JP6040965B2 - 電源システム - Google Patents

Description

本発明は、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器とを含んで構成される電源システムに関する。

従来、特開２０１１−９７６９３号公報（以下、特許文献１という）には、２つの直流電源がそれぞれコンバータを介して電力線に並列接続されている車両の電源システムが開示されている。この電源システムでは、一方の直流電源を電圧制御し、他方の直流電源をフィードバック制御により電力制御することで、負荷であるモータの要求電力を２つの直流電源が協働して供給することが記載されている。そして、この電源システムでは、上記他方の直流電源について電力分配比にしたがって設定される電力目標値を、この直流電源に要求される電力指令値と実際に入出力される実電力値とのずれ量に基づいて修正する。これにより、実際の電力と電力指令値とのずれによる影響（例えば、過放電や過充電など）を解消して安定的なパワーマネージメントを可能にすると記載されている。

特開２０１１−９７６９３号公報

上記特許文献１の車両の電源システムでは、各直流電源の状態（例えば、ＳＯＣ、温度等）と負荷要求等に基づいて、各直流電源に適切に使用できるように電力分配比が決められている。

このような電源システムにおいて、電力分配比に基づく狙いの電力目標値に対して、電力制御側の直流電源から負荷に対して実際に供給される電力がずれることがある。これは当該直流電源の電流や電圧を検出するためのセンサのオフセット誤差によって生じる場合がある。具体的には、例えば、負荷要求１００に対して、センサオフセット誤差が−２０であるとき、直流電源から負荷へは実質８０の電力しか供給されないが、センサによる検出値に基づいた制御上ではオフセット誤差がわからないため、あたかも１００の電力が負荷に供給されるように見える場合がある。

このようなセンサ検出値のオフセットによる電力ずれ（すなわち電力目標値と実電力値との差）は、制御上における電力偏差として表れないため、特許文献１における電源システムのようなフィードバック制御では解消することができない。そして、上記電力ずれによって電力制御側の直流電源から負荷に供給される電力が電力分配比に対して不足する場合には、その不足分が電圧制御側の直流電源から持ち出されることがある。そうすると、狙いとする電力分配比に対して電圧制御側の直流電源の電力負担が大きくなり、その結果、当該直流電源について過電力（過充電または過放電）の状態が継続してしまう可能性がある。

本発明の目的は、センサ特性等に起因する電力ずれを解消するよう複数の直流電源間での電力分配を適正に修正することによって、電圧制御側の直流電源が継続的に過電力状態となるのを防止することができる電源システムを提供することである。

本発明に係る電源システムは、負荷と、前記負荷に接続された電力線と、前記負荷に電力を供給可能な第１および第２の直流電源と、前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間の少なくとも一方に接続された電力変換器と、前記電力変換器の動作を制御する制御装置と、を備える電源システムであって、前記第１および第２の直流電源が前記電力線に対して並列で、かつ、前記第１の直流電源は前記電力線に対する電力制御用の電源として動作する一方で前記第２の直流電源は前記電力線に対する電圧制御用の電源として動作し、前記制御装置は、前記負荷の要求電力と前記第１の直流電源の目標出力電力との差分を前記第２の直流電源の目標出力電力に設定し、前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分に基づいて前記第１の直流電源の目標出力電力を補正するものである。

本発明に係る電源システムにおいて、前記制御装置は、前記第１の直流電源の出力状態が安定しているときに前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分を導出して前記第１の直流電源の目標出力電力の補正を実行してもよい。

この場合、前記制御装置は、前記第１の直流電源の目標出力電力が所定値以上で、かつ、前記第１の直流電源の目標出力電力の時間変化率が所定値以下の場合に前記第１の直流電源の出力状態が安定しているとして前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分を導出してもよい。

また、本発明に係る電源システムにおいて、前記制御装置は、前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分を前記第１の直流電源の目標出力電力で除算して得られた基準値をなまし処理してなまし基準値を導出し、このなまし基準値を用いて前記補正を行うための学習値を算出し、この学習値を用いて前記第１の直流電源の目標出力電力を補正してもよい。

この場合、前記制御装置は、前記なまし基準値と前回処理により得られた前回学習値との差分をなまし処理したものを前回学習値に加算することによって学習値を更新し、この更新後の学習値が前記基準値を挟んで上下に設定される不感帯に含まれる場合に前記第１の直流電源の目標出力電力の補正を終了してもよい。

さらに、前記制御装置は、前記更新後の学習値に上下限を設定し、前記更新後の学習値が前記上下限の範囲内であれば前記第１の直流電源の目標出力電力の補正を実行する一方、前記範囲外であれば前記補正を実行しないこととしてもよい。

本発明に係る電源システムによれば、電力制御側のセンサ特性等に起因する電力ずれを解消するよう複数の直流電源間での電力分配を適正に修正することによって、電圧制御側の直流電源が継続的に過電力状態となるのを防止することができる。

本発明の一実施形態である電源システムの構成を示す図である。 図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の異なる種類の動作モードを説明するための図表である。 ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ＰＢＤモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換と第２の直流電源の直結接続状態を説明する回路図である。 ＰＢＤモードにおける各スイッチング信号の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢＤモードにおける各スイッチング素子の制御動作を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 図３に示した各動作モードにおける直流電源間での電力分配比の制御可否および出力電圧の設定可能範囲を比較するための図表である。 負荷要求電圧の電圧範囲の定義を説明するための概念図である。 図１２の各電圧範囲での動作モードの選択を説明するための図表である。 本実施形態における電力変換器制御の基本的な概念を説明する概念図である。 本実施形態における電力変換器制御を説明するためのブロック図である。 本実施形態における電力変換器制御を説明するための別のブロック図である。 制御装置の電力ずれ補正処理部の機能ブロック図である。 制御装置において実行される電力ずれ補正制御の処理手順を示すフローチャートである。 図１８の電力ずれ補正制御が実行されたときの電圧制御側の直流電源における実出力電力の変化を示すグラフである。 図１８の電力ずれ補正制御が実行されたときの電力制御側の直流電源における電力指令値および実出力電力の変化を示すグラフである。 図１８の電力ずれ補正制御が実行されて、学習値が基準値に収れんしていく様子を示す図である。 電源システムの別の例の構成を示す図である。

以下に、本発明に係る実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。

図１は、本発明の一実施形態である電源システムの構成を示す回路図である。電源システム１は、第１の直流電源１０ａおよび第２の直流電源１０ｂと、負荷３０と、制御装置４０と、電力変換器５０とを備える。

本実施形態において、各直流電源１０ａ，１０ｂは、リチウムイオン電池やニッケル水素電池のような二次電池、または、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。

直流電源１０ａ，１０ｂは、同種および同容量の直流電源によって構成することも可能であり、特性および／容量が異なる直流電源によって構成することも可能である。

電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと、電力線２０との間に接続されている。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａ，１０ｂに対して共通に設けられる。

負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作状態（例えば、トルク、回転数等）に応じて可変に設定される。また、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施形態において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、ダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０とノードＮ１との間に電気的に接続されている。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬａは、電流センサ１２ｂにより検出されて、制御装置４０へ入力される。スイッチング素子Ｓ２は、ノードＮ１およびノードＮ２の間に電気的に接続されている。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬｂは、電流センサ１２ａによって検出されて、制御装置４０へ入力される。

スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続されている。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続されている。接地配線２１は、負荷３０と、直流電源１０ａの負極端子とに電気的に接続されている。

図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする直流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。

制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。制御装置４０には、電圧センサ１１ａによって検出される直流電源１０ａの電圧Ｖａ、図示しない電流センサによって検出される直流電源１０ａを流れる電流Ｉａ、電圧センサ１１ｂによって検出される直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、図示しない電流センサによって検出される直流電源１０ｂの電流Ｉｂが入力される。また、制御装置４０には、図示しない温度センサによってそれぞれ検出される直流電源１０ａ，１０ｂの温度Ｔａ，Ｔｂも入力される。さらに、制御装置４０には、電圧センサ１１ｃ（図２参照）によって検出される電力変換器５０の出力電圧ＶＨも入力される。

なお、直流電源１０ａとリアクトルＬ１との間に補機類（例えば、照明、オーディオ機器、空調機器等）への電力分配線が接続されていない場合、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬａは直流電源１０ａの電流Ｉａに等しいとみなせる。同様に、直流電源１０ｂとリアクトルＬ２との間で補機類への電力分配線が接続されていない場合には、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬｂは直流電源１０ｂの電流Ｉｂに等しいとみなせる。

図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。負荷３０は、例えば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、例えば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によって交流電力から直流電力に変換され、電源システム１に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）を搭載したハイブリッド自動車では、エンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際にも、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池自動車の両方を含むものである。また、負荷３０に含まれるモータジェネレータは１基である場合に限定されず、複数基のモータジェネレータが含まれてもよい。

（電力変換器の動作モード）
電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。図３に示すように、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０に電気的に直結で接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行う「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行う「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方と電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行うとともに直流電源１０ａおよび１０ｂの他方と電力線２０との間を一方の直流電源に対して並列にかつ電力線２０へ直結接続する「パラレル昇圧直結モード（以下、ＰＢＤモード）」が含まれる。なお、以下においてＰＢＤモードは、一方の直流電源に対する昇圧動作を伴う動作モードであるため、「昇圧モード（Ｂ）」に大別されるものとして説明する。

昇圧モードには、さらに、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行う「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行う「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧よりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧よりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

昇圧モードに含まれるＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモード、および、ｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これに対し、ＰＢＤモードでは、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されるため、電力線２０の出力電圧ＶＨは直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとなる。このことが、図３の図表の第１段から第４段および最下段の「出力電力」の欄に示される。

直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「パラレル直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

ＰＤモードは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方）と同等になる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂ間に短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定してＰＤモードを適用することができる。

ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等になる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

また、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等になる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じることになる。そのため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等になる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態に維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が流れることになる。そのため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

図３中の第５段から第８段の「出力電圧」の欄に示されるように、直結モードに含まれるＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。そのため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム１全体での電力損失を抑制できる可能性がある。

このような点は本実施形態における特有の動作モードであるＰＢＤモードについても同様である。すなわち、ＰＢＤモードでは、一方の直流電源１０ａまたは１０ｂが電力線２０に対して他方の直流電源１０ｂまたは１０ａと並列にかつ直結接続されるため、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａまたは１０ｂの電源ＶａまたはＶｂとなって直接制御することができない。しかし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちの直結接続される直流電源に対応する２つのスイッチング素子がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が抑制され、負荷３０の動作状態によってはＰＢＤモードの適用により電源システム１全体での電力損失を抑制できる可能性がある。

本実施形態の電源システム１では、例えば、直流電源１０ａを高出力型の電源で構成する一方、直流電源１０ｂを高容量型の電源で構成するのが好ましい。これにより、電動車両において例えばユーザのアクセル操作によって急加速が要求された場合には高出力型の直流電源１０ａからの出力で対応し、他方、電動車両において継続的な高速定常走行等の比較的低パワーが長時間要求されるときは高容量型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。このような電動車両では、高容量型の直流電源１０ｂに蓄積されたエネルギーを長時間にわたって使用することによって、電気エネルギーによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

しかし、直流電源がバッテリによって構成される場合、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。したがって、電源システム１では、各直流電源１０ａ，１０ｂの充放電が制限される状態において、制限値を超える過剰な充放電が生じないように負荷３０の要求電力に対応する電力線２０の出力電力ＰＨを制限する処理を実行する。その詳細については、後述する。

（ＰＢ動作モードでの昇圧動作）
次に、図４及び図５を参照してＰＢ動作モードでの昇圧動作について詳細に説明する。図４には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。図４（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積するための電流経路８０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態が形成される。

これに対し、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギーを直流電源１０ａのエネルギーとともに出力するための電流経路８１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子がオンした状態が形成される。このとき、電流経路８１ではダイオードＤ１，Ｄ２を通って電流が流れるため、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は負荷３０からの回生電力を直流電源１０ａに充電する電流経路を形成するスイッチとして機能する。

上記のようにスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアの少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことにより、直流電源１０ａに対する昇圧チョッパ回路が構成される。ここで、図４に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａ，１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することができる。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。
ＶＨ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖａ （１）

図５には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギーを蓄積するための電流経路８２が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態が形成される。

これに対し、図５（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギーを直流電源１０ｂのエネルギーとともに出力するための電流経路８３が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。このとき、電流経路８３ではダイオードＤ１を通って電流が流れるため、スイッチング素子Ｓ１は負荷３０からの回生電力を直流電源１０ｂに充電する電流経路を形成するスイッチとして機能する。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とが交互に繰り返されることにより、直流電源１０ｂに対する昇圧チョッパ回路が構成される。ここで、図５に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａ，１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することができる。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。
ＶＨ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖｂ （２）

図６には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図６には、直流電源１０ａのＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

図６を参照すると、例えば、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａ，１０ｂの他方の出力を、電流Ｉａ，Ｉｂの電流偏差を補償するように制御するように制御（電流制御）することができる。この際、電流制御の指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができる。

一例として、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御するようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは電圧偏差ΔＶＨに基づいて演算される。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同時に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂとキャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

図７に示すように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。具体的には、スイッチング素子Ｓ１は、図４および図５の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。

スイッチング素子Ｓ２は、図４の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を構成し、図５の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。

スイッチング素子Ｓ３は、図４および図５の昇圧チョッパ回路の各々で下アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ３のオンオフを制御する制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。

スイッチング素子Ｓ４は、図４の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を構成し、図５の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。

図６および図７から理解されるように、ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。また、制御信号ＳＧ１およびＳＧ３は相補のレベルに設定されるので、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３は相補的にオンオフされる。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流変換動作が実行できる。

図６を再び参照すると、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることによって、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬａおよびリアクトルＬ２に流れる電流ＩＬｂが制御される。本実施形態では、電流ＩＬａは、直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流ＩＬｂは直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行したうえで、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。また、電流制御の対象になる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷要求電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの出力電力の不足分が、電圧制御される直流電源から出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力分配比を間接的に制御することが可能になる。その結果、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）のうち、直流電源１０ａ，１０ｂの電力分配を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力により他方の直流電源を充電する動作も可能になる。なお、以下では、出力電力Ｐａ，Ｐｂ、総電力ＰＨおよび負荷要求電力ＰＬは、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

