JP2015223020A - 電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、いずれか１つの直流電源を電源システムから電気的に遮断した場合に、当該１つの直流電源に対応して設けられる平滑コンデンサの過充電からの保護性と負荷電力の確保とを両立する。【解決手段】電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を含み、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間に接続される。制御装置４０は、直流電源１０ａ，１０ｂのうちの一方の直流電源に対応するシステムメインリレーが開状態にされている場合には、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によって、一方の直流電源に対応する平滑コンデンサの端子間を短絡した状態に維持するとともに、他方の直流電源と電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。【選択図】図１

Description

この発明は、電源システムに関し、より特定的には、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの制御に関する。

複数の電源と負荷との間に接続された電力変換器を用いて、複数の電源を組み合わせて負荷へ電力を供給する電源システムが、特開２０１０−５７２８８号公報（特許文献１）および特開２０１２−７０５１４号公報（特許文献２）に記載されている。特許文献１では、２つの蓄電ユニットを含み、複数のスイッチの制御によって、インバータに対して、２つの蓄電ユニットを直列接続した状態とを切り替えることが可能な蓄電装置の構成が記載されている。

また、特許文献２には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モードと、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モードとを切り替えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特開２０１０−５７２８８号公報 特開２０１２−７０５１４号公報

特許文献１では、２つの蓄電ユニットの直列接続および並列接続を切り替えることによって、インバータへの印加電圧を変化させている。特許文献１によれば、２つの蓄電ユニットのうちの一方の蓄電ユニットのみを用いてインバータへ電力を供給することが可能である。しかしながら、一方の蓄電ユニットのみを使用することによって、他方の蓄電ユニットとの間に電圧差が生じることによって、２つの蓄電ユニットを並列接続に切り替えた直後に、蓄電ユニット間に、短時間に大きな電流が流れる突入電流が発生する場合がある。この突入電流は、蓄電ユニット等の部品に二次的な故障を誘発する虞がある。

ここで、複数の電源を備えた電源システムには、各電源の電圧を平滑するための複数の平滑コンデンサと、各電源と各平滑コンデンサとを電気的に切り離すための複数のリレーとを含むように構成されたものがある。このような電源システムでは、複数の電源のうちの１つの電源を、対応するリレーを開状態にすることによって電源システムから電気的に遮断することができる。そして、当該１つの電源を電気的に遮断した状態においても、他の電源と負荷との間で電力変換を行なうことによって負荷へ電力を供給することができる。

しかしながら、他の電源と負荷との間で電力変換を実行している場合において、当該１つの電源に対応する平滑コンデンサは、負荷への供給電力の一部を受けて電圧が徐々に上昇し、過電圧状態に至ってしまう可能性がある。したがって、部品故障を防止するためには、平滑コンデンサの過電圧からの保護に配慮した電力変換器の制御が必要となる。特許文献２には、電力変換器が複数の動作モードを有することが記載されているが、部品故障を防止するための処理については特に言及されていない。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、いずれか１つの直流電源を電源システムから電気的に遮断した場合に、当該１つの直流電源に対応して設けられる平滑コンデンサの過充電からの保護性と負荷電力の確保とを両立することである。

この発明のある局面では、電源システムは、負荷と、負荷に接続された電力線と、複数の直流電源と、複数のスイッチング素子を含み、複数の直流電源および電力線の間に接続された電力変換器と、複数の直流電源の各々と電力変換器との間に接続された複数の平滑コンデンサと、複数の直流電源および複数の平滑コンデンサの間にそれぞれ設けられ、対応する直流電源を電源システムから電気的に遮断するための複数の開閉装置と、複数のスイッチング素子のオンオフおよび複数の開閉装置の開閉を制御するための制御装置とを備える。制御装置は、複数の直流電源のうちの１つの直流電源に対応する開閉装置が開状態にされている場合には、複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、１つの直流電源に対応する平滑コンデンサの端子間を短絡した状態に維持するとともに、その他の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行する。

好ましくは、複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成される。複数のスイッチング素子は、第１のノードおよび電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、第２の直流電源の負極端子に電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、第１の直流電源の負極端子に電気的に接続された配線および第３のノードの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子を含む。電力変換器は、第２のノードおよび配線の間に第１の直流電源と直列に接続された第１のリアクトルと、第１のノードおよび第３のノードの間に第２の直流電源と直列に接続された第２のリアクトルとをさらに含む。複数の平滑コンデンサは、第１の直流電源と並列に接続された第１の平滑コンデンサと、第２の直流電源に並列に接続された第２の平滑コンデンサによって構成される。複数の開閉装置は、第１の直流電源と第１の平滑コンデンサとの間に接続された第１の開閉装置と、第２の直流電源と第２の平滑コンデンサとの間に接続された第２の開閉装置とによって構成される。

好ましくは、制御装置は、第１の開閉装置が開状態にされている場合には、第３および第４のスイッチング素子をオンに固定するとともに、第１および第２のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする。

