JP2016048990A - 電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】２つ数の直流電源を備えた電源システムにおいて、センサやスイッチング素子の特性等に起因する昇圧比のずれを補正学習することにより一方側の直流電源が過電力となるのを抑制する。
【解決手段】電源システムは、負荷と、負荷に接続された電力線と、負荷に電力を供給可能な第１および第２の直流電源と、第１および第２の直流電源と電力線との間に接続された電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置４０とを備える。制御装置４０は、第１および第２の直流電源の両方から電力線を介して負荷に電力供給する場合であって第１および第２の直流電源の各出力電力がそれぞれ所定値α以上であるとき、第１および第２の直流電源間の電力分配比が所定の要求範囲内に収まるように、第１の直流電源の電圧についての電力変換器による昇圧比Ｓａを補正学習しながら制御する。
【選択図】図２５

Description

本発明は、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器とを含んで構成される電源システムに関する。

従来、特開２０１１−９７６９３号公報（以下、特許文献１という）には、２つの直流電源がそれぞれコンバータ（電力変換器）を介して電力線に並列接続されている車両の電源システムが開示されている。この電源システムでは、一方の直流電源を電圧制御し、他方の直流電源をフィードバック制御により電力制御することで、負荷であるモータの要求電力を２つの直流電源が協働して供給することが記載されている。そして、この電源システムでは、上記他方の直流電源について電力分配比にしたがって設定される電力目標値を、この直流電源に要求される電力指令値と実際に入出力される実電力値とのずれ量に基づいて修正することにより、実際の電力と電力指令値とのずれによる影響（例えば、過放電や過充電など）を解消して安定的なパワーマネージメントを可能にすると記載されている。

特開２０１１−９７６９３号公報

上記特許文献１の車両の電源システムでは、各直流電源の状態（例えば、ＳＯＣ、温度等）と負荷要求等に基づいて、各直流電源に適切に使用できるように電力分配比が決められている。

このような電源システムにおいて、電力分配比に基づく狙いの電力目標値に対して、一方の直流電源の電力負担が他方に比べて高くなることがある。例えば、第１の直流電源の電力分配比が高くなると、負荷要求電力を満たすよう電力変換器による昇圧比（すなわちシステム電圧）が高くなる。すると、システム電圧と第２の直流電源の電圧との差が大きくなり、第２の直流電源が過充電となる場合がある。一方で、第１の直流電源の電力分配比が低くなると、第２の直流電源からの電力持ち出しが増加して過放電となる場合がある。したがって、このように第１および第２の直流電源の両方から電力を供給して負荷要求電力を満たす場合に、各直流電源についての入出力電力を適切に調整するよう電力分配比を設定する必要がある。

このように各直流電源の入出力電力を調整して各直流電源が過度な充放電状態とならないように制御するには、電力変換器による第１の直流電源の昇圧後の電圧と、電力変換器による第２の直流電源の昇圧後の電圧とを揃えることが重要である。これは、電力線に対して並列に接続される第１および第２の直流電源の両方から出力電力をバランス良く供給するためである。しかし、各直流電源の電圧や電流を検出するセンサの特性や、電力変換器を構成するスイッチング素子の特性等によって、両方の昇圧後の電圧にずれが生じることが起こり得る。そうすると、電力分配比を適切に調整したとしても、上記のような過剰な充放電が発生する場合がある。

本発明の目的は、第１および第２の直流電源間での電力分配を適切に行うとともに、センサやスイッチング素子の特性等に起因する昇圧比のずれを補正学習することにより、各直流電源が過電力（すなわち過放電または過充電）となるのを抑制できる電源システムを提供することである。

本発明に係る電源システムは、負荷と、前記負荷に接続された電力線と、前記負荷に電力を供給可能な第１および第２の直流電源と、前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間の少なくとも一方に接続された電力変換器と、前記電力変換器の動作を制御するための制御装置と、を備え、前記第１および第２の直流電源が前記電力線に対して並列関係に接続された際に、前記第１の直流電源が前記電力線に対する電力制御の電源として動作する一方で、前記第２の直流電源が前記電力線に対する電圧制御用の電源として動作し得る、電源システムであって、前記制御装置は、前記第１および第２の直流電源の両方から前記電力線を介して前記負荷に電力供給する場合であって前記第１および第２の直流電源の各出力電力がそれぞれ所定値以上であるとき、前記第１および第２の直流電源間の電力分配比が所定の要求範囲内に収まるように、前記第１の直流電源の電圧についての前記電力変換器による昇圧比を補正学習しながら制御するものである。

本発明に係る電源システムによれば、第１および第２の直流電源間の電力分配比が所定の要求範囲内に収まるように、前記第１の直流電源の電圧についての前記電力変換器による昇圧比を補正学習しながら制御する。これにより、センサやスイッチング素子の特性等に起因する第１および第２の直流電源間での昇圧電圧のずれを解消することができる。その結果、第１および第２直流電源間での電力分配を所定の要求範囲に維持することができ、電力制御側の直流電源が過電力となるのを抑制することができる。

本発明の一実施形態である電源システムの構成を示す図である。 図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の異なる種類の動作モードを説明するための図表である。 ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御動作を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ＰＢＤモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換と第２の直流電源の直結接続状態を説明する回路図である。 ＰＢＤモードにおける各スイッチング信号の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢＤモードにおける各スイッチング素子の制御動作を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 図３に示した各動作モードにおける直流電源間での電力分配比の制御可否および出力電圧の設定可能範囲を比較するための図表である。 負荷要求電圧の電圧範囲の定義を説明するための概念図である。 図１５の各電圧範囲での動作モードの選択を説明するための図表である。 本実施形態における電力変換器制御の基本的な概念を説明する概念図である。 本実施形態における電力変換器制御を説明するためのブロック図である。 本実施形態における電力変換器制御を説明するための別のブロック図である。 ＰＢモードにおいて第１の直流電源のデューティ比と電力分配比との関係を示すグラフである。 制御装置の過電力回避制御部の機能ブロック図である。 制御装置において実行される過電力回避制御の処理手順を示すフローチャートである。 過電力回避制御が実行されたときの、（ａ）第１の直流電源についての電力指令値および実電力と（ｂ）昇圧比、ならびに、（ｃ）第２の直流電源についての電力指令値および実電力の変化を示す図である。 制御装置の昇圧比補正学習処理部の機能ブロック図である。 図２４の昇圧比補正学習処理部により実行される処理手順を示すフローチャートである。 電源システムの別の例の構成を示す図である。

以下に、本発明に係る実施形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。

図１は、本発明の一実施形態である電源システムの構成を示す回路図である。電源システム１は、第１の直流電源１０ａおよび第２の直流電源１０ｂと、負荷３０と、制御装置４０と、電力変換器５０とを備える。

本実施形態において、各直流電源１０ａ，１０ｂは、リチウムイオン電池やニッケル水素電池のような二次電池、または、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電源要素により構成される。

直流電源１０ａ，１０ｂは、同種および同容量の直流電源によって構成することも可能であり、特性および／容量が異なる直流電源によって構成することも可能である。

電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと、電力線２０との間に接続されている。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、システム電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａ，１０ｂに対して共通に設けられる。

負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧であるシステム電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作状態（例えば、トルク、回転数等）に応じて可変に設定される。また、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施形態において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としては、例えばＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、ダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０とノードＮ１との間に電気的に接続されている。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬｂは、電流センサ１２ｂにより検出されて、制御装置４０へ入力される。スイッチング素子Ｓ２は、ノードＮ１およびノードＮ２の間に電気的に接続されている。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬａは、電流センサ１２ａによって検出されて、制御装置４０へ入力される。

スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続されている。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続されている。接地配線２１は、負荷３０と、直流電源１０ａの負極端子とに電気的に接続されている。

図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする直流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。

制御装置４０は、負荷３０へのシステム電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。制御装置４０には、電圧センサ１１ａによって検出される直流電源１０ａの電圧Ｖａ、図示しない電流センサによって検出される直流電源１０ａを流れる電流Ｉａ、電圧センサ１１ｂによって検出される直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、図示しない電流センサによって検出される直流電源１０ｂの電流Ｉｂが入力される。また、制御装置４０には、図示しない温度センサによってそれぞれ検出される直流電源１０ａ，１０ｂの温度Ｔａ，Ｔｂも入力される。さらに、制御装置４０には、電圧センサ１１ｃ（図２参照）によって検出される電力変換器５０のシステム電圧ＶＨも入力される。

なお、直流電源１０ａとリアクトルＬ１との間で補機類への電力分配線が接続されていない場合、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬａは直流電源１０ａの電流Ｉａに等しいとみなせる。同様に、直流電源１０ｂとリアクトルＬ２との間で補機類への電力分配線が接続されていない場合には、リアクトルＬ２を流れる電流ＩＬｂは直流電源１０ｂの電流Ｉｂに等しいとみなせる。

図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。負荷３０は、例えば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生させるための走行用電動機であり、例えば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によって交流電力から直流電力に変換され、電源システム１に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）を搭載したハイブリッド自動車では、エンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際にも、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することが可能である。

このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池自動車の両方を含むものである。また、電動車両には、駆動力源または発電機として用いられる複数基のモータジェネレータが搭載されてもよい。

（電力変換器の動作モード）
電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。図３に示すように、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０に電気的に直結で接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行う「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行う「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方と電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行うとともに直流電源１０ａおよび１０ｂの他方と電力線２０との間を一方の直流電源に対して並列にかつ電力線２０へ直結接続する「パラレル昇圧直結モード（以下、ＰＢＤモード）」が含まれる。なお、以下においてＰＢＤモードは、一方の直流電源に対する昇圧動作を伴う動作モードであるため、「昇圧モード（Ｂ）」に大別されるものとして説明する。

昇圧モードには、さらに、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行う「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行う「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、システム電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧よりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、システム電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧よりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

昇圧モードに含まれるＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０のシステム電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これに対し、ＰＢＤモードでは、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されるため、電力線２０の出力電圧ＶＨは直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとなる。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御については後述する。

直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「パラレル直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

ＰＤモードは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、システム電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方）と同等になる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂ間に短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定してＰＤモードを適用することができる。

ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、システム電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等になる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

