶａの代わりに、任意の波形データを用いれば、任意の波形を出力させることも可能である。

出力電流センサレスで制御したい場合は、直流重畳させないように、常に、ｄｔ＞ｄｔ１＋ｄｔ２となるように回路定数を選択する。すなわち、この制御は、ＶｏがＶｏの最小電圧Ｖｏ_ＭＩＮより高くないと、インダクタＬｏの電圧Ｖ_Ｌがｄｔの間でゼロにならず、電流が繋がってしまい、電流の制御ができなくなる。

次に、Ｖｏ_ＭＩＮの計算方法について説明する。先ず、ｄｔ１＋ｄｔ２は、式（８）で表される。

数式（１）、（８）とから式（９）が算出される。

数式（９）はさらに数式（１０）で表され、数式（１０）は、（ｄｔ１＋ｄｔ２）^２／ｄｔ^２の値が１以下のとき成立する。

従って、数式（１１）の関係が求められる。

数式（１１）の２次方程式を解くと、数式（１２）の解を得ることができる。

Ｉｏを最大に、｜Ｖａ｜を最大にしたとき、数式（１２）を満たすＶｏに設定される。

ここで、出力が２００Ｗ（２００Ｖ×１Ａ）とすると、交流電流の実効値＝１Ａ、交流電圧の実効値＝２００Ｖ、Ｉｏ＝１．４Ａ、Ｖａ＝２８０Ｖ、ｄｔ＝１０μｓ、Ｌｏ＝１００μＨとすると、電圧Ｖｏは、約４５２Ｖ以上必要となる。インダクタＬｏが５０μＨであれば、３４１Ｖ以上が必要になる。

このように本実施例によれば、数式（７）に表されるＰＷＭの計算式は、測定電圧Ｖｉ、Ｖｏ、Ｖａのみを含み、測定電流を含まないため、電流センサレスによる制御が可能になる。この構成は、高速性を要求されないためノイズに強く、さらに部品点数の削減により低コスト化を図ることができる。

直流重畳させたい場合は、インダクタＬｏを大きく設定する。その場合でも、ｄｔ３＞０の場合は、上記の式（７）のＰＷＭ値を使用すれば良い。
式（９）から変形して求めて、
ｄｔ^２＞（ｄｔ１＋ｄｔ２）^２ ・・・（１３）
となる場合は、図４において、
ｉｓ−ｉｅ＝ｄｔ１’（Ｖｏ−Ｖａ）／Ｌｏ ・・・（１４）
ｉｅ−ｉｏｐ＝ｄｔ２’（−Ｖｏ−Ｖａ）／Ｌｏ ・・・（１５）
ｄｉａ＝ｉｅ−ｉｓ
＝（ｄｔ１’（Ｖｏ−Ｖａ）＋ｄｔ２’（−Ｖｏ−Ｖａ））／Ｌｏ ・・・（１６）
と置くと、これは、ｄｔ期間における出力電流の増分となる。なお、直流重畳させるとき、ＰＷＭ信号がオフの期間、トランジスタＱ１、Ｑ４がオフであり、トランジスタＱ２、Ｑ３はオンまたはオフのいずれであってもよい（すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４のすべてがオフである必要はないが、好ましくはオンであった方が損失が少なくなる。

ｄｉａからＰＷＭを求める。式（１６）からｄｔ２を消去し、ｄｔ１’／ｄｔを求めると、
ｄｔ１’＝（Ｌｏ・ｄｉａ−ｄｔ（−Ｖｏ−Ｖａ））／（２Ｖｏ）
ＰＷＭ＝ｄｔ１’／ｄｔ＝
（ｄｉａ（Ｌｏ・ｄｔ）＋Ｖｏ＋Ｖａ）／（２Ｖｏ）・・・（１７）
ｄｉａを求めるには、次の目標の出力電流から現在の出力電流（通常、電流センサで測定する）を引けばよい。また、必ずしも電流センサで測定しなくても、半サイクルでは必ずインダクタＬｏの放電し切る所が存在するので、回路定数を精度良く設定できれば計算で置きかえることも可能である。
出力電流が負の場合は、式（１７）のｄｉａとＶａを−ｄｉａと−Ｖａに置き換えればよい。

しかし、式（１７）を電流センサで制御する場合は、不安定となることがあるので、出力電流の増分を正確にｄｉａに一致させるのではなく、それ以下（例えば、数分の１）にした方がより安定化される。

本実施例の好ましい態様では、電圧Ｖｏが高電圧になるため、変換回路１３０のトランジスタは、耐圧が高く、オン抵抗が小さく、高速スイッチングが可能である、高効率のＳｉＣまたはＧａＮのＦＥＴから構成することができる。変換回路１３０のスイッチング周波数を高速化することで、インダクタＬｏのインダクタンスを小さくすることができる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は、特定の実施形態に限定されるものではなく、請求項の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