好ましくは、制御装置は、第２の開閉装置が開状態にされている場合には、第２および第３のスイッチング素子をオンに固定するとともに、第１および第４のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする。

この発明によれば、複数の直流電源と共通の電力線との間に接続された電力変換器を含む電源システムにおいて、いずれか１つの直流電源を電源システムから電気的に遮断した場合には、当該１つの直流電源に対応して設けられる平滑コンデンサの過充電からの保護を図りつつ、他の直流電源を有効活用して負荷電力を確保することができる。

本発明の実施の形態に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。 図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。 図１に示した２個の直流電源を異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。 ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ＳＢモードにおける回路動作を説明する回路図である。 ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＳＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ａＢｂＣＯモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ａＢｂＣＯモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ｂＢａＣＯモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ｂＢａＣＯモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ａＢｂＣＯモードおよびｂＢａＣＯモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 図３に示した各動作モードにおける直流電源間での電力分配比の制御可否および出力電圧の設定可能範囲を比較するための図表である。 昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。 本実施の形態に従う電源システムにおける動作モードの選択についての制御処理を説明するフローチャートである。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

（電力変換器の回路構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。

図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、負荷３０と、電力変換器５０と、平滑コンデンサＣａ，Ｃｂ，ＣＨと、抵抗Ｒ１と、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２とを備える。

本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂは、「第１の直流電源」および「第２の直流電源」にそれぞれ対応する。

直流電源１０ａおよび１０ｂは、同種および同容量の直流電源によって構成することも可能であり、特性および／または容量が異なる直流電源によって構成することも可能である。

電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

平滑コンデンサＣａは、直流電源１０ａと電力変換器５０との間に接続され、直流電圧を平滑する。平滑コンデンサＣｂは、直流電源１０ｂと電力変換器５０との間に接続され、直流電圧を平滑する。平滑コンデンサＣａおよび平滑コンデンサＣｂは、「第１の平滑コンデンサ」および「第２の平滑コンデンサ」にそれぞれ対応する。

システムメインリレーＳＭＲ１は、直流電源１０ａと平滑コンデンサＣａとの間に設けられる。システムメインリレーＳＭＲ２は、直流電源１０ｂと平滑コンデンサＣｂとの間に設けられる。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御信号ＳＥ１，ＳＥ２にそれぞれ応答して、互いに独立にオンオフを制御することが可能である。すなわち、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御信号ＳＥ１，ＳＥ２がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオン（閉成）する一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフ（開放）する。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、直流電源１０ａ，１０ｂをそれぞれ電源システム５から遮断可能な「開閉装置」の代表例として用いられる。すなわち、任意の形式の開閉装置をシステムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２に代えて適用することができる。システムメインリレーＳＭＲ１およびシステムメインリレーＳＭＲ２は、「第１の開閉装置」および「第２の開閉装置」にそれぞれ対応する。

負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作状態に応じて可変に設定されてもよい。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

平滑コンデンサＣＨは、電力線２０および接地配線２１の間に電気的に接続される。平滑コンデンサＣＨは、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを平滑する。抵抗Ｒ１は、平滑コンデンサＣＨに対して並列に接続される。抵抗Ｒ１は、たとえば電源システム５が停止状態であるときなどに、平滑コンデンサＣＨの残留電荷を放電させるための放電抵抗である。

電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４がＨレベルのときにオンする一方で、Ｌレベルのときにオフする。

スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。なお、リアクトルＬ２は、ノードＮ１およびノードＮ３の間に直流電源１０ｂと直列に接続されていればよく、リアクトルＬ１は、ノードＮ２および接地配線２１の間に直流電源１０ａと直列に接続されていればよい。

スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続される。接地配線２１は、負荷３０および直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。

図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が含まれる。

制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。

図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」〜「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。

図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。

（電力変換器の動作モード）
電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
図３を参照して、電力変換器５０は、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、特許文献２での「パラレル接続モード」に対応し、ＳＢモードは、特許文献２での「シリーズ接続モード」に対応する。

さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

さらに、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂのうちのいずれか一方の直流電源が電源システム５から電気的に遮断された場合に、他方の直流電源を用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なうための昇圧モードを有する。この昇圧モードには、直流電源１０ｂが電源システム５から電気的に遮断された場合に直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂ遮断時の直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢｂＣＯモード）」と、直流電源１０ａが電源システム５から電気的に遮断された場合に直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａ遮断時の直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢａＣＯモード）」とが含まれる。

ａＢｂＣＯモードでは、システムメインリレーＳＭＲ２は、制御装置４０からのＬレベルの制御信号ＳＥ２に応答してオフ状態（開状態）となっている。あるいは、システムメインリレーＳＭＲ２には、オフ状態に固定され、オン状態（閉状態）になることができない開故障が発生している。これにより、直流電源１０ｂは電源システム５から電気的に遮断される。