また、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、システム電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等になる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じることになる。そのため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、システム電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等になる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態に維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が流れることになる。そのため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

直結モードに含まれるＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０のシステム電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。そのため、直結モードに含まれる各モードでは、システム電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム１全体での電力損失を抑制できる可能性がある。

このような点は本実施形態における特有の動作モードであるＰＢＤモードについても同様である。すなわち、ＰＢＤモードでは、一方の直流電源１０ａまたは１０ｂが電力線２０に対して他方の直流電源１０ｂまたは１０ａと並列にかつ直結接続されるため、システム電圧ＶＨが直流電源１０ａまたは１０ｂの電源ＶａまたはＶｂとなって直接制御することができない。しかし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちの直結接続される直流電源に対応する２つのスイッチング素子がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制され、負荷３０の動作状態によってはＰＢＤモードの適用により電源システム１全体での電力損失を抑制できる可能性がある。

本実施形態の電源システム１では、例えば、直流電源１０ａを高出力型の電源で構成する一方、直流電源１０ｂを高容量型の電源で構成するのが好ましい。これにより、電動車両において例えばユーザのアクセル操作によって急加速が要求された場合には高出力型の直流電源１０ａからの出力で対応し、他方、電動車両において継続的な高速定常走行等の比較的低パワーが長時間要求されるときは高容量型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。このような電動車両では、高容量型の直流電源１０ｂに蓄積されたエネルギーを長時間にわたって使用することによって、電気エネルギーによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

しかし、直流電源がバッテリによって構成される場合、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。したがって、電源システム１では、各直流電源１０ａ，１０ｂの充放電が制限される状態において、制限値を超える過剰な充放電が生じないように負荷３０の要求電力に対応する電力線２０の出力電力ＰＨを制限する処理を実行する。その詳細については、後述する。

（ＰＢ動作モードでの昇圧動作）
次に、図４及び図５を参照してＰＢ動作モードでの昇圧動作について詳細に説明する。図４には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。図４（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積するための電流経路８０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態が形成される。

これに対し、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギーを直流電源１０ａのエネルギーとともに出力するための電流経路８１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子がオンした状態が形成される。このとき、電流経路８１ではダイオードＤ１，Ｄ２を通って電流が流れるため、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は負荷３０からの回生電力を直流電源１０ａに充電する電流経路を形成するスイッチとして機能する。

上記のようにスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアの少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことにより、直流電源１０ａに対する昇圧チョッパ回路が構成される。ここで、図４に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａ，１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することができる。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０のシステム電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。
ＶＨ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖａ （１）

図５には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギーを蓄積するための電流経路８２が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態が形成される。

これに対し、図５（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギーを直流電源１０ｂのエネルギーとともに出力するための電流経路８３が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。このとき、電流経路８３ではダイオードＤ１を通って電流が流れるため、スイッチング素子Ｓ１は負荷３０からの回生電力を直流電源１０ｂに充電する電流経路を形成するスイッチとして機能する。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とが交互に繰り返されることにより、直流電源１０ｂに対する昇圧チョッパ回路が構成される。ここで、図５に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａ，１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することができる。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０のシステム電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。
ＶＨ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖｂ （２）

図６には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図６には、直流電源１０ａのＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

図６を参照すると、例えば、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの一方の出力を、システム電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａ，１０ｂの他方の出力を、電流Ｉａ，Ｉｂの電流偏差を補償するように制御するように制御（電流制御）することができる。この際、電流制御の電流指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができる。

一例として、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御するようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは電圧偏差ΔＶＨに基づいて演算される。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同時に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂとキャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

図７に示すように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。具体的には、スイッチング素子Ｓ１は、図４および図５の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。

スイッチング素子Ｓ２は、図４の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を構成し、図５の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。

スイッチング素子Ｓ３は、図４および図５の昇圧チョッパ回路の各々で下アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ３のオンオフを制御する制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。

スイッチング素子Ｓ４は、図４の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を構成し、図５の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を構成する。したがって、スイッチング素子Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。

図６および図７から理解されるように、ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。また、制御信号ＳＧ１およびＳＧ３は相補のレベルに設定されるので、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３は相補的にオンオフされる。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流変換動作が実行できる。

図６を再び参照すると、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることによって、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬａおよびリアクトルＬ２に流れる電流ＩＬｂが制御される。本実施形態では、電流ＩＬａは、直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流ＩＬｂは直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行したうえで、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。また、電流制御（電力制御）の対象になる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの出力電力の不足分が、電圧制御される直流電源から出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力分配比を間接的に制御することが可能になる。その結果、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）のうち、直流電源１０ａ，１０ｂの電力分配を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力により他方の直流電源を充電する動作も可能になる。なお、以下では、出力電力Ｐａ，Ｐｂ、総電力ＰＨおよび負荷電力ＰＬは、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

（ａＢモードおよびｂＢモードにおける昇圧動作）
ａＢモードでは、上記ＰＢモードにおいて説明した直流電源１０ａの昇圧動作と同様である。すなわち、図４（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作をデューティ比Ｄａに従って交互に繰り返すことによって、直流電源１０ａと電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が実行される。ａＢモードが適用されるとき、電力線２０への出力電圧ＶＨ（すなわち電圧指令値ＶＨ＊）を直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとほぼ同等に設定することによって、直流電源１０ｂに対する入出力を抑制して不使用とすることができる。

他方、ｂＢモードでは、上記ＰＢモードにおいて説明した直流電源１０ｂの昇圧動作と同様である。すなわち、ｂＢモードでは、図５（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作をデューティ比Ｄｂに従って交互に繰り返すことによって、直流電源１０ｂと電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が実行される。ｂＢモードが適用されるとき、電力線２０のシステム電圧ＶＨ（すなわち電圧指令値ＶＨ＊）を直流電源１０ａの電圧Ｖａとほぼ同等に設定することによって、直流電源１０ａに対する入出力を抑制して不使用とすることができる。

（ＳＢモードにおける昇圧動作）
次に、図８を参照して、ＳＢモードにおける昇圧動作について説明する。ＳＢモードでは、図８（ａ）に示すように、直流電源１０ａ，１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギーが蓄積するための電流経路８４，８５が形成される。その結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態となる。

これに対し、図８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図８（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、直接接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態となる。その結果、電流経路８６を介して、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギーと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギーとの和が電力線２０へ出力される。

スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオンされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことによって、図８（ａ）の電流経路８４，８５と図８（ｂ）の電流経路８６とが交互に形成される。

ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０のシステム電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。
ＶＨ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ） （３）

図９には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。ＳＢモードでは、電圧指令値ＶＨ＊に対するシステム電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（３）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷｃとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｃが生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、システム電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が図８に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

図１０に示すように、制御信号ＳＧ３は、上述したようにスイッチング素子Ｓ３をオン固定するためにＨレベルに固定される。これに対し、制御信号ＳＧ１，ＳＧ２，ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃ（／ＳＤｃ）の論理和に基づいて設定することができる。制御パルス信号ＳＤｃは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。その結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが反転関係で設けられる。

ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（４）式に従って自動的に決まる。なお、直流電源１０ａ，１０ｂからの出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）が負荷３０へ入出力されることは、ＰＢモードと同様である。
Ｐａ／Ｐｂ＝Ｖａ／Ｖｂ （４）

（ＰＢＤモードの昇圧動作）
次に、図１１及び図１２を参照してＰＢＤ動作モードでの昇圧動作について詳細に説明する。図１１には、ＰＢＤモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）と、電力線２０に対して直流電源１０ａと並列に直流電源１０ｂが直結接続される様子が示される。

ＰＢＤモードでは、図１１（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４の各々がオン状態に固定される。これにより、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続される。その結果、直流電源１０ｂからリアクトルＬ２、ダイオードＤ１およびスイッチング素子Ｓ１、電力線２０、負荷３０、接地配線２１、ならびに、ダイオードＤ４およびスイッチング素子Ｓ４を電流が流れて直流電源１０ｂに戻る電流経路８７が形成される。

電流経路８７ではダイオードＤ１，Ｄ４を通って電流が流れることができる。そのため、ＰＢＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン固定しなくても、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されて電流経路８７が形成される。したがって、直流電源１０ｂの出力動作だけを見れば、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は、下記する直流電源１０ａの昇圧動作時に他のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と同様にオンオフ制御されもよい。ただし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフされているとき、負荷３０からの回生電力を直流電源１０ｂに充電する電流経路が形成されないことになる。そのため、本実施形態ではスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン固定して、直流電源１０ｂに対する回生電力の充電経路を確保している。

このようにＰＢＤモードでは、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されるため、直流電源１０ｂの電圧ＶｂがＤＣ／ＤＣ変換（直流電圧変換）されずに電力線２０に出力される。これにより、電力線２０のシステム電圧ＶＨは直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとほぼ等しくなる。そのため、電力線２０のシステム電圧ＶＨを制御することができない。したがって、ＰＢＤモードは、負荷３０の要求電力に応じて決まる電力線２０のシステム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊が直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ以下の場合に適用することができる動作モードである。なお、直流電源１０ａの電圧Ｖａが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも大きい場合（Ｖａ＞Ｖｂ）には、直流電源１０ａを電力線２０に対して直結接続する一方、直流電源１０ｂに対して昇圧動作を行うことで、ＰＢＤモードを実行してもよい。

一方、直流電源１０ａと電力線２０との間では、図４〜図６を参照して上述したＰＢモードとほぼ同様の昇圧動作が実行される。図１１（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３をオンし、スイッチング素子Ｓ２をオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄積するための電流経路８８が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子がオンした状態が形成される。

これに対し、図１１（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ３をオフするとともに、スイッチング素子Ｓ２をオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギーを直流電源１０ａのエネルギーとともに出力するための電流経路８９が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子がオンした状態が形成される。

上記のようにスイッチング素子Ｓ３がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ２がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ３がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことにより、直流電源１０ａに対する昇圧チョッパ回路が構成される。