（ＰＢＤモードの昇圧動作）
次に、図８及び図９を参照してＰＢＤ動作モードでの昇圧動作について詳細に説明する。図８には、ＰＢＤモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）と、電力線２０に対して直流電源１０ａと並列に直流電源１０ｂが直結接続される様子が示される。

ＰＢＤモードでは、図８（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４の各々がオン状態に固定される。これにより、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続される。その結果、直流電源１０ｂからリアクトルＬ２、ダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｓ１、電力線２０、負荷３０、接地配線２１、ならびに、ダイオードＤ４およびスイッチング素子Ｓ４を電流が流れて直流電源１０ｂに戻る電流経路８７が形成される。

電流経路８７ではダイオードＤ１，Ｄ４を通って電流が流れることができる。そのため、ＰＢＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン固定しなくても、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されて電流経路８７が形成される。したがって、直流電源１０ｂの出力動作だけを見れば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は、下記する直流電源１０ａの昇圧動作時に他のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と同様にオンオフ制御されもよい。ただし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフされているとき、負荷３０からの回生電力を直流電源１０ｂに充電する電流経路が形成されないことになる。そのため、本実施形態ではスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン固定して、直流電源１０ｂに対する回生電力の充電経路を確保している。

このようにＰＢＤモードでは、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されるため、直流電源１０ｂの電圧ＶｂがＤＣ／ＤＣ変換（直流電圧変換）されずに電力線２０に出力される。これにより、電力線２０の出力電圧ＶＨは直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとほぼ等しくなる。そのため、電力線２０の出力電圧ＶＨを制御することができない。したがって、ＰＢＤモードは、負荷３０の要求電力に応じて決まる電力線２０の出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊が直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ以下の場合に適用することができる動作モードである。なお、直流電源１０ａの電圧Ｖａが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも大きい場合（Ｖａ＞Ｖｂ）には、直流電源１０ａを電力線２０に対して直結接続する一方、直流電源１０ｂに対して昇圧動作を行うことで、ＰＢＤモードを実行してもよい。

一方、直流電源１０ａと電力線２０との間では、図４〜図６を参照して上述したＰＢモードとほぼ同様の昇圧動作が実行される。図８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３をオンし、スイッチング素子Ｓ２をオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積するための電流経路８８が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態が形成される。

これに対し、図８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３をオフするとともに、スイッチング素子Ｓ２をオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギーを直流電源１０ａのエネルギーとともに出力するための電流経路８９が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子がオンした状態が形成される。

上記のようにスイッチング素子Ｓ３がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ２がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ３がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことにより、直流電源１０ａに対する昇圧チョッパ回路が構成される。

ここで、図８に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作は、昇圧後の電圧が直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ（すなわち電力線２０の出力電圧ＶＨ）と等しいとみなせる電圧範囲内に制御される。ここで「等しいとみなせる電圧範囲」とは、昇圧後の電圧が直流電源１０ｂの電圧Ｖｂより若干高い場合と若干低い場合も含む意である。直流電源１０ａの昇圧後の電圧を直流電源１０ｂの電圧Ｖｂより若干高く設定することで、直流電源１０ｂから流れる電流Ｉｂが減るものの直流電源１０ａから流れる電流Ｉｂが増えることで、電力線２０に流れる総電流（Ｉａ＋Ｉｂ）は増加する。その結果、負荷３０に供給される総電力ＰＨが増加することになる。

反対に、直流電源１０ａの昇圧後の電圧を直流電源１０ｂの電圧Ｖｂより若干低く設定することで、直流電源１０ａから流れる電流Ｉａが直流電源１０ｂからの電流増加量以上に減ることによって、電力線２０に流れる総電流（Ｉａ＋Ｉｂ）は減少する。その結果、負荷３０に供給される総電力ＰＨが減少することになる。

ＰＢＤモードにおける直流電源１０ａに対する昇圧後の電圧は、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３がオンされる期間のデューティ比Ｄａを調整することによって制御できる。すなわち、スイッチング素子Ｓ３のデューティ比を調整することによって、直流電源１０ａから電力線２０に供給される電力量を制御できるとともに、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比も所定範囲で制御することができる。ここで、ＰＢＤモードにおける直流電源１０ａの電圧Ｖａと電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、デューティ比Ｄａを含む上記（１）式に示す関係が成立することはＰＢモードの場合と同様である。

図９には、ＰＢＤモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図９を参照すると、本実施形態におけるＰＢＤモードでは、直流電源１０ｂの出力を出力電圧ＶＨとするとともに、直流電源１０ａの出力を電流Ｉａの電流偏差を補償するように制御するように制御（電流制御）することができる。この際、電流制御の指令値（Ｉａ＊）は、直流電源１０ａの出力電力を制御するように設定することができる。この場合、デューティ比Ｄａは、電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）に基づいて演算される。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。これに対し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は、オン状態に維持されるため、上アーム素子に相当するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比Ｄｂは零で一定に設定される。その結果、図１０に示すように制御信号ＳＧ１，ＳＧ４の各々はＨレベルに固定され、いわゆる「上アームオン」の状態となる。

図９および図１０から理解されるように、ＰＢＤモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ３が反転関係にあるため、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３は反対にオンオフされる。また、制御信号ＳＧ１およびＳＧ４はオン状態に維持される。これにより、直流電源１０ａについて、デューティ比Ｄａに従った直流変換動作を実行できる。

ＰＢＤモードでは、負荷要求電力ＰＬに対する、電流制御される直流電源１０ａからの出力電力の不足分が、直結接続される直流電源１０ｂから出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比を間接的に制御することが可能になる。その結果、ＰＢＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）のうち、直流電源１０ａ，１０ｂの電力分配を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力により他方の直流電源を充電する動作も可能になる。

（動作モードの選択処理）
次に、本実施形態における電力変換器制御における動作モードの選択処理について説明する。図１１には、図３に示した各動作モードにおける直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋの制御可否、および、出力電圧ＶＨの設定可能範囲が示される。

図１１を参照すると、ＰＢモードでは、電流制御対象となる直流電源での電流指令値の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。ここで、電力分配比ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの出力電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。すなわち、ＰＢモードでは、０〜１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。なお、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、電圧ＶａおよびＶｂの最大値であるｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から、出力電圧ＶＨの制御上限値である上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる。この場合、Ｖａ＞Ｖｂのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖａであり、Ｖｂ＞Ｖａのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖｂである。また、上限電圧ＶＨｍａｘは、部品の耐圧等を考慮して定められる上限値である。

これに対し、ＰＢＤモードでも、電流制御対象となる直流電源１０ａでの電流指令値Ｉａ＊の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。ただし、ＰＢＤモードは、各直流電源１０ａ，１０ｂに対する各デューティ比を独立に制御可能なＰＢモードとは異なり、直流電源１０ａに対する昇圧後の電圧を電力線２０に対する直流電源１０ｂの出力電圧Ｖｂとほぼ同等にするという制約がある。そのため、電力分配比ｋの設定範囲は、ＰＢモードよりも狭い範囲に制限される。また、ＰＢＤモードでは、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直結接続されている直流電源１０ｂの電圧Ｖｂに一意に決まる。