１００：電力変換装置 １１０：直流源
１２０：昇圧回路 １３０：変換回路
１４０：出力部 １５０：コントローラ

Claims (10)

1. 直流電力を供給する直流源と、
   前記直流源の一対の電源ライン間に接続されたコンデンサを含み、前記直流源から供給された直流電力を交流電力に変換する変換手段と、
   前記変換手段を制御する制御手段と、
   インダクタを含み、当該インダクタを介して前記変換手段に接続され、前記交流電力を出力する出力手段とを含み、
   前記制御手段は、前記直流源から供給される直流電力の入力電力Ｅｉと前記出力手段から出力される交流電力の出力電力Ｅｏとが商用電源の周波数の半サイクルの整数倍の期間でＥｏ＝Ｋｖ×Ｅｉ（Ｋｖは、係数）となるように出力電流を制御するものであり、前記制御手段は、前記コンデンサの平均電圧が一定範囲の中心になるようにＫｖを調整する、電力変換装置。
2. 前記一定範囲の下限値は、前記出力手段が交流電力を商用電源に注入できる大きさであり、上限値は、前記変換手段の電子部品の耐圧に基づき決定される大きさである、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、商用電源の周波数の半サイクルの整数倍の期間の前記コンデンサの平均電圧と基準値とを比較し、前記コンデンサの平均電圧が基準値よりも大きいとき前記出力電流を大きくし、前記コンデンサの平均電圧が基準値よりも小さいとき前記出力電流を小さくするようにＫｖの値を調整する、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御手段は、前記コンデンサの平均電圧が前記一定範囲の中心である基準値との差が小さくなるように前記出力電流を制御する、請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記変換手段は、前記電源ライン間に直列に接続された第１および第２のトランジスタと、第１の電源ラインと第２の電源ラインとの間に直列に接続され、かつ第１および第２のトランジスタと並列の第３および第４のトランジスタと、第１ないし第４のトランジスタにそれぞれ並列に接続された第１ないし第４の還流ダイオードとを含み、
   前記制御手段は、前記出力手段から出力される前記出力電流が正であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第１および第４のトランジスタをオンさせ、かつ第２および第３のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号がオンからオフに切り替わる時点からの時間期間である第１の放電期間に少なくとも第１および第４のトランジスタをオフさせ、第２および第３のトランジスタのオン／オフは任意であり、かつ前記第１の放電期間後のＰＷＭ信号のオフ期間に第１ないし第４のトランジスタをオフさせ、前記出力手段から出力される前記出力電流が負であるとき、ＰＷＭ信号のオン期間に第２および第３のトランジスタをオンさせ、かつ第１および第４のトランジスタをオフさせ、ＰＷＭ信号がオンからオフに切り替わる時点からの時間期間である第２の放電期間に少なくとも第２および第３のトランジスタをオフさせ、第１および第４のトランジスタのオン／オフは任意であり、かつ前記第２の放電期間後のＰＷＭ信号のオフ期間に第１ないし第４のトランジスタをオフさせ、
   ＰＷＭ信号がオンの期間、前記インダクタが充電され、ＰＷＭ信号がオフの前記第１および第２の放電期間に、前記インダクタに充電された電力が放電される、請求項１ないし４いずれか１つに記載の電力変換装置。
6. 交流電流が正であるとき、前記第１の放電期間に第２の還流ダイオードおよび第３の還流ダイオードを介してインダクタに充電された電力が放電され、交流電流が負であるとき、前記第２の放電期間に第１の還流ダイオードおよび第４の還流ダイオードを介してインダクタに充電された電力が放電される、請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御手段は、交流電力を出力させるとき、次式に従いＰＷＭ信号を生成する、請求項６に記載の電力変換装置。
   

   

   ここで、ＰＷＭ＝ｄｔ１／ｄｔ、Ｖｏはコンデンサの電圧、Ｖａは出力手段から出力される交流電力の電圧、Ｌｏは出力手段のインダクタのインダクタンス、ｄｔはＰＷＭ信号のオン期間とオフ期間の合計である１周期、ｄｔ１はＰＷＭ信号のオン期間、ｄｔ２は前記第１の放電期間または前記第２の放電期間、Ｉｏは出力電流、ｉｏｐはＰＷＭ信号がオンのｄｔ１期間にインダクタＬｏを充電する電流のピーク値である。また、Ｉｏが負の時はＶａが−Ｖａに置き換えられる。
8. 前記制御手段は、次式を満足するＶｏに従い上記ＰＷＭ信号を生成する、請求項７に記載の電力変換装置。
   

   
9. 第１ないし第４のトランジスタは、ＳｉＣまたはＧａＮから構成される、請求項５に記載の電力変換装置。
10. 前記直流源は、太陽光発電装置である、請求項１ないし９いずれか１つに記載の電力変換装置。

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