ここで、図１１に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作は、昇圧後の電圧が直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ（すなわち電力線２０のシステム電圧ＶＨ）と等しいとみなせる電圧範囲内に制御される。ここで「等しいとみなせる電圧範囲」とは、昇圧後の電圧が直流電源１０ｂの電圧Ｖｂより若干高い場合と若干低い場合も含む意である。直流電源１０ａの昇圧後の電圧を直流電源１０ｂの電圧Ｖｂより若干高く設定することで、直流電源１０ｂから流れる電流Ｉｂが減るものの直流電源１０ａから流れる電流Ｉｂが増えることで、電力線２０に流れる総電流（Ｉａ＋Ｉｂ）は増加する。その結果、負荷３０に供給される総電力ＰＨが増加することになる。

反対に、直流電源１０ａの昇圧後の電圧を直流電源１０ｂの電圧Ｖｂより若干低く設定することで、直流電源１０ａから流れる電流Ｉａが直流電源１０ｂからの電流増加量以上に減ることによって、電力線２０に流れる総電流（Ｉａ＋Ｉｂ）は減少する。その結果、負荷３０に供給される総電力ＰＨが減少することになる。

ＰＢＤモードにおける直流電源１０ａに対する昇圧後の電圧は、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３がオンされる期間のデューティ比Ｄａを調整することによって制御できる。すなわち、スイッチング素子Ｓ３のデューティ比を調整することによって、直流電源１０ａから電力線２０に供給される出力電力Ｐａを制御できるとともに、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比も所定範囲で制御することができる。ここで、ＰＢＤモードにおける直流電源１０ａの電圧Ｖａと電力線２０のシステム電圧ＶＨとの間には、デューティ比Ｄａを含む上記（１）式に示す関係が成立することはＰＢモードの場合と同様である。

図１２には、ＰＢＤモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図１２を参照すると、本実施形態におけるＰＢＤモードでは、直流電源１０ｂの出力をシステム電圧ＶＨとするとともに、直流電源１０ａの出力を電流Ｉａの電流偏差を補償するように制御するように電流制御（電力制御）することができる。この際、電流制御の指令値（Ｉａ＊）は、直流電源１０ａの出力電力を制御するように設定することができる。この場合、デューティ比Ｄａは、電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）に基づいて演算される。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。これに対し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は、オン状態に維持されるため、上アーム素子に相当するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のデューティ比Ｄｂは零で一定に設定される。その結果、図１３に示すように制御信号ＳＧ１，ＳＧ４の各々はＨレベルに固定され、いわゆる「上アームオン」の状態となる。

図１２および図１３から理解されるように、ＰＢＤモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ３が反転関係にあるため、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３は反対にオンオフされる。また、制御信号ＳＧ１およびＳＧ４はオン状態に維持される。これにより、直流電源１０ａについて、デューティ比Ｄａに従った直流変換動作を実行できる。

ＰＢＤモードでは、負荷電力ＰＬに対する、電流制御される直流電源１０ａからの出力電力の不足分が、直結接続される直流電源１０ｂから出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比を間接的に制御することが可能になる。その結果、ＰＢＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）のうち、直流電源１０ａ，１０ｂの電力分配を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力により他方の直流電源を充電する動作も可能になる。

（動作モードの選択処理）
次に、本実施形態における電力変換器制御における動作モードの選択処理について説明する。図１４には、図３に示した各動作モードにおける直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比ｋの制御可否、および、システム電圧ＶＨの設定可能範囲が示される。

図１４を参照すると、ＰＢモードでは、電流制御対象となる直流電源での電流指令値の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。ここで、電力分配比ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの出力電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。すなわち、ＰＢモードでは、０〜１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。なお、ＰＢモードでは、システム電圧ＶＨは、電圧ＶａおよびＶｂの最大値であるｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から、システム電圧ＶＨの制御上限値である上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる。この場合、Ｖａ＞Ｖｂのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖａであり、Ｖｂ＞Ｖａのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖｂである。また、上限電圧ＶＨｍａｘは、部品の耐圧等を考慮して定められる上限値である。

これに対し、ＰＢＤモードでも、電流制御対象となる直流電源１０ａでの電流指令値Ｉａ＊の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。ただし、ＰＢＤモードは、各直流電源１０ａ，１０ｂに対する各デューティ比を独立に制御可能なＰＢモードとは異なり、直流電源１０ａに対する昇圧後の電圧が電力線２０に対する直流電源１０ｂの出力電圧Ｖｂとほぼ同等にするという制約がある。そのため、電力分配比ｋの設定範囲は、ＰＢモードよりも狭い範囲に制限される。また、ＰＢＤモードでは、電力線２０のシステム電圧ＶＨは、直結接続されている直流電源１０ｂの電圧Ｖｂに一意に決まる。

なお、他の動作モードのうち、一方の直流電源のみを使用するａＢモード、ｂＢモード、ａＤモードおよびｂＤモードでは電力分配比ｋは１または０である。また、ＳＢモードおよびＳＤモードでは、各直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって電力分配比ｋが一意に決まるため、電力分配制御は行えない。さらに、ＰＤモードでは、並列に直結接続された各直流電源１０ａ，１０ｂの内部抵抗Ｒａ，Ｒｂの比によって電力分配比ｋが一意に決まるため、この場合にも電力分配制御は行えない。

電源システム１において、負荷３０へ供給されるシステム電圧ＶＨは、負荷３０の動作状態（例えば、トルクおよび回転数）に応じて設定される。図２に例示するように、負荷３０が、電動車両に駆動力発生源として搭載されたモータジェネレータ３５である場合、車速やアクセル開度等に基づいてモータジェネレータ３５の負荷要求電圧ＶＨｒｑが設定される。負荷３０への供給電圧となる電力線２０のシステム電圧ＶＨは、少なくとも負荷要求電圧ＶＨｒｑ以上に設定する必要がある。そのため、負荷３０の動作状態に応じて設定された負荷要求電圧ＶＨｒｑの範囲に依存して、電力変換器５０における適用可能な動作モードが異なってくる。

図１５には、負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧範囲ＶＲ１〜ＶＲ３の定義が示される。図１６は、各電圧範囲における動作モードの選択を説明するための図表である。

図１５を参照すると、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、電圧範囲ＶＲ１（ＶＨｒｑ≦ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ））、ＶＲ２（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨｒｑ≦Ｖａ＋Ｖｂ）およびＶＲ３（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨｒｑ≦ＶＨｍａｘ）のいずれかに設定される。

電力変換器５０は、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも低い電圧を出力することができないため、負荷要求電圧ＶＨｒｑが電圧範囲ＶＲ１内であるときには、システム電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることができない。したがって、図１６に示すように、電圧範囲ＶＲ１では、ＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲でなるべくＶＨをＶＨｒｑに近づけるため、ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＰＢＤモードが、適用可能な動作モード群として選択される。

ＰＢＤモードを除く昇圧モードに属するａＢモード、ｂＤモードおよびＰＢモードでは、システム電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）〜ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。一方、ＳＢモードでは、システム電圧ＶＨを（Ｖａ＋Ｖｂ）より低く制御することができない。すなわち、システム電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）〜ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。

電圧範囲ＶＲ２では、上述した各動作モードでのシステム電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、システム電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることが可能である。一方、ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＰＢＤモードは、電圧不足により適用することができない。

また、ＳＤモードは、ＶＨ≧ＶＨｒｑの条件を満たすため、電圧範囲ＶＲ２において適用可能である。ＳＤモードでは、システム電圧ＶＨ（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）を負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることはできないが、スイッチングしないので電力変換器５０での損失が大幅に抑制される。このため、電源システム１全体の損失については、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの適用時よりも抑制できる可能性がある。したがって、ＳＤモードについても、電圧範囲ＶＲ２で適用可能な動作モード群に含めることができる。逆に言うと、ＳＢモードでは、システム電圧ＶＨと負荷要求電圧ＶＨｒｑとの差、および、電力変換器５０での損失がＳＤモードよりも大きくなるため、電圧範囲ＶＲ２で適用可能な動作モード群からＳＢモードは除かれている。

電圧範囲ＶＲ３は、上述した動作モードでのシステム電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、システム電圧ＶＨと負荷要求電圧ＶＨｒｑとを一致させることが可能である。一方で、各直結モード（ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモード、およびＳＤモード）ならびにＰＢＤモードは、電圧不足により適用することができない。

図１６を参照すると、各電圧範囲ＶＲ１，ＶＲ２，ＶＲ３には、複数の動作モードがそれぞれ含まれる。制御装置４０では、このうちの１つの動作モードを選択して適用する。この際、制御装置４０は、負荷３０の動作状態に応じて求められた負荷要求電圧ＶＨｒｑと、直流電源１０ａ，１０ｂの電源状態（例えば、ＳＯＣや充放電制限）とに基づいて、電源システム１全体の損失を最小とするための動作モードを１つ選択することができる。電源状態には、例えば、電圧Ｖａ，Ｖｂ、電流Ｉａ，Ｉｂ、温度Ｔａ，Ｔｂ等を含む。また、総電力ＰＨおよび電力分配比ｋから、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを求めることができる。

制御装置４０が電源システム１全体の損失を考慮して複数の動作モード群から１つの動作モードを選択する一例について具体的に説明する。まず、電源システム１の損失には、電力変換器５０において発生するコンバータ損失Ｐｌｃｖ、負荷３０において発生する負荷損失Ｐｌｌｄ、直流電源１０ａ，１０ｂの内部抵抗Ｒａ，Ｒｂによって発生する電源損失Ｐｌｐｓなどが含まれる。

コンバータ損失Ｐｌｃｖには、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によるスイッチング損失と、リアクトルＬ１，Ｌ２の鉄損とが含まる。ただし、ａＤモード、ｂＤモード、ＳＤモードおよびＰＤモードの直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンまたはオフの状態に固定されることからスイッチング損失は発生しない。したがって、この場合、コンバータ損失Ｐｌｃｖは電力変換器５０の通過電流に比例することになる。