なお、他の動作モードのうち、一方の直流電源のみを使用するａＢモード、ｂＢモード、ａＤモードおよびｂＤモードでは電力分配比ｋは１または０である。また、ＳＢモードおよびＳＤモードでは、各直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって電力分配比ｋが一意に決まるため、電力分配制御は行えない。さらに、ＰＤモードでは、並列に直結接続された各直流電源１０ａ，１０ｂの内部抵抗Ｒａ，Ｒｂの比によって電力分配比ｋが一意に決まるため、この場合にも電力分配制御は行えない。

電源システム１において、負荷３０へ供給される出力電圧ＶＨは、負荷３０の動作状態（例えば、トルクおよび回転数）に応じて設定される。図２に例示するように、負荷３０が、電動車両に駆動力発生源として搭載されたモータジェネレータ３５である場合、車速やアクセル開度等に基づいてモータジェネレータ３５の負荷要求電圧ＶＨｒｑが設定される。負荷３０への供給電圧となる電力線２０の出力電圧ＶＨは、少なくとも負荷要求電圧ＶＨｒｑ以上に設定する必要がある。そのため、負荷３０の動作状態に応じて設定された負荷要求電圧ＶＨｒｑの範囲に依存して、電力変換器５０における適用可能な動作モードが異なってくる。

図１２には、負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧範囲ＶＲ１〜ＶＲ３の定義が示される。図１３は、各電圧範囲における動作モードの選択を説明するための図表である。

図１２を参照すると、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、電圧範囲ＶＲ１（ＶＨｒｑ≦ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ））、ＶＲ２（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨｒｑ≦Ｖａ＋Ｖｂ）およびＶＲ３（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨｒｑ≦ＶＨｍａｘ）のいずれかに設定される。

電力変換器５０は、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも低い電圧を出力することができないため、負荷要求電圧ＶＨｒｑが電圧範囲ＶＲ１内であるときには、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることができない。したがって、図１３に示すように、電圧範囲ＶＲ１では、ＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲でなるべくＶＨをＶＨｒｑに近づけるため、ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＰＢＤモードが、適用可能な動作モード群として選択される。

ＰＢＤモードを除く昇圧モードに属するａＢモード、ｂＤモードおよびＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）〜ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。一方、ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨを（Ｖａ＋Ｖｂ）より低く制御することができない。すなわち、出力電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）〜ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。

電圧範囲ＶＲ２では、上述した各動作モードでの出力電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることが可能である。一方、ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＰＢＤモードは、電圧不足により適用することができない。

また、ＳＤモードは、ＶＨ≧ＶＨｒｑの条件を満たすため、電圧範囲ＶＲ２において適用可能である。ＳＤモードでは、出力電圧ＶＨ（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）を負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることはできないが、スイッチングしないので電力変換器５０での損失が大幅に抑制される。このため、電源システム１全体の損失については、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの適用時よりも抑制できる可能性がある。したがって、ＳＤモードについても、電圧範囲ＶＲ２で適用可能な動作モード群に含めることができる。逆に言うと、ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨと負荷要求電圧ＶＨｒｑとの差、および、電力変換器５０での損失がＳＤモードよりも大きくなるため、電圧範囲ＶＲ２で適用可能な動作モード群からＳＢモードは除かれている。

電圧範囲ＶＲ３は、上述した動作モードでの出力電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨと負荷要求電圧ＶＨｒｑとを一致させることが可能である。一方で、各直結モード（ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモード、およびＳＤモード）ならびにＰＢＤモードは、電圧不足により適用することができない。

図１３を参照すると、各電圧範囲ＶＲ１，ＶＲ２，ＶＲ３には、複数の動作モードがそれぞれ含まれる。制御装置４０では、このうちの１つの動作モードを選択して適用する。この際、制御装置４０は、負荷３０の動作状態に応じて求められた負荷要求電圧ＶＨｒｑと、直流電源１０ａ，１０ｂの電源状態（例えば、ＳＯＣや充放電制限）とに基づいて、電源システム１全体の損失を最小とするための動作モードを１つ選択することができる。電源状態には、例えば、電圧Ｖａ，Ｖｂ、電流Ｉａ，Ｉｂ、温度Ｔａ，Ｔｂ等を含む。また、総電力ＰＨおよび電力分配比ｋから、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを求めることができる。また、制御装置４０は、例えば、コンバータ損失、電源損失および負荷損失等の総和を電源システム１全体の損失として導出して比較することにより、選択可能な複数の動作モードから１つの動作モードを選択することができる。

（制御装置による電力変換器制御）
図１４は、本実施形態の電源システムにおける電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。図１４を参照すると、出力電圧ＶＨは、総電力ＰＨが負荷要求電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、本実施形態における電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値を設定する。また、総電力ＰＨを出力電力ＰａおよびＰｂに分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電力制御（電流制御）する。

図１５および図１６は、本実施形態における電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図１５には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図１６には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。以下では、ＰＢモードの制御構成について説明し、続いてＰＢＤモードの制御動作について説明する。

図１５を参照すると、制御装置４０は、パワー管理部１００と、電力制御部２００とを含む。

パワー管理部１００は、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に基づいて、総電力ＰＨに関する電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎと、直流電源１０ａの放電制限値Ｐａｏｕｔおよび充電制限値Ｐａｉｎと、直流電源１０ｂの放電制限値Ｐｂｏｕｔおよび充電制限値Ｐｂｉｎと、直流電源１０ａおよび１０ｂの間の電力分配比ｋとを設定する。ここで、総電力ＰＨの電力上限値ＰＨｍａｘは直流電源１０ａ，１０ｂの放電制限値Ｐａｏｕｔ，Ｐｂｏｕｔの和（ＰＨｍａｘ＝Ｐａｏｕｔ＋Ｐｂｏｕｔ）として設定することができる。また、総電力ＰＨの電力下限値Ｐｍｉｎは、直流電源１０ａ，１０ｂの充電制限値Ｐａｉｎ，Ｐｂｉｎの和（ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｉｎ＋Ｐｂｉｎ）として設定することができる。

また、パワー管理部１００は、電力分配比ｋを設定することができる。上述したように、ＰＢモードでは、０≦ｋ≦１．０の任意の値に電力分配比ｋを設定でき、ＰＢＤモードではこれよりも狭い所定の範囲で電力分配比ｋを設定することができる。

さらに、パワー管理部１００は、直流電源１０ａ，１０ｂの間で充放電を行うための循環電力値Ｐｒを設定することができる。循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ｂを充電するための直流電源１０ａからの出力電力に相当する。例えば、力行動作時には、ｋ＝１とした上でＰｒ＞０に設定すると、直流電源１０ａの出力電力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝０とした上でＰｒ＜０に設定すると、直流電源１０ｂの出力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ａを充電することができる。

電力制御部２００は、出力電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電力制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、第１のリミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、第２のリミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。

偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨの検出値の差である電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。例えば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって下記の（３）式に従ってＰＨｒを設定する。
ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ） （３）