ｂＢａＣＯモードでは、システムメインリレーＳＭＲ１は、制御装置４０からのＬレベルの制御信号ＳＥ１に応答してオフ状態となっている。あるいは、システムメインリレーＳＭＲ１には開故障が発生している。これにより、直流電源１０ａは電源システム５から電気的に遮断される。

ここで、ａＢｂＣＯモードおよびｂＢａＣＯモードは、上述したａＢモードおよびｂＢモードと同様に、一方の直流電源のみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう昇圧モードである。しかしながら、ａＢｂＣＯモードおよびｂＢａＣＯモードは、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２を用いて他方の直流電源を電源システム５から電気的に遮断した状態においてＤＣ／ＤＣ変換を行なう点において、ａＢモードおよびｂＢモードとそれぞれ区別される。

昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモード、ｂＢモード、ａＢｂＣＯモードおよびｂＢａＣＯモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の制御については後述する。

直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「パラレル（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０の出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和と同等となる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

図４は、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。図４には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

図４の例では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテ
リに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

また、直流電源がバッテリによって構成される場合には、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。特に、電動車両では、搭載位置の差異によって、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差が発生するケースも生じる。したがって、電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（特に温度）に応じて、あるいは、上述したような負荷３０の要求に応じて、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が、効率的であるケースが存在する。上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

さらに、電源システム５において、直流電源１０ａおよび１０ｂのうちの一方が故障する可能性がある。たとえば、直流電源１０ａおよび１０ｂのうちの一方の直流電源に対応するシステムメインリレーに開故障が発生するケースや、当該一方の直流電源を構成する複数のバッテリセルの一部に断線や短絡などの異常が発生するケースが存在する。このようなケースにおいては、直流電源の機能が正常に発揮されない。そこで、故障が検出された一方の直流電源を電源システム５から電気的に遮断して、他方の直流電源のみを使用するモード（ａＢｂＣＯモード，ｂＢａＣＯモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

すなわち、本実施の形態１に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。動作モードを選択するための処理の詳細については、後程説明する。

（各動作モードでの回路動作）
次に、各動作モードにおける電力変換器５０の回路動作を説明する。まず、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの回路動作について、図５〜図８を用いて説明する。

（ＰＢモードにおける回路動作）
図５および図６に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとの高低に応じて等価回路が異なってくる。

図５（ａ）に示されるように、Ｖｂ＞Ｖａのときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図５（ｂ）に示される。

図５（ｂ）を参照して、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

一方、図６（ａ）に示されるように、Ｖａ＞Ｖｂのときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図６（ｂ）に示される。

図６（ｂ）を参照して、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

次に、図７および図８を用いて、電力変換器５０のＰＢモードにおける昇圧動作について詳細に説明する。

図７には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路３５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路３５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路３５０および図７（ｂ）の電流経路３５１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ａに対して構成される。図７に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄａ）・Ｖａ …（１）
図８には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図８（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路３６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図８（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路３６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図８（ａ）の電流経路３６０および図８（ｂ）の電流経路３６１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ｂに対して構成される。図８に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａを含む電流経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｂ）・Ｖｂ …（２）
また、図７および図８から理解されるように、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に、直流電源１０ａと電力線２０との間のＤＣ／ＤＣ変換による電流と、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間でのＤＣ／ＤＣ変換による電流との両方が流れる。

したがって、両者の電力変換によって流れる電流が、各スイッチング素子において逆方向である場合、たとえば、図７（ａ）における電流経路３５０と、図８（ａ）における電流経路３６０とが同時に形成されている場合には、両電流経路の電流が打ち消し合うため、スイッチング素子Ｓ３の通過電流は小さくなる。このような現象により、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４における損失は、単独の直流電源を用いてＤＣ／ＤＣ変換を実行するａＢモードまたはｂＢモードと比較して小さくできる場合がある。

図９には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図９には、直流電源１０ａのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

図９を参照して、たとえば、ＰＢモードでは、特許文献２に記載されるように、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａおよび１０ｂの他方の出力を、電流Ｉａ，Ｉｂの電流偏差を補償するように制御（電流制御）することができる。この際に、電流制御の指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができる。

一例として、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御するようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊−Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは、電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）に基づいて演算される。

直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同様に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂと、キャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

図１０に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。

スイッチング素子Ｓ１は、図７および図８の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図８の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図５に示したＶｂ＞Ｖａのときの動作と、図６に示したＶａ＞Ｖｂの動作とが、自然に切替えられる。さらに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。

再び図９を参照して、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、図１０に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）が制御される。電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。さらに、電流制御の対象となる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの出力電力による不足分が、電圧制御される直流電源から出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力分配比を間接的に制御することが可能となる。この結果、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）のうちの、直流電源１０ａおよび１０ｂの電力分配を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力によって、他方の直流電源を充電する動作も可能である。

（ａＢモードおよびｂＢモードにおける回