コンバータ損失Ｐｌｃｖは、負荷要求電圧ＶＨｒｑ（またはシステム電圧ＶＨ）、ならびに、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂおよび出力電力Ｐａ，Ｐｂの関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、適用可能な動作モード毎に推定することができる。ここで、出力電力Ｐａ，Ｐｂは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）および電力分配比ｋから求めることができる。具体的には、Ｐａ＝ＰＨ×ｋ、Ｐｂ＝ＰＨ×（１−ｋ）により算出できる。この際の電力分配比ｋは、例えば、直流電源１０ａ，１０ｂの状態（例えば、ＳＯＣのバランスおよび充放電制限のバランス）、あるいは、出力電力レベル（ＰＨ）等に基づいて、予め作成されたマップの参照等によって決めることができる。なお、上記のマップまたは演算式は、実験結果またはシミュレーション結果等に基づいて、予め求めることができる。このことは、以下においても同様である。

負荷損失Ｐｌｌｄは、負荷要求電圧ＶＨｒｑ（またはシステム電圧ＶＨ）、トルク、回転数等を含む負荷３０の動作状態の関数として予め設定されたマップまたは演算式に従って、適用可能な動作モード毎に推定することができる。

電源損失Ｐｌｐｓは、直流電源１０ａ，１０ｂの内部抵抗Ｒａ，Ｒｂと電圧Ｖａ，Ｖｂおよび総電力ＰＨの関数として、予め設定されたマップまたは演算式に従って、適用可能な動作モード毎に推定することができる。直流電源１０ａ，１０ｂの内部抵抗Ｒａ，Ｒｂは、直流電源１０ａ，１０ｂの状態（例えば、温度Ｔａ，Ｔｂ、ＳＯＣａ，ＳＯＣｂなど）に応じて変化するから、現在の電源状態からマップまたは演算式に従って内部抵抗Ｒａ，Ｒｂを推定する。

制御装置４０は、上記のようにして推定されたコンバータ損失Ｐｌｃｖ、負荷損失Ｐｌｌｄおよび電源損失Ｐｌｐｓの和を、適用可能な動作モード毎に算出して比較する。そして、制御装置４０は、その和が最小となる１つの動作モードを複数の適用可能な動作モード群から選択する。このように選択された動作モードを適用して電力変換器５０を制御することで、電源システム１全体の損失を最小にして効率向上を図ることができる。

（制御装置による電力変換器制御）
図１７は、本実施形態の電源システムにおける電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。図１７を参照すると、システム電圧ＶＨは、総電力ＰＨが負荷電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、本実施形態における電力変換器制御では、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値を設定する。また、総電力ＰＨを出力電力ＰａおよびＰｂに分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電力制御する。

図１８および図１９は、本実施形態における電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図１８には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図１９には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。以下では、まずＰＢモードの制御構成について説明し、続いて他の昇圧モードの制御動作について説明する。

図１８を参照すると、制御装置４０は、パワー管理部１００と、電力制御部２００とを含む。

パワー管理部１００は、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に基づいて、総電力ＰＨに関する電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎと、直流電源１０ａの放電制限値Ｐａｏｕｔおよび充電制限値Ｐａｉｎと、直流電源１０ｂの放電制限値Ｐｂｏｕｔおよび充電制限値Ｐｂｉｎと、直流電源１０ａおよび１０ｂの間の電力分配比ｋとを設定する。ここで、総電力ＰＨの電力上限値ＰＨｍａｘは直流電源１０ａ，１０ｂの放電制限値Ｐａｏｕｔ，Ｐｂｏｕｔの和（ＰＨｍａｘ＝Ｐａｏｕｔ＋Ｐｂｏｕｔ）として設定することができる。また、総電力ＰＨの電力下限値Ｐｍｉｎは、直流電源１０ａ，１０ｂの充電制限値Ｐａｉｎ，Ｐｂｉｎの和（ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｉｎ＋Ｐｂｉｎ）として設定することができる。

また、パワー管理部１００は、電力分配比ｋを設定することができる。上述したように、ＰＢモードでは、０≦ｋ≦１．０の任意の値に電力分配比ｋを設定でき、ＰＢＤモードではこれよりも狭い所定の範囲で電力分配比ｋを設定することができる。

さらに、パワー管理部１００は、直流電源１０ａ，１０ｂの間で充放電を行うための循環電力値Ｐｒを設定することができる。循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ｂを充電するための直流電源１０ａからの出力電力に相当する。例えば、力行動作時には、ｋ＝１とした上でＰｒ＞０に設定すると、直流電源１０ａの出力電力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝０とした上でＰｒ＜０に設定すると、直流電源１０ｂの出力によって、総電力ＰＨを電力線２０に対して供給しつつ、直流電源１０ａを充電することができる。

また、回生動作時（ＰＨ＜０）には、ｋ＝０とした上でＰｒ＞０に設定すると、負荷３０からの回生電力と、直流電源１０ａからの出力電力の両方によって、直流電源１０ｂを充電することができる。反対に、ｋ＝１とした上でＰｒ＜０に設定すると、負荷３０からの回生電力と、直流電源１０ｂからの出力電力との両方によって、直流電源１０ａを充電することができる。

これに対し、循環電力値Ｐｒが設定されないとき（Ｐｒ＝０）、直流電源１０ａ，１０ｂの間で充放電はされない。パワー管理部１００は、例えば、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣが不均衡である場合に、低ＳＯＣ側の直流電源の充電を促進するように循環電力値Ｐｒを設定することができる。

電力制御部２００は、システム電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電力制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、第１のリミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、第２のリミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。

偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊およびシステム電圧ＶＨの検出値の差である電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。例えば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって下記の（５）式に従ってＰＨｒを設定する。
ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ） （５）

式（５）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（５）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。

第１のリミッタ２３０は、パワー管理部１００によって設定されたＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、総電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときは、第１のリミッタ２３０によって、ＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｎのときには、第１のリミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊および電力分配比ｋに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき出力電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・ＰＨ＊と、パワー管理部１００によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・ＰＨ＊＋Ｐｒ）。

第２のリミッタ２６０は、パワー管理部１００によって設定されたＰａｏｕｔ〜Ｐａｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｏｕｔのときには、第２のリミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｏｕｔに修正される。同様に、Ｐａｒ＜Ｐａｉｎのときには、第２のリミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｉｎに修正する。また、Ｐａｏｕｔ≧Ｐａｒ≧Ｐａｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊−Ｐａ＊）。

図１９に示すように、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、電流制御部３００，３１０、ＰＷＭ制御部４００およびキャリア波発生部４１０を含む。電流制御部３００は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御する。電流制御部３１０は、電流制御によって直流電源１０ｂの出力を制御する。

電流制御部３００は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差である電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。例えば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（６）式によりＤｆｂａを算出する。
Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ） （６）

式（６）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、上記の式（５）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ−Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（７）により設定される。
Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊−Ｖａ）／ＶＨ＊ （７）

ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａとシステム電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行う際の、昇圧チョッパ回路（図４）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差である電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊−Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。例えば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（８）式によりＤｆｂｂを算出する。
Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ） （８）

式（８）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、上記の式（５）および（６）とは別個に設定される。

一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ−Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（９）により設定される。
Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊−Ｖｂ）／ＶＨ＊ （９）

ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとシステム電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行う際の、昇圧チョッパ回路（図５）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３００，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の生成は、図６および図７で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。

次に、ＰＢモード以外の昇圧モード、すなわち、ａＢモード、ｂＢモード、ＳＢモード、および、ＰＢＤモードの電圧変換器制御について説明する。

まず、ａＢモードにおいても、ＰＢモードと同様に、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および第１のリミッタ２３０によって総電力指令値ＰＨ＊が設定される。この場合、直流電源１０ｂは不使用とされるので、第１のリミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ａの放電制限値Ｐａｏｕｔおよび充電制限値Ｐａｉｎと同等に設定することができる。

ａＢモードでは、直流電源１０ａのみが出力電力を供給するため電力分配比ｋ＝１に設定される。また、直流電源１０ｂは非使用（充放電回避）とされるので、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。なお、第２のリミッタ２６０によってもＰａ＊（＝ＰＨ＊）が放電制限値Ｐａｏｕｔおよび充電制限値Ｐａｉｎに制限されるので、この場合の第１および第２のリミッタのうち一方を非作動とすることもできる。

さらに、図１９の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３００は、ＰＢモードと同様に作動してデューティ比Ｄａを生成する。これに対し、ａＢモードでは、直流電源１０ｂに対する昇圧動作は不要であるため、電流制御部３１０の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄｂの演算は行わない。

続いて、ｂＢモードの制御について説明する。ｂＢモードでは、上述したａＢモードの制御と反対の制御が実行される。すなわち、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは不使用とされるので、第１のリミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ｂの放電制限値Ｐｂｏｕｔおよび充電制限値Ｐｂｉｎと同等に設定することができる。これにより、総電力指令値ＰＨ＊（＝Ｐｂ＊）は、Ｐｂｉｎ≦ＰＨ＊≦Ｐｂｏｕｔに制限される。

ｂＢモードでは、直流電源１０ｂのみが出力電力を供給するため電力分配比ｋ＝０に設定される。また、直流電源１０ａは非使用（充放電回避）とされるので、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。さらに、図１９の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３１０は、ＰＢモードと同様に作動してデューティ比Ｄｂを生成する。これに対し、ｂＢモードでは、直流電源１０ａに対する昇圧動作は不要であるため、電流制御部３００の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄａの演算は行わない。

続いて、ＳＢモードの制御について説明する。ＳＢモードは、上述したように、直流電源１０ａ，１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａ，１０ｂを流れる電流は共通になる（Ｉａ＝Ｉｂ）。このため、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができず、各出力電力Ｐａ，Ｐｂの比は電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって上記（４）式に従って自動的に決まる（Ｐａ／Ｐｂ＝Ｖａ／Ｖｂ）。

また、ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、式（４）に沿って求められる下記の式（１０）に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの検出値に基づいて設定される。
ｋ＝Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ） （１０）

さらに、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間での充放電はできないので、循環電力値Ｐｒ＝０に設定される。

これらにより、図１８の構成において、ＰＢモードの同様に、システム電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定され、第１のリミッタ２３０によって総電力指令値ＰＨ＊がＰＨｍａｘ〜ＰＨｍｉｎの範囲内に設定される。さらに、式（１０）により算出される電力分配比に従って、総電力指令値ＰＨ＊が電力指令値Ｐａ＊およびＰｂ＊に分配される（Ｐａ＊＝ｋ・ＰＨ＊、Ｐｂ＊＝ＰＨ＊−Ｐａ＊）。