式（３）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（３）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。

第１のリミッタ２３０は、パワー管理部１００によって設定されたＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときは、第１のリミッタ２３０によって、ＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｎのときには、第１のリミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊および電力分配比ｋに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき出力電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・ＰＨ＊と、パワー管理部１００によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・ＰＨ＊＋Ｐｒ）。

第２のリミッタ２６０は、パワー管理部１００によって設定されたＰａｏｕｔ〜Ｐａｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｏｕｔのときには、第２のリミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｏｕｔに修正される。同様に、Ｐａｒ＜Ｐａｉｎのときには、第２のリミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｉｎに修正する。また、Ｐａｏｕｔ≧Ｐａｒ≧Ｐａｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊−Ｐａ＊）。

図１６に示すように、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、電流制御部３００，３１０、ＰＷＭ制御部４００およびキャリア波発生部４１０を含む。電流制御部３００は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御する。電流制御部３１０は、電流制御によって直流電源１０ｂの出力を制御する。

電流制御部３００は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差である電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。例えば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（４）式によりＤｆｂａを算出する。
Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ） （４）

式（４）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、上記の式（３）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ−Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（５）により設定される。
Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊−Ｖａ）／ＶＨ＊ （５）

ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行う際の、昇圧チョッパ回路（図４）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差である電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊−Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。例えば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（６）式によりＤｆｂｂを算出する。
Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ） （６）

式（６）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、上記の式（３）および（４）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ−Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（７）により設定される。
Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊−Ｖｂ）／ＶＨ＊ （７）

ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行う際の、昇圧チョッパ回路（図５）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の生成は、図６および図７で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。

このように、本実施形態における電力変換制御によれば、ＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。これにより、各直流電源１０ａ，１０ｂを、出力電力ベースで確実に過電力（すなわち過放電および過充電）から保護することが可能になる。また、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋや循環電力値Ｐｒを簡易に制御することができる。

特に、ＰＢモードの場合、直流電源１０ａ，１０ｂの一方に対しては、電力指令値を直接制限することができる。図１５の構成例では、第２のリミッタ２６０により、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊をＰａｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｏｕｔの範囲内に確実に制限することができる。これにより、直流電源１０ａの過電力を厳密に防止できる。

次に、ＰＢＤモードの電力制御について説明する。ＰＢＤモードにおいても、ＰＢモードの場合と同様に、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨに基づいて、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および第１のリミッタ２３０によって、電力指令値ＰＨ＊が生成される。

ただし、ＰＢＤモードの場合、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されていることから、電力指令値ＰＨ＊を任意の電力分配比ｋ（０≦ｋ≦１）で電力分配することはできない。すなわち、電力線２０の出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖａに等しいとみなせる電圧範囲でしか制御できないため、直流電源１０ｂから供給される出力電力もまたＰｂ（すなわちＰｂ＊）＝Ｉｂ・Ｖａでほぼ一定となる。

したがって、ＰＢＤモードを適用する際、制御装置４０のパワー管理部１００は電力分配部２４０に対し、ＰＢモードのような任意の電力分配比ｋではなく、電力指令値ＰＨ＊から直流電源１０ｂの出力可能な電力指令値Ｐｂ＊を減算した電力値を直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊とするように、電力分配比ｋを与えることになる。このような制約から、ＰＢＤモードにおける電力分配比ｋは、ＰＢモードに比べて狭い範囲に限定されることは上述したとおりである。

なお、ＰＢＤモードにおいても、第１のリミッタ２３０によってＰＨｍｉｎ≦電力指令値ＰＨ＊≦ＰＨｍａｘに制限されること、循環電力加算部２５０によって循環電力Ｐｒが電力指令値ＰＨ＊に加算されること、および、第２のリミッタ２６０によってＰａｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｏｕｔに制限されることは、ＰＢモードの場合と同様である。

上記のようにして生成された各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊は、図１６に示す制御構成に与えられる。

電流制御部３００では、電力指令値Ｐａ＊に応じた出力電力Ｐａを直流電源１０ａから出力するようにＰＢモードの場合と同様に電流フィードバック制御が実行される。一方、直流電源１０ｂについては、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン固定されて電力線２０に直結接続された状態に維持される。そのため、図１６中の電流制御部３１０の作動は停止され、直流電源１０ｂのＤＣ／ＤＣ変換は実行されない。

このように、本実施形態における電力変換器制御によれば、図１に示した電力変換器５０の制御動作について、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する各動作モード間で、図１５および図１６に示した制御構成を共通化できる。したがって、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０の制御における制御演算負荷を軽減することができる。また、動作モードの切り替えが円滑に行えるので、制御性を向上することができる。

（電力ずれ補正制御）
次に、図１７ないし図２１を参照して、ＰＢモードまたはＰＢＤモードにおける電力ずれ補正制御について説明する。

上述したように、電源システム１がＰＢモードまたはＰＢＤモードで動作するとき、負荷３０の要求電力ＰＬに相当する総電力ＰＨを２つの直流電源１０ａ，１０ｂで電力分配比ｋに従って電力分配したうえで、各直流電源１０ａ，１０ｂから電力Ｐａ，Ｐｂを出力するよう制御される。以下において本実施形態の電源システム１では、直流電源１０ａが電力制御側の電源として動作し、直流電源１０ｂが電圧制御側の電源として動作する場合を例について説明する。ただし、これに限定されるものではなく、直流電源１０ａを電圧制御側の電源として用い、直流電源１０ｂを電力制御側の電源として用いてもよいことは勿論である。

電源システム１において、電力分配比ｋに基づいて設定された直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊に対して、直流電源１０ａから負荷３０に対して実際に供給される電力がずれることがある。これは直流電源１０ａの電流Ｉａや電圧Ｖａを検出するためのセンサのオフセット誤差によって生じる場合がある。具体的には、例えば、負荷要求電力ＰＬが１００に対して、センサオフセット誤差が−２０であるとき、直流電源１０ａから負荷３０へは実質８０の電力しか供給されないが、センサによる検出値Ｖａ，Ｉａに基づいた制御上ではオフセット誤差がわからないため、あたかも１００の電力が直流電源１０ａから負荷３０に供給されるように見える場合がある。

このようなセンサ検出値のオフセットによる電力ずれ（すなわち電力指令値Ｐａ＊と実電力値Ｐａ＿ａｃｔとの差）は、制御上における電力偏差として表れないため、図１６に示す電流制御部３００におけるフィードバック制御では解消することができない。そして、上記電力ずれによって直流電源１０ａから負荷３０に供給される電力Ｐａが電力分配比ｋに対して不足する場合には、その不足分が直流電源１０ｂから持ち出されることがある。そうすると、狙いとする電力分配比ｋに対して直流電源１０ｂの電力負担が大きくなり、その結果、直流電源１０ｂについて過電力（過充電または過放電）の状態が継続してしまう可能性がある。

また、図１には図示していないが、直流電源１０ａと電力変換器５０のリアクトルＬ１との間の電力線に補機類（例えば、照明、オーディオ機器、空調機器等）への電力供給線が接続されることがある。この場合、通常は、制御装置４０において、負荷要求電力ＰＬの直流電源１０ａの分担分に補機類の要求電力を加算して直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を生成することになる。しかし、補機類の要求電力が変動した場合に、この変動が電力指令値Ｐａ＊の生成に正確に反映されないことによって上述した電力ずれが増幅される可能性がある。

そこで、本実施形態の電源システム１においては、下記する電力ずれ補正制御を実行することで、電力制御側のセンサ特性等に起因する電力ずれを解消するよう直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を適正に修正することによって、電圧制御側の直流電源１０ｂが継続的に過電力状態となるのを防止することとしている。

図１７は、本実施形態の電源システム１における制御装置４０に含まれる電力ずれ補正処理部１１０の機能ブロック図である。電力ずれ補正処理部１１０は、出力状態判定部１２０、基準値処理部１３０、計測カウンタ部１４０、学習値処理部１５０、および、電力指令補正部１６０を備える。

出力状態判定部１２０は、直流電源１０ａの出力状態が安定しているか否かを判定する機能を有する。このように直流電源１０ａの出力状態が安定しているときに電力ずれ補正制御を実行することで、適正な補正量を用いて精度よく補正することができる。具体的には、出力状態判定部１２０では、例えば、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊の時間変化率が所定値Ａ以下である場合に出力状態安定と判断することができる。

また、出力状態判定部１２０は、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が所定値Ｂ以上であることを加重要件として用いてもよい。これは、後述するように直流電源１０ｂについての電力偏差（すなわち実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔと電力指令値Ｐｂ＊との差分）を直流電源１０ａの電力電流指令値Ｐａ＊で除算して算出する基準値を用いて電力指令値Ｐａ＊の補正を行うため、分母となる電流指令値Ｐａが小さいと補正量が過度に大きくなって過補正となるためである。

さらに、出力状態判定部１２０は、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊が所定値Ｃ以上であることを加重条件として用いてもよい。これは、直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂが小さい場合には直流電源１０ｂについての電力偏差もそれに応じて小さくなるために、正確な補正を行うのに適さないからである。

なお、出力状態判定部１１０において出力状態が安定していることを判定する条件は、上述したものに限定されない。例えば、総電力ＰＨ（または負荷要求電力ＰＬ）の時間変化率が所定以下であること、モータジェネレータの回転数の変動率が所定値以下であること、エンジンの起動や停止の動作中でないこと、回生動作中でないこと等の少なくとも１つを加重的に又は単独で判定条件として用いてもよい。

基準値処理部１３０は、電力ずれ補正に用いる基準値Ｋｐａとこれをなまし処理したなまし基準値Ｋｐａ＿ｓｍとを導出する機能を有する。具体的には、基準値処理部１３０は、下記の（８），（９）式に従って基準値Ｋｐａを算出する。ここで、「ΔＰｂ」は直流電源１０ｂの実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔと電力指令値Ｐｂ＊との間の電力偏差（差分）である。
ΔＰｂ＝Ｐｂ＿ａｃｔ−Ｐｂ＊ （８）
Ｋｐａ＝ΔＰｂ／Ｐａ＊ （９）

基準値処理部１３０は、さらに、上記のように算出した基準値Ｋｐａをなまし処理して、なまし基準値Ｋｐａ＿ｓｍを導出する。具体的には、例えば、算出された基準値Ｋｐａをフィルタリング処理する、時定数を乗算する、平均する等によってなまし処理を実行することができる。

計測カウンタ部１４０は、直流電源１０ｂの出力状態が安定した状態で基準値Ｋｐａおよびなまし基準値Ｋｐａ＿ｓｍの算出または導出を一定時間継続して行えているかを計測する機能を有する。具体的には、計測カウンタ部１４０では、初期値０のカウンタ値ｃを基準値処理部１３０における処理が実行される毎にインクレメントし、カウンタ値ｃが所定回数ｎに達するまで出力状態の判定と基準値処理とを繰り返し実行する。

学習値処理部１５０は、基準値処理部１３０によって導出されたなまし基準値Ｋｐａ＿ｓｍを用いて学習値Ｋｐａ＿ｇを算出し、この学習値Ｋｐａ＿ｇに基づいて算出される更新量ΔＫｐａを用いて学習値Ｋｐａ＿ｇを更新する機能を有する。

より詳しくは、学習値処理部１５０は、下記の（１０），（１１）式に従って学習値Ｋｐａ＿ｇを更新する。ここで、「Ｋｐａ＿ｐａｓｔ」とは、前回処理により得られた前回学習値Ｋｐａ＿ｐａｓｔのことであり、初期値は「１」に設定される。
Ｋｐａ＿ｇ＝Ｋｐａ＿ｇｐａｓｔ＋ΔＫｐａ （１０）
ΔＫｐａ＝|Ｋｐａ＿ｓｍ−Ｋｐａ＿ｇｐａｓｔ|×ゲイン （１１）

上記式（１０），（１１）によれば、今回の学習値Ｋｐａ＿ｇは、前回学習値Ｋｐａ＿ｐａｓｔに更新量ΔＫｐａ（＝|Ｋｐａ＿ｓｍ−Ｋｐａ＿ｇｐａｓｔ|×ゲイン）を加算することによって算出される。ここで、更新量ΔＫｐａは、今回処理により得られたなまし学習値Ｋｐａ＿ｓｍと前回学習値Ｋｐａ＿ｇｐａｓｔとの差分（絶対値）にゲインを乗算して算出されるが、ここでゲインを乗算するのは更新量ΔＫｐａをなまし処理することによって学習値Ｋｐａ＿ｇの補正を緩やかものにするためである。ただし、更新量ΔＫｐａのなまし処理は、ゲインの乗算に限定されるものではなく、他の手法で行われてもよい。

このように導出される学習値Ｋｐａ＿ｇには、上限値および下限値を設定しておき、今回処理による学習値（更新後の学習値）が上下限の範囲内であれば後述する電力指令補正処理を実行する一方、上下限の範囲外であれば電力指令補正処理を実行しないこととするのが好ましい。これにより、補正後の電力指令値Ｐａ＊の急変を抑制でき、電源システム１が搭載された車両のドライバビリティ特性を向上させることができる。

上記式（１０）により算出された学習値Ｋｐａ＿ｇは、制御装置４０に備えられた記憶部（図示せず）に記憶される。この学習値Ｋｐａ＿ｇは、電源システム１が稼働停止された後も記憶部に保持されるように構成される。したがって、次に電源システム１が稼働されるときには、センサ特性等に基づく電力ずれを修正した状態で稼働することができる。

電力指令補正部１６０は、学習値処理部１５０によって導出された学習値Ｋｐａ＿ｇを用いて、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を補正する機能を有する。具体的には、現在の電力指令値Ｐａ＊に学習値Ｋｐａ＿ｇを乗算することによって電力指令修正値Ｐａ＊＿ｍｄｙを生成して出力する。

図１８は、上記の電力ずれ補正処理部１１０において実行される電力ずれ補正制御の処理手順を示すフローチャートである。この処理は、電源システム１が電力分配比ｋに従って直流電源１０ａ，１０ｂ間で電力分配制御を行えるＰＢモードまたはＰＢＤモードが適用されるとき、記憶部から所定時間ごとに読み出されて実行される。