ＳＢモードでは、Ｉａ＝Ｉｂのため電流フィードバック制御は、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみで実行される。例えば、第２のリミッタ２６０によって電力指令値Ｐａ＊を直接制限することができる直流電源１０ａに対して電流制御部３００により電力フィードバック制御が実行される。

これに対し、電流制御部３１０では、制御演算部３１６における制御ゲイン、具体的には上記式（８）中のＫｐ，Ｋｉを零にすることによって、電流フィードバック制御が非実行とされる。したがって、電流制御部３１０では、電圧Ｖｂに基づくフィードフォワード制御のみによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｆｂ）。

次に、ＰＢＤモードの制御について説明する。ＰＢＤモードにおいても、ＰＢモードの場合と同様に、電圧指令値ＶＨ＊およびシステム電圧ＶＨに基づいて、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および第１のリミッタ２３０によって、総電力指令値ＰＨ＊が生成される。

ただし、ＰＢＤモードの場合、直流電源１０ｂが電力線２０に直結接続されていることから、総電力指令値ＰＨ＊を任意の電力分配比ｋ（０≦ｋ≦１）で電力分配することはできない。すなわち、電力線２０のシステム電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂに等しいとみなせる電圧範囲でしか制御できないため、直流電源１０ｂから供給される出力電力もまたＰｂ（すなわちＰｂ＊）＝Ｉｂ・Ｖｂでほぼ一定となる。

したがって、ＰＢＤモードを適用する際、制御装置４０のパワー管理部１００は電力分配部２４０に対し、ＰＢモードのような任意の電力分配比ｋではなく、総電力指令値ＰＨ＊から直流電源１０ｂの出力可能な電力指令値Ｐｂ＊を減算した電力値を直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊とするように、電力分配比ｋを与えることになる。このような制約から、ＰＢＤモードにおける電力分配比ｋは、ＰＢモードに比べて狭い範囲に限定されることは上述したとおりである。

なお、ＰＢＤモードにおいても、第１のリミッタ２３０によってＰＨｍｉｎ≦総電力指令値ＰＨ＊≦ＰＨｍａｘに制限されること、循環電力加算部２５０によって循環電力Ｐｒが総電力指令値ＰＨ＊に加算されること、および、第２のリミッタ２６０によってＰａｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｏｕｔに制限されることは、ＰＢモードの場合と同様である。

上記のようにして生成された各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊は、図１９に示す制御構成に与えられる。

電流制御部３００では、電力指令値Ｐａ＊に応じた出力電力Ｐａを直流電源１０ａから出力するようにＰＢモードの場合と同様に電流フィードバック制御が実行される。一方、直流電源１０ｂについては、電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン固定されて電力線２０に直結接続された状態に維持される。そのため、図１９中の電流制御部３１０の作動は停止され、直流電源１０ｂのＤＣ／ＤＣ変換は実行されない。

このように、本実施形態における電力変換器制御によれば、図１に示した電力変換器５０の制御動作について、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する各動作モード間で、図１８および図１９に示した制御構成を共通化できる。したがって、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０の制御における制御演算負荷を軽減することができる。また、動作モードの切り替えが円滑に行えるので、制御性を向上することができる。

（過電力回避制御）
次に、図２０ないし図２３を参照して、本実施形態の電源システム１における過電力回避制御について説明する。

図２０は、ＰＢモードにおいて直流電源１０ａのデューティ比と電力分配比との関係を示すグラフである。このグラフにおいて、横軸は直流電源１０ａに対する電力変換器５０の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間のデューティ比を示す。この場合、デューティ比が１．０に向かって大きくなるほど、直流電源１０ａの電圧Ｖａを昇圧した後の電圧が低くなり、デューティ比＝１の場合はスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオン固定された「上アームオン状態」に相当する。また、このことはデューティ比が０から１に向かって大きくなるのに比例して、昇圧比（＝Ｖａ／ＶＨ）が１（すなわちＶａ＝ＶＨ）になることが直線９１によって示されている。

一方、図２０のグラフにおいて、縦軸は直流電源１０の電力分配比ｋを示す。電力分配比ｋが１のとき、負荷電力ＰＬとして必要とされる総電力ＰＨが直流電源１０ａのみから出力されていることを示す。逆に、電力分配比ｋが０のとき、総電力ＰＨが直流電源１０ｂのみから出力されていることを示す。

電源システム１をＰＢモードで動作させる場合、一方の直流電源からの出力電力が他方の直流電源の出力電力に対して過大となることで、その直流電源が過放電や過充電等の過電力状態とならないように制御する必要がある。そのためには、各直流電源１０ａ，１０ｂについて入出力電力を所定範囲内に維持することが望ましい。図２０に示される直流電源１０ａについて見た場合、昇圧動作におけるデューティ比をデューティ制御幅Ｄｒａｎｇの範囲内で制御するのが望ましい。

なお、図２０中の実線９０で示されるように電力分配比ｋの変化率は、直線９１で示される昇圧比の変化率に比べてかなり急になっているため、適用可能なデューティ制御幅Ｄｒａｎｇは狭い範囲となる。また、電力分配比ｋは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂが変動することによっても矢印９２で示す範囲内で変化するため、これに伴って適用可能デューティ制御幅Ｄｒａｎｇも変動することになる。したがって、上記のようにＰＢモードにおいて両方の直流電源１０ａ，１０ｂを電力線２０に接続して運転する場合に、上述したように各直流電源１０ａ，１０ｂの入出力電力を所定範囲内に維持することによって、負荷電力ＰＬが急変した場合（例えば、車両における急加速）等にも直流電源１０ａ，１０ｂの過電力を確実に抑制または防止することが望ましい。

そこで、本実施形態では、下記の過電力回避制御を実行することによって、直流電源１０ａ，１０ｂの過電力を抑制または防止することとしている。

図２１は、制御装置４０に備えられる過電力回避制御部１１０を示す機能ブロック図である。過電力回避制御部１１０は、電力指令取得部１２０、電力比較部１３０、電力指令変更部１４０およびフィードバック制御切替部１５０を含む。

電力指令取得部１２０は、制御装置４０の電力制御部２００によって各直流電源１０ａ，１０ｂに分配された電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を取得する機能を有する。

電力比較部１３０は、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を電力閾値αまたは実電力Ｐａ＿ａｃｔ，Ｐｂ＿ａｃｔと比較する機能、および、各直流電源１０ａ，１０ｂの実電力Ｐａ＿ａｃｔ，Ｐｂ＿ａｃｔを電力閾値βと比較する機能を有する。ここで、電力閾値αは、一方の直流電源だけから電力供給している動作モードから両方の直流電源を用いて電力供給する動作モードに移行するときに、他方の直流電源から出力させる下限値に相当する。また、上述したように放電制限値Ｐａｏｕｔ，Ｐｂｏｕｔは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力の上限値に相当する。

上記電力閾値α，βは、それぞれ、直流電源１０ａ，１０ｂに固有の一定値としてもよいし、あるいは、例えばＳＯＣや温度等に応じて変化する値としてもよい。電力閾値α，βは、実験結果またはシミュレーション結果に基づいて求めたものを制御装置４０の記憶部（図示せず）に記憶させておくことができる。

また、電力閾値αは、電力制御部２００（図１８）において生成される総電力指令値ＰＨ＊と電力分配比ｋの上限値ｋｕｐｌｉｍに基づいて下記の（１１）式に従って算出されてもよい。ここで、「ｋｕｐｌｉｍ」はＰＢモードにおける直流電源１０ａの電力分配比ｋの上限値である。
α＝（１−ｋｕｐｌｉｍ）・ＰＨ＊ （１１）

具体的には、電力分配比ｋの上限値ｋｕｐｌｉｍが例えば０．９に設定される場合、総電力指令値ＰＨ＊の９０％が直流電源１０ａから出力され、直流電源１０ｂからは残りの１０％が出力されることになる。したがって、この場合の直流電源１０ｂの下限電力に相当する電力閾値αは総電力指令値ＰＨ＊の１０％の値となる。

他方、ＰＢモードにおける直流電源１０ａの電力分配比ｋの下限値ｋｌｗｌｉｍが例えば０．１に設定される場合、直流電源１０ｂから総電力指令値ＰＨ＊の９０％が出力され、直流電源１０ａからは残りの１０％が出力されることになる。したがって、この場合の直流電源１０ａの下限電力に相当する電力閾値αは総電力指令値ＰＨ＊の１０％の値となる。

なお、ここでは直流電源１０ａ，１０ｂの各下限電力が同じ値（α）である場合について説明したが、勿論これに限定されるものではなく、電源の種類や仕様等が異なるのに応じて直流電源１０ａの下限電力α１と直流電源１０ｂの下限電力α２とが異なってもよい。

電力比較部１３０において用いられる電力分配比ｋの上限値ｋｕｐｌｉｍおよび下限値ｋｌｗｌｉｍは、実験やシミュレーション等によって求めた値を制御装置４０の記憶部（図示せず）に予め記憶させておくことができる。

電力指令変更部１４０は、電力比較部１３０の比較結果に基づいて各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を変更する機能を有する。具体的には、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊が下限電力α未満にならないように設定する。そして、電力指令変更部１４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊が下限電力α未満である場合に、Ｐａ＊（またはＰｂ＊）を下限電力αに変更して電力指令修正値Ｐａ＊＿ｍｄｙ（またはＰｂ＊＿ｍｄｙ）として出力する。

フィードバック制御切替部１５０は、制御装置４０の電流制御部３００，３１０（図１９）において実行されるフィードバック制御の比例項および積分項の値を切り替えることによって、電力増加側のフィードバック制御を禁止または許可する機能を有する。具体的には、直流電源１０ａ，１０ｂの実電力Ｐａ＿ａｃｔ，Ｐｂ＿ａｃｔが電力閾値β以上になるまでは、比例項値を前回値以下とするとともに積分項値を前回値に設定することによって電力増加側のフィードバック制御を禁止することができる。また、上記所定の電力閾値βは、上記式（１１）に従って総電力指令値ＰＨ＊および電力分配比ｋの下限値ｋｌｗｌｉｍから算出される電力閾値αと同じであってもよいし、あるいは、異なってもよい。