図１８を参照すると、制御装置４０は、まずステップＳ１０により、直流電源１０ａ，１０ｂの出力状態が安定しているか否かを判定する。この判定は、上記の出力状態判定部１２０の機能として実行される。ここで、直流電源１０ａの出力電力Ｐａの時間変化率等に基づいて「出力状態安定」と判定されると、次にステップＳ１２へ進む。なお、「出力状態安定」と判定されない場合には、次にステップＳ１４へ進み、基準値処理部１３０において導出される基準値Ｋｐａ、なまし基準値Ｋｐａ＿ｓｍ、および、カウンタ値ｃをクリアして、電力ずれ補正制御を終了する。

制御装置４０は、直流電源１０ａ，１０ｂの出力状態が安定しているとき、続くステップＳ１２により、基準値Ｋｐａを算出し、この基準値Ｋｐａをなまし処理してなまし基準値Ｋｐａ＿ｓｍを導出する。この処理は、上記の基準値処理部１２０の機能として実行される。

次に、制御装置４０は、ステップＳ１６によりカウンタ値ｃをインクレメントし、続くステップＳ１８によりカウンタ値ｃが所定回数ｎになったか否かを判定する。そして、カウンタ値ｃがｎ未満の場合は上述したステップＳ１０〜Ｓ１８を繰り返し実行する。

このようにステップＳ１０〜Ｓ１８の処理が繰り返し実行されてカウンタ値ｃ＝ｎになったタイミングで、すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力状態が安定した状態が継続して電力ずれ補正処理開始後一定時間経過したとき、次にステップＳ２０により学習値Ｋｐａ＿ｇの更新を実行する。この処理は、上記の学習値処理部１５０の機能として実行される。また、ステップＳ２０によりカウンタ値ｃ＝０にリセットされる。この処理は、上記の計測カウンタ部１４０の機能として実行される。

そして、制御装置４０は、続くステップＳ２２により、更新された学習値Ｋｐａ＿ｇを直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊に乗算することによって電力指令値Ｐａ＊を補正する。これにより、補正により修正された電力指令修正値Ｐａ＊＿ｍｄｙが電力ずれ処理部１１０から制御装置４０の電流制御部３００（図１６参照）へ出力され、直流電源１０ａの
電流制御（電力制御）に用いられる。

図１９は図１８を参照して説明した電力ずれ補正制御によって直流電源１０ｂの実出力電力が修正される様子を示すグラフであり、図２０は上記電力ずれ補正制御によって直流電源１０ａについての電力指令値と実出力電力とが変化する様子を示すグラフである。

図１９では、直流電源１０ｂに対する電力指令値Ｐｂ＊が破線で示され、直流電源１０ｂからの実出力電力Ｐｂが実線で示される。この例では、電力指令値Ｐｂ＊は、時間の経過とともに立ち上がった後、例えば放電制限値Ｐｂｏｕｔ等によって制限されることで一定になっている。これに対し、実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔは、電力指令値Ｐｂ＊に対して若干の応答遅れを伴って増加し、電力指令値Ｐｂ＊が一定となった後も更に増加している状態が示される。

このように直流電源１０ｂの実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力指令値Ｐｂ＊を超えて増加するのは、図２０に示される直流電源１０ａの実出力電力Ｐａ＿ａｃｔがその電力指令値Ｐａ＊に対して不足しているために、その不足分が直流電源１０ｂから持ち出されていることによると推定できる。すなわち、直流電源１０ｂの実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔと電力指令値Ｐｂ＊との差分ΔＰｂが直流電源１０ａの電力不足分であるとみなせる。

ここで、直流電源１０ａ側の電圧および電流を検出するセンサによる検出値から算出される実出力電力はセンサ特性によってオフセットした値になっているため、フィードバック制御しても実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力指令値Ｐａ＊に一致することはない。

このように直流電源１０ａ，１０ｂの両方で実出力電力と電力指令値とに電力ずれが生じている状態で、直流電源１０ａ，１０ｂの出力状態が安定したところで上述した電力ずれ補正制御が実行される。そうすると、図２０に示されるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐ＊が学習値Ｋｐａ＿ｇで補正されて、破線で示される補正前の電力指令値Ｐａ＊から段階的に引き上げられる。その結果、直流電源１０ａの実出力電力Ｐａ＿ａｃｔは、それに応じて段階的に増加し、補正前の電力指令値Ｐａ＊に応じた値にまで増加し、直流電源１０ａにおける電力ずれがほぼ解消される。

このように直流電源１０ａにおける電力ずれが解消されるのに対応して、図１９に示されるように、直流電源１０ｂにおいて実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔが段階的に低下し、電圧指令値Ｐｂ＊にほぼ一致した値となる。すなわち、直流電源１０ｂにおいても直流電源１０ａ側のセンサ特性等に起因して生じていた電力ずれがほぼ解消されることになる。

図２１は、学習値Ｋｐａ＿ｇが更新されて基準値Ｋｐａに接近する様子を示すグラフである。図２１を参照すると、学習値Ｋｐａ＿ｇが一定時間経過毎に更新量ΔＫｐａの加算によって階段状に増加し、基準値Ｋｐａにほぼ収れんしている。このように学習値Ｋｐａ＿ｇが基準値Ｋｐａに接近した状態は、基準値Ｋｐａの算出に用いられる直流電源１０ｂの電力偏差ΔＰｂが０に近づいていることを意味する。

ここで、基準値Ｋｐａを挟む上下に不感帯Ｚを予め設定しておき、その不感帯Ｚの範囲内に含まれるところまで学習値Ｋｐａ＿ｇが更新されたときに、電力ずれ補正制御を終了するものとするのが好ましい。不感帯Ｚは、例えば、基準値Ｋｐａを中央値として±α％の範囲として設定することができる。このような不感帯Ｚを設定することで、電力ずれ補正制御を早期に終了することができ、制御負荷を低減することができる。

上述したように、本実施形態の電源システム１によれば、図１８を参照して説明した電力ずれ補正制御を実行することで、電力制御側のセンサ特性等に起因する電力ずれを解消するよう直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を適正に修正することができる。これにより、電圧制御側の直流電源１０ｂの実出力電力Ｐｂ＿ａｃｔが継続的に放電制限値Ｐｂｏｕｔを超えた過放電状態となるのを防止することができる。その結果、電圧制御側の直流電源１０ｂの劣化を抑制することができる。

なお、本発明は、上述した実施形態およびその変形例の構成に限定されるものではなく、本願の特許請求の範囲に記載された事項およびその均等な範囲内において種々の変更や改良が可能である。

例えば、上記の電源システム１では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態を制御することによって２つの直流電源１０ａ，１０ｂを電力線２０に対して直列または並列に接続切替可能な構成について説明したが、これに限定されるものではない。図２２に示すように、直流電源１０ａ，１０ｂの各々に、独立して制御可能な電力変換器５０ａ，５０ｂが設けられており、電力線２０に対して直流電源１０ａ，１０ｂが電力変換器５０ａ，５０ｂを介して並列接続されている電源システム１Ａに適用されてもよい。

図２２に示すように、直流電源１０用の電力変換器５０ａは、直流電源１０ａの正極端子に一端が接続されたリアクトルＬ１と、リアクトルＬ１の他端に接続されたノードＮ５と電力線２０との間に接続された上アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ５と、ノードＮ５と接地配線２１との間に接続された下アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ６とを備える。そして、各スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６には、ダイオードＤ５，Ｄ６が逆並列に接続されている。

一方、直流電源１０ｂ用の電力変換器５０ｂは、直流電源１０ｂの正極端子に一端が接続されたリアクトルＬ２と、リアクトルＬ２の他端に接続されたノードＮ７と電力線２２との間に接続された上アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ７と、ノードＮ７と接地配線２３との間に接続された下アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ８とを備える。そして、各スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８には、ダイオードＤ７，Ｄ８が逆並列に接続され、電力線２２が直流電源１０ａ側の電力線２０に、接地配線２３が直流電源１０ａ側の接地配線２１にそれぞれ接続されている。なお、電源システム１Ａの他の構成は上記実施形態と同様である。

図２２に示す電源システム１Ａでは、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続状態に切り換えることはできない。したがって、上記実施形態における図３に示す各動作モードのうちＳＢモードおよびＳＤモードを実行することはできないが、それ以外の動作モードは適用可能であり、上記実施形態と同様に電力変換器制御を実行することができる。具体的には、直流電源１０ｂ側の電力変換器５０ｂを電圧制御に用い、直流電源１０ａ側の電力変換器５０ａを電力制御に用いる場合、上記実施形態と同様の電力ずれ制御を実行することができる。

また、電源システム１Ａでは、電力変換器５０ｂに含まれるスイッチング素子Ｓ７をオン固定する一方、電力変換器５０ａにおいてＤＣ／ＤＣ変換することにより、ＰＢＤモードを実行することができる。なお、電源システム１Ａにおいて電力変換器５０ｂを省略して直流電源１０ｂを電力線２０および接地配線２１に直結接続してもよい。この場合にも、上述した電源システム１と同様のＰＢＤモードを実行することができる。

１，１Ａ 電源システム、１０ａ，１０ｂ 直流電源、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ 電圧センサ、１２ａ，１２ｂ 電流センサ、２０，２２ 電力線、２１，２３ 接地配線、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、４０ 制御装置、５０，５０ａ，５０ｂ 電力変換器、８０−８３，８７−８９ 電流経路、１００ パワー管理部、１１０ 電力ずれ補正処理部、１２０ 出力状態判定部、１３０ 基準値処理部、１４０ 計測カウンタ部、１５０ 学習値処理部、１６０ 電力指令補正部、２００ 電力制御部、２１０ 偏差演算部、２２０ 制御演算部、２３０ 第１のリミッタ、２４０ 電力分配部、２５０ 循環電力加算部、２６０ 第２のリミッタ、２７０ 減算部、３００，３１０ 電流制御部、３０２，３１２ 電流指令生成部、３０４，３１４ 偏差演算部、３０６，３１６ 制御演算部、３０８，３１８ ＦＦ加算部、４００ ＰＷＭ制御部、４１０ キャリア波発生部、ＣＨ 平滑コンデンサ、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、Ｉａ，Ｉｂ，ＩＬａ，ＩＬｂ 電流、Ｉａ＊，Ｉｂ＊ 電流指令値、ｋ 電力分配比、Ｋｐａ 基準値、Ｋｐａ＿ｓｍ なまし基準値、Ｋｐａ＿ｇ 学習値、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ５，Ｎ７ ノード、Ｐａ，Ｐｂ 出力電力、Ｐａ＊，Ｐｂ＊ 電力指令値、Ｐａ＿ａｃｔ 実出力電力、Ｐａｉｎ，Ｐｂｉｎ 充電制限値、Ｐａｏｕｔ，Ｐｂｏｕｔ 放電制限値、Ｐａｒ 電力、ΔＰｂ 電力偏差または差分、ＰＨ，ＰＨｒ 総電力、ＰＨ＊ 総電力指令値、ＰＨｍａｘ 電力上限値または最大値、ＰＨｍｉｎ 電力下限値、ＰＨｒ 総電力、Ｐｒ 循環電力または循環電力値、Ｒａ，Ｒｂ 内部抵抗、Ｓ１−Ｓ８ スイッチング素子、ＳＤａ，ＳＤｂ，ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１−ＳＧ４ 制御信号、Ｔａ，Ｔｂ 温度、Ｖａ，Ｖｂ 電圧、ＶＨ 出力電圧、ＶＨ＊ 電圧指令値、ＶＨｍａｘ 上限電圧、ＶＨｒｑ 負荷要求電圧、ＶＲ１−ＶＲ３ 電圧範囲、ΔＶＨ 電圧偏差。

Claims (6)

1. 負荷と、
   前記負荷に接続された電力線と、
   前記負荷に電力を供給可能な第１および第２の直流電源と、
   前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間の少なくとも一方に接続された電力変換器と、
   前記電力変換器の動作を制御する制御装置と、を備える電源システムであって、
   前記第１および第２の直流電源が前記電力線に対して並列で、かつ、前記第１の直流電源は前記電力線に対する電力制御用の電源として動作する一方で前記第２の直流電源は前記電力線に対する電圧制御用の電源として動作し、
   前記制御装置は、前記負荷の要求電力と前記第１の直流電源の目標出力電力との差分を前記第２の直流電源の目標出力電力に設定し、前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分に基づいて前記第１の直流電源の目標出力電力を補正する、
   電源システム。
2. 請求項１に記載の電源システムにおいて、
   前記制御装置は、前記第１の直流電源の出力状態が安定しているときに前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分を導出して前記第１の直流電源の目標出力電力の補正を実行する、電源システム。
3. 請求項２に記載の電源システムにおいて、
   前記制御装置は、前記第１の直流電源の目標出力電力が所定値以上で、かつ、前記第１の直流電源の目標出力電力の時間変化率が所定値以下の場合に前記第１の直流電源の出力状態が安定しているとして前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分を導出する、電源システム。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載の電源システムにおいて、
   前記制御装置は、前記第２の直流電源の実出力電力と前記第２の直流電源の目標出力電力との差分を前記第１の直流電源の目標出力電力で除算して得られた基準値をなまし処理してなまし基準値を導出し、このなまし基準値を用いて前記補正を行うための学習値を算出し、この学習値を用いて前記第１の直流電源の目標出力電力を補正する、電源システム。
5. 請求項４に記載の電源システムにおいて、
   前記制御装置は、前記なまし基準値と前回処理により得られた前回学習値との差分をなまし処理したものを前回学習値に加算することによって学習値を更新し、この更新後の学習値が前記基準値を挟んで上下に設定される不感帯に含まれる場合に前記第１の直流電源の目標出力電力の補正を終了する、電源システム。
6. 請求項５に記載の電源システムにおいて、
   前記制御装置は、前記更新後の学習値に上下限を設定し、前記更新後の学習値が前記上下限の範囲内であれば前記第１の直流電源の目標出力電力の補正を実行する一方、前記範囲外であれば前記補正を実行しない、電源システム。

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