図２２は、図２１の過電力回避制御部１１０によって実行される過電力回避制御の一例を示すフローチャートである。この制御は、直流電源１０ａ，１０ｂ間で電力分配を行う動作モード（例えば、ＰＢモード等）が選択されたときに、所定時間ごとに制御装置４０の記憶部から読み出されて実行される。また、この制御は、ソフトウェア処理によって実行できるが、その一部をハードウェア構成（例えば電子回路等）によって実現してもよい。

また、図２２に示す制御では、直流電源１０ａだけの出力を昇圧して負荷電力ＰＬとして供給するａＢモードから、両方の直流電源１０ａ，１０ｂの出力を昇圧して負荷電力ＰＬとして供給するＰＢモードに移行した場合の例が示される。

図２２を参照すると、まず、制御装置４０は、ステップＳ１０により、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を取得する。この処理は、図２１中の電力指令取得部１２０の機能として実行される。

続いて、制御装置４０は、ステップＳ１２により、各直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊が所定の電力閾値α未満であるか否かをそれぞれ判定する。この処理は、図２１中の電力比較部１３０の機能として実行される。なお、図２２のステップＳ１２では、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊が０＜Ｐｂ＊＜αだけが示されるが、直流電源１０ａについても同様に０＜Ｐａ＊＜αであるか否かを判定してもよい。

そして、上記ステップＳ１２により直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊が電力閾値α未満であると判定された場合（ステップＳ１２でＹＥＳ）、続くステップＳ１４により、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊＝αに設定され、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊＝ＰＨ＊−αに設定される。この処理は、図２１中の電力指令変更部１４０の機能として実行される。これにより、直流電源１０ｂの出力の下限電力αが設定されることになる。他方、直流電源１０ｂの出力の上限電力は、上記第１のリミッタ２３０（図１８）によって直流電源１０ｂの放電制限値Ｐｂｏｕｔとすることができる。したがって、直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂは、α≦Ｐｂ≦Ｐｂｏｕｔの電力範囲内に維持されることになる。このように直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂが所定の電力範囲内に維持されることで直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配が適切に行われることになり、その結果、直流電源１０ｂが過放電となるのを抑制または防止することができる。

他方、上記ステップＳ１２により直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊がα以上である場合（ステップＳ１２でＮＯ）、ステップＳ１６の処理に進む。

制御装置４０は、ステップＳ１６により、直流電源１０ａの実電力Ｐａ＿ａｃｔが電力指令値Ｐａ＊未満であるか否かを判定する。上記実電力Ｐａ＿ａｃｔはＰａ＿ａｃｔ＝Ｉａ（またはＩＬａ）×Ｖａにより算出できる。この処理は、図２１中の電力比較部１３０の機能として実行される。そして、肯定判定の場合には次のステップＳ１８に進み、他方、否定判定の場合には過電力回避制御の処理を終了する。

上記ステップＳ１６により直流電源１０ａの実電力Ｐａ＿ａｃｔが電力指令値Ｐａ＊未満であると判定されたとき（ステップＳ１６でＹＥＳ）、制御装置４０は、続くステップＳ１８により、直流電源１０ｂの実電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力閾値β以上であるか否かを判定する。この処理もまた、図２１中の電力比較部１３０の機能として実行される。上記実電力Ｐｂ＿ａｃｔはＰｂ＿ａｃｔ＝Ｉｂ（またはＩＬｂ）×Ｖｂにより算出できる。そして、直流電源１０ｂの実電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力閾値β以上である場合（ステップＳ１８でＹＥＳ）、続くステップＳ２０により電力増加側のフィードバック制御が許可される。これに対し、直流電源１０ｂの実電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力閾値β未満である場合（ステップＳ１８でＮＯ）、続くステップＳ２２により電力増加側のフィードバック制御が禁止される。この場合には、直流電源１０ａについての電流増加側のフィードバック制御が禁止されることになる。

このように直流電源１０ａについての電力増加側のフィードバック制御が禁止されることで、直流電源１０ｂについて電力変換器５０によりＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を行って実電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力閾値β以上になるまで直流電源１０ａの実電力Ｐａ＿ａｃｔが現在値以下に制御される。これによって、直流電源１０ｂについての電力変換器５０の応答遅れの間に直流電源１０ｂの出力不足分の電力を直流電源１０ａから出力するように電力指令値Ｐａ＊（＝ＰＨ＊−α）を増加させる制御を行わないようにすることができる。したがって、直流電源１０ａの電力分配比ｋが上限値ｋｕｐｌｉｍを超えて増加するのを回避することができ、その結果、直流電源１０ａが過放電となるのを効果的に抑制することができる。

なお、上記においては直流電源１０ａだけの出力を昇圧して負荷電力ＰＬを賄うａＢモードからＰＢモードに移行したときの例を説明したが、これとは反対の場合、すなわち、直流電源１０ｂだけの出力を昇圧して負荷電力ＰＬを賄うｂＢモードからＰＢモードに移行したときにも同様に上記過電力回避制御によって直流電源１０ｂが過電力となるのを抑制することができる。

また、上記においては直流電源１０ａ，１０ｂから電力を出力する場合について述べたが、これに限定されるものではなく、回生電力が負荷３０側から直流電源１０ａ，１０ｂに入力される場合における直流電源１０ａ，１０ｂの過充電を回避するのにも適用可能である。

図２３は、図２２を参照して説明した過電力回避制御が実行されたときの、（ａ）直流電源１０ａについての電力指令値Ｐａ＊および実電力Ｐａ＿ａｃｔと（ｂ）昇圧比、ならびに、（ｃ）直流電源１０ｂについての電力指令値Ｐｂ＊および実電力Ｐｂ＿ａｃｔの変化を示す図である。ここでも図２２と同様に直流電源１０ａだけの出力を昇圧して負荷電力ＰＬを供給するａＢモードから、両方の直流電源１０ａ，１０ｂの出力を昇圧して負荷電力ＰＬとして供給するＰＢモードに移行した場合の例が示される。

図２３（ａ）を参照すると、この例では、電源システム１において時間ｔ１までａＢモードが適用されており、電圧指令値Ｐａ＊の増加にほぼ沿って実電力Ｐａ＿ａｃｔが増加する。

そして、時間ｔ１において、直流電源１０ａから出力される実電力Ｐａ＿ａｃｔがパワー管理部１００（図１８）によって設定された放電制限値Ｐａｏｕｔに達すると、それ以上の電力を直流電源１０ａのみから出力できなくなる。そのため、制御装置４０は、直流電源１０ａ，１０ｂの両方を用いて総電力ＰＨを出力するために、電力分配を行って直流電源１０ｂからも出力させる。

このとき、図２３（ａ），（ｃ）に示すように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａが総電力指令値ＰＨ＊−αに設定され、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊が下限電力αに設定される（図２２中のステップＳ１４）。

このように両方の直流電源１０ａ，１０ｂに電力分配されて直流電源１０ｂからも電力供給が開始されたとき、直流電源１０ａから出力される実電力Ｐａ＿ａｃｔは減少する一方で、直流電源１０ｂから出力される実電力Ｐｂ＿ａｃｔは増加する。しかし、電力変換器５０における昇圧動作の応答遅れ等があるために、直流電源１０ｂから出力される実電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力指令値Ｐｂ＊になるまでにはある程度時間（例えば数百ミリ秒程度）を要する。その間に直流電源１０ａについての電力フィードバック制御が実行されると、直流電源１０ａ，１０ｂから供給される実電力の和（Ｐａ＿ａｃｔ＋Ｐｂ＿ａｃｔ）が総電力指令値ＰＨ＊に対して足りないため、その電力不足分を直流電源１０ａから供給しようとする制御が働くことになる。そうすると、直流電源１０ａについて放電制限値Ｐａｏｕｔを超えて電力が持ち出されて過放電となる可能性がある。

そこで、本実施形態においては上述したように直流電源１０ｂの実電力Ｐｂ＿ａｃｔが電力閾値βに達することとなる時間ｔ２までは、直流電源１０ａの出力電力が増加する側のフィードバック制御を禁止する（図２２中のステップＳ２２）。これにより、直流電源１０ａが過放電となるのを抑制または防止できる。時間ｔ２以降は、直流電源１０ａについて電力増加側のフィードバック制御が許可され（図２２中のステップＳ２０）、通常のフィードバック制御が実行される。

上述したように本実施形態の電源システム１によれば、直流電源１０ａの出力電力Ｐａをα≦Ｐａ≦Ｐａｏｕｔの範囲内に維持することができる。また、上記の例とは逆に、直流電源１０ｂだけの出力を昇圧して負荷３０に供給するｂＢモードから直流電源１０ａ，１０ｂの両方で電力供給するＰＢモードに移行した場合にも、直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂをα≦Ｐｂ≦Ｐｂｏｕｔの範囲内に維持することができる。これらによって、電力分配比ｋもｋｌｗｌｉｍ≦ｋ≦ｋｕｐｌｉｍに間接的に制御されることになる。さらに、この制御は直流電源１０ａ，１０ｂに電力が充填される場合にも適用可能である。したがって、本実施形態によれば、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を適切に行うことで、直流電源１０，１０ｂが過電力（過放電および過充電）となるのを効果的に抑制することができる。

（昇圧比補正学習制御）
次に、図２４および図２５を参照して、本実施形態における昇圧比補正学習処理について説明する。図２４は、制御装置４０の昇圧比補正学習処理部４１の機能ブロック図である。図２５は、図２４の昇圧比補正学習処理部４１により実行される処理手順を示すフローチャートである。

図２４に示すように、制御装置４０は、昇圧比補正学習処理部４１を備える。昇圧比補正学習処理部４１は、第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋが所定の両電源使用時要求範囲（図２０参照）内に収まるように、第１の直流電源１０ａの電圧Ｖａについての電力変換器５０による昇圧比Ｓａ（すなわち昇圧比指令値Ｓａ＊）を補正学習しながら制御する機能を有する。

昇圧比補正学習処理部４１は、電源状態監視部４２、昇圧比算出部４３、昇圧電圧平均処理部４４、モニター時間カウンタ４５、昇圧比補正学習部４６、昇圧比基準値設定部４７、昇圧比上下限値設定部４８、および昇圧比指令値補正部４９を含む。

電源状態監視部４２は、第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂからそれぞれ出力される出力電力Ｐａ，Ｐｂを監視する機能を有する。より詳しくは、第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを電力閾値αとそれぞれ比較して、両方の電源から電力閾値α以上の電力が出力されているか否かを判定する。ここで、電力閾値αは、図２２のステップＳ１２を参照して説明したように、第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂの両方で電力線２０に対して電力供給する際に各直流電源１０ａ，１０ｂから出力させる下限電力値に相当する。

昇圧比算出部４３は、第１の直流電源１０ａおよび第２の直流電源１０ｂのそれぞれについての電力変換器５０による昇圧比指令値Ｓａ＊，Ｓｂ＊を算出する機能を有する。具体的には、第１の直流電源１０ａについての昇圧比指令値Ｓａ＊は、下記の式（１２）に示すように、制御装置４０に入力されるシステム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊を、電圧センサ１１ａ（図１参照）によって検出される第１の直流電源１０ａの電圧Ｖａで除算することより算出できる。また、第２の直流電源１０ｂについての昇圧比指令値Ｓｂ＊は、下記の式（１３）に示すように、上記システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊を、電圧センサ１１ｂ（図１参照）によって検出される第２の直流電源１０ｂの電圧Ｖｂで除算することによって算出できる。なお、下記（１２），（１３）式に示すように、各昇圧比指令値Ｓａ＊，Ｓｂ＊は、電流制御部３００，３１０によって生成されるデューティ比Ｄａ，Ｄｂを用いて算出されてもよい。
Ｓａ＊＝ＶＨ＊／Ｖａ＝１／（１−Ｄａ） （１２）
Ｓｂ＊＝ＶＨ＊／Ｖｂ＝１／（１−Ｄｂ） （１３）

昇圧電圧平均処理部４４は、第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂについての電力変換器５０による各昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂを導出して平均化処理する機能を有する。具体的には、昇圧電圧平均処理部４４は、後述するモニター時間カウンタ４５によってカウントされるモニター所定時間内において昇圧比補正学習処理の処理周期毎に、上記昇圧比算出部４３で得られた昇圧比指令値Ｓａ＊，Ｓｂ＊と電圧センサ１１ａ，１１ｂ（図１参照）の検出値である電圧Ｖａ，Ｖｂとを用いて、下記の式（１４），（１５）により各昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂを算出して制御装置４０の記憶部（図示せず）に記憶する。
ＶＨａ＝Ｖａ×Ｓａ＊ （１４）
ＶＨｂ＝Ｖｂ×Ｓｂ＊ （１５）

そして、昇圧電圧平均処理部４４は、モニター所定時間内に算出および記憶された各昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂをそれぞれ平均して昇圧電圧平均値ＶＨａ＿ｍｅａｎ，ＶＨｂ＿ｍｅａｎを導出する。

モニター時間カウンタ４５は、昇圧比補正学習処理が実行される間の時間をカウントして、後述する昇圧比補正学習部４６によって実行される昇圧比補正学習値の更新タイミングを計測する機能を有する。

昇圧比補正学習部４６は、昇圧比補正学習値Ｇを更新する機能を有する。この昇圧比補正学習値Ｇは、電圧センサ１１ａ，１１ｂ，１１ｃの特性や電力変換器５０を構成するスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の特性等のばらつきに起因して生じる上記各直流電源１０ａ，１０ｂについての昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂのずれを修正するための値である。昇圧比補正学習値Ｇは、初期値が１に設定され、第１の直流電源１０ａの昇圧電圧ＶＨａと第２の直流電源１０ｂの昇圧電圧ＶＨｂの比（＝ＶＨａ／ＶＨｂ）に近づくように更新される。

より詳しく説明すると、電力線２０に対して第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂが並列に接続されて各昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂを供給するＰＢモードでは、理論上は、各昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂがシステム電圧ＶＨと等しいとみなせる値になる（ＶＨ＊≒ＶＨａ≒ＶＨｂ）。しかし、電圧センサ１１ａ，１１ｂ，１１ｃやスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の各特性のばらつきに起因して、ＶＨａとＶＨｂとにずれが生じることがある。そうすると、上述した過電力回避制御によって直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を適切に行うようにしても、特に、一方の直流電源の単独昇圧モード（ａＢモードまたはｂＢモード）からＰＢモードに移行した直後やスリップ等の外乱が生じた場合などの制御が不安定なときに、直流電源１０，１０ｂが過電力状態になる可能性がある。そこで、本実施形態では、昇圧比補正学習値Ｇを用いて昇圧比指令値Ｓａ＊，Ｓｂ＊を補正することによって、電力センサやスイッチング素子の特性により生じるずれを吸収し、第１および第２直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を所定の要求範囲に維持するようにしたものである。

昇圧比補正学習値Ｇの更新は、例えば、下記（１６）式にしたがって行うことができる。下記（１６）式において、Ｇｐｒｅｓｅｎｔは今回昇圧比補正学習値を表し、Ｇｐａｓｔは前回昇圧比補正学習値を表す。また、更新ゲインは、学習値Ｇの急激な変化を抑制するために適宜に設定されるものである。
Ｇｐｒｅｓｎｔ＝Ｇｐａｓｔ＋更新ゲイン×（（ＶＨａ＿ｍｅａｎ／ＶＨｂ＿ｍｅａｎ）−Ｇｐａｓｔ） （１６）

昇圧比基準値設定部４７は、上記昇圧比補正学習部４６で得られた昇圧比補正学習値Ｇを用いて第１の直流電源１０ａについての昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆを設定する機能を有する。具体的には、昇圧比基準値設定部４７は、昇圧比補正学習値Ｇと、電圧センサ１１ｂによって検出される第２の直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、第２の直流電源１０ｂについての昇圧比指令値Ｓｂ＊とを用いて、下記（１７）式にしたがって昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆを算出する。なお、Ｓｂ＊は上記式（１３）により算出されたものを用いることができる。
Ｓａ＿ｒｅｆ＝Ｇ×ＶＨ／Ｖａ＝Ｇ×Ｖｂ×Ｓｂ＊／Ｖａ （１７）

昇圧比上下限値設定部４８は、上記昇圧比基準設定部４７により得られた昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆに上限値および下限値を設定する機能を有する。具体的には、昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆに所定値γを加算することにより上限値Ｓａ＿ｕｐｌｉｍを設定し、昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆに所定値γを減算することにより下限値Ｓａ＿ｌｗｌｉｍを設定する。上記所定値γは、実験やシミュレーション等によって得られた値として制御装置４０の記憶部に予め記憶させておくことができる。

昇圧比指令値補正部４９は、上記昇圧比基準設定部４７により得られた昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆにフィードバック補正値（以下、Ｆ／Ｂ補正値と記す）ΔＳａを加算することによって、第１の直流電源１０ａについての昇圧比指令値Ｓａ＊を補正して出力する機能を有する。ここでのＦ／Ｂ補正値ΔＳａは、周知の比例積分（ＰＩ）演算によって算出したものを用いることができる。

また、昇圧比指令値補正部４９では、上記昇圧比上下限値設定部４８により設定された上限値Ｓａ＿ｕｐｌｉｍおよび下限値Ｓａ＿ｌｗｌｉｍの範囲内となるように昇圧比指令値Ｓａ＊を設定する。具体的には、補正後の昇圧比指令値Ｓａ＊が下限値Ｓａ＿ｌｗｌｉｍより小さい場合にはＳａ＊＝Ｓａ＿ｌｗｌｉｍに設定し、補正後の昇圧比指令値Ｓａ＊が上限値Ｓａ＿ｕｐｌｉｍにより大きい場合にはＳａ＊＝Ｓａ＿ｕｐｌｉｍに設定し、Ｓａ＿ｌｗｌｉｍ≦Ｓａ＊≦Ｓａ＿ｕｐｌｉｍの場合には補正後の昇圧指令値Ｓａ＊をそのまま確定させる。

このようにして補正された昇圧比指令値Ｓａ＊から第１の直流電源１０ａについてのデューティ比Ｄａが、上記（１２）式を変形した下記（１８）式によって算出することができる。そして、（１８）式によって算出されたデューティ比Ｄａにしたがって電力変換器５０のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアのオン期間が制御されることにより、第１の直流電源１０ａについての昇圧電圧ＶＨａが第２の直流電源１０ｂの昇圧電圧ＶＨｂに等しいとみなせる状態に修正されることになる（ＶＨ≒ＶＨａ≒ＶＨｂ）。
Ｄａ＝１−１／Ｓａ＊ （１８）

続いて、上述した構成を有する昇圧比補正学習処理部４１によって実行される処理手順を図２５を参照して説明する。この処理は、所定時間ごとに制御装置４０の記憶部から読み出されて実行される。

まず、制御装置４０は、ステップＳ３０により、第１の直流電源１０ａからの出力電力Ｐａが電力閾値α以上であり且つ第２の直流電源１０ｂからの出力電力Ｐｂが電力閾値α以上であるか否かを判定する。この判定は、上記電源状態監視部４２の機能として実行される。この判定によって、第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂについてバランス良く電力分配された状態で運転されているか否かを確認できる。このような状態で昇圧比補正学習を実行することで、補正学習の精度を向上させることができる。このステップＳ３０において否定判定された場合にはそのまま処理を終了し、他方、肯定判定された場合には次のステップＳ３２に進む。

制御装置４０は、ステップＳ３２により、第１の直流電源１０ａの昇圧電圧平均値ＶＨａ＿ｍｅａｎと、第２の直流電源１０ｂの昇圧電圧平均値ＶＨｂ＿ｍｅａｎを算出する。この処理は、上記昇圧比算出部４３および上記昇圧電圧平均処理部４４の各機能として実行される。また、制御装置４０は、ステップＳ３２により、モニター時間カウンタを加算する。すなわち、昇圧比補正学習値の更新タイミングであるモニター所定時間を計測する。この処理は、上記モニター時間カウンタ４５の機能として実行される。

次に、制御装置４０は、ステップＳ３４により、モニター時間といて予め設定された所定時間が経過したか否かを判定する。このステップＳ３４において否定判定された場合（ステップＳ３４でＮＯ）、ステップＳ４０およびＳ４２に進む。この場合、昇圧比補正学習値Ｇの更新は行なわれず、ステップＳ４０およびＳ４２の処理では昇圧比学習値Ｇの初期値（＝１）または前回学習値（Ｇｐａｓｔ）が用いられることになる。

一方、上記ステップＳ３４において肯定判定された場合（ステップＳ３４でＹＥＳ）、続くステップＳ３６により昇圧比補正学習値Ｇが更新される。そして、続くステップＳ３８によって、各直流電源１０ａ，１０ｂの昇圧電圧平均値ＶＨａ＿ｍｅａｎ，ＶＨｂ＿ｍｅａｎ、および、モニター時間カウンタ４５がリセットされる。これらの処理は、上記昇圧比補正学習部４６および上記モニター時間カウンタ４５の各機能として実行される。昇圧比補正学習値Ｇの更新プロセスは図２４の昇圧比補正学習部４６について上述したので、ここでの説明は行なわない。

次に、制御装置４０は、続くステップＳ４０により、昇圧比補正学習値Ｇに基づいて昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆを算出するともに、この昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆについての下限値Ｓａ＿ｌｗｌｉｍおよび上限値Ｓａ＿ｐｕｌｉｍを設定する。これらの処理は、上記昇圧比基準値設定部４７および上記昇圧比上下限値設定部４８の各機能として実行される。これらの処理内容は、図２４の昇圧比基準値設定部４７および昇圧比上下限値設定部４８について上述したので、ここでの説明は省略する。

次に、制御装置４０は、続くステップＳ４２により、昇圧比基準値Ｓａ＿ｒｅｆをＦ／Ｂ制御の中心値として上限値Ｓａ＿ｐｕｌｉｍおよび下限値Ｓａ＿ｌｗｌｉｍの範囲内で昇圧比指令値Ｓａ＊を補正する。この処理は上記昇圧比指令値補正部４９の機能として実行され、その処理内容は上述したとおりである。

そして、制御装置４０は、補正された昇圧比指令値Ｓａ＊から導出されるデューティ比Ｄａにしたがって電力変換器５０を制御する。これにより、第１の直流電源１０ａについての昇圧電圧ＶＨａが第２の直流電源１０ｂの昇圧電圧ＶＨｂに等しいとみなせる状態に制御される（ＶＨ≒ＶＨａ≒ＶＨｂ）。

上述したように本実施形態の電源システム１によれば、電圧センサ１１ａ，１１ｂ，１１ｃやスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の特性ばらつき等に起因する第１および第２の直流電源１０ａ，１０ｂ間での昇圧電圧ＶＨａ，ＶＨｂのずれを解消することができる。その結果、第１および第２直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を図２０に示される所定の両電源使用時要求範囲に維持することができ、ＰＢモードにおいて電力制御用として動作する第１の直流電源１０ａが過電力となるのを抑制することができる。

なお、本発明は、上述した実施形態およびその変形例の構成に限定されるものではなく、本願の特許請求の範囲に記載された事項およびその均等な範囲内において種々の変更や改良が可能である。

例えば、上記の電源システム１では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態を制御することによって２つの直流電源１０ａ，１０ｂを電力線２０に対して直列または並列に接続切替可能な構成について説明したが、これに限定されるものではない。図２６に示すように、直流電源１０ａ，１０ｂの各々に、独立して制御可能な電力変換器５０ａ，５０ｂが設けられており、電力線２０に対して直流電源１０ａ，１０ｂが電力変換器５０ａ，５０ｂを介して並列接続されている電源システム１Ａに適用されてもよい。

図２６に示すように、直流電源１０ａ用の電力変換器５０ａは、直流電源１０ａの正極端子に一端が接続されたリアクトルＬ１と、リアクトルＬ１の他端に接続されたノードＮ５と電力線２０との間に接続された上アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ５と、ノードＮ５と接地配線２１との間に接続された下アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ６とを備える。そして、各スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６には、ダイオードＤ５，Ｄ６が逆並列に接続されている。

一方、直流電源１０ｂ用の電力変換器５０ｂは、直流電源１０ｂの正極端子に一端が接続されたリアクトルＬ２と、リアクトルＬ２の他端に接続されたノードＮ７と電力線２２との間に接続された上アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ７と、ノードＮ７と接地配線２３との間に接続された下アーム素子としてのスイッチング素子Ｓ８とを備える。そして、各スイッチング素子Ｓ７，Ｓ８には、ダイオードＤ７，Ｄ８が逆並列に接続され、電力線２２が直流電源１０ａ側の電力線２０に、接地配線２３が直流電源１０ａ側の接地配線２１にそれぞれ接続されている。なお、電源システム１Ａの他の構成は上記実施形態と同様である。

図２６に示す電源システム１Ａでは、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続状態に切り換えることはできない。したがって、上記実施形態における図３に示す各動作モードのうちＳＢモードおよびＳＤモードを実行することはできないが、それ以外の動作モードは適用可能であり、上記実施形態と同様に電力変換器制御および過電力回避制御を実行することができる。

１，１Ａ 電源システム、１０ａ，１０ｂ 直流電源、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ 電圧センサ、１２ａ，１２ｂ 電流センサ、２０，２２ 電力線、２１，２３ 接地配線、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、４０ 制御装置、４１ 昇圧比補正学習処理部、４２ 電源状態監視部、４３ 昇圧比算出部、４４ 昇圧電圧平均処理部、４５ モニター時間カウンタ、４６ 昇圧比補正学習部、４７ 昇圧比基準値設定部、４８ 昇圧比上下限値設定部、４９ 昇圧比指令値補正部、５０，５０ａ，５０ｂ 電力変換器、８０−８９ 電流経路、９０ 実線、９１ 直線、１００ パワー管理部、１１０ 過電力回避制御部、１２０ 電力指令取得部、１３０ 電力比較部、１４０ 電力指令変更部、１５０ フィードバック制御切替部、２００ 電力制御部、２１０ 偏差演算部、２２０ 制御演算部、２３０ 第１のリミッタ、２４０ 電力分配部、２５０ 循環電力加算部、２６０ 第２のリミッタ、２７０ 減算部、３００，３１０ 電流制御部、３０２，３１２ 電流指令生成部、３０４，３１４ 偏差演算部、３０６，３１６ 制御演算部、３０８，３１８ ＦＦ加算部、４００ ＰＷＭ制御部、４１０ キャリア波発生部、ＣＨ 平滑コンデンサ、ＣＷａ，ＣＷｂ キャリア波、Ｄ１−Ｄ８ ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ デューティ比、Ｄｒａｎｇ デューティ制御幅、Ｇ 昇圧比補正学習値、Ｉａ，Ｉｂ，ＩＬａ，ＩＬｂ 電流、Ｉａ＊，Ｉｂ＊ 電流指令値、ｋ 電力分配比、ｋｌｗｌｉｍ 電力分配比下限値、ｋｕｐｌｉｍ 電力分配比上限値、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ５，Ｎ７ ノード、Ｐａ，Ｐｂ 出力電力、Ｐａ＊，Ｐｂ＊ 電力指令値、Ｐａ＿ａｃｔ，Ｐｂ＿ａｃｔ 実電力、Ｐａｉｎ，Ｐｂｉｎ 充電制限値、Ｐａｏｕｔ，Ｐｂｏｕｔ 放電制限値、Ｐａｒ 電力、ＰＨ，ＰＨｒ 総電力、ＰＨ＊ 総電力指令値、ＰＨｍａｘ 電力上限値または最大値、ＰＨｍｉｎ 電力下限値、ＰＬ 負荷電力、Ｐｌｃｖ コンバータ損失、Ｐｌｌｄ 負荷損失、Ｐｌｐs 電源損失、Ｐｒ 循環電力または循環電力値、Ｒａ，Ｒｂ 内部抵抗、Ｓ１−Ｓ８ スイッチング素子、Ｓａ 昇圧比、Ｓａ＿ｌｗｌｉｍ 下限値、Ｓａ＿ｒｅｆ 昇圧比基準値、Ｓａ＿ｕｐｌｉｍ 上限値、Ｓａ＊，Ｓｂ＊ 昇圧比指令値、ＳＤａ，ＳＤｂ，ＳＤｃ 制御パルス信号、ＳＧ１−ＳＧ４ 制御信号、ｔ１，ｔ２ 時間、Ｔａ，Ｔｂ 温度、Ｖａ，Ｖｂ 電圧、ＶＨ 出力電圧またはシステム電圧、ＶＨａ，ＶＨｂ 昇圧電圧、ＶＨａ＿ｍｅａｎ，ＶＨｂ＿ｍｅａｎ 昇圧電圧平均値、ＶＨ＊ 電圧指令値、ＶＨｍａｘ 上限電圧、ＶＨｒｑ 負荷要求電圧、ＶＲ１−ＶＲ３ 電圧範囲、ΔＳａ フィードバック補正値、ΔＩａ，ΔＩｂ 電流偏差、ΔＶＨ 電圧偏差、α，β 電力閾値、γ 所定値。

Claims (1)

1. 負荷と、
   前記負荷に接続された電力線と、
   前記負荷に電力を供給可能な第１および第２の直流電源と、
   前記第１および第２の直流電源と前記電力線との間の少なくとも一方に接続された電力変換器と、
   前記電力変換器の動作を制御するための制御装置と、を備え、
   前記第１および第２の直流電源が前記電力線に対して並列関係に接続された際に、前記第１の直流電源が前記電力線に対する電力制御の電源として動作する一方で、前記第２の直流電源が前記電力線に対する電圧制御用の電源として動作し得る、電源システムであって、
   前記制御装置は、前記第１および第２の直流電源の両方から前記電力線を介して前記負荷に電力供給する場合であって前記第１および第２の直流電源の各出力電力がそれぞれ所定値以上であるとき、前記第１および第２の直流電源間の電力分配比が所定の要求範囲内に収まるように、前記第１の直流電源の電圧についての前記電力変換器による昇圧比を補正学習しながら制御する、
   電源システム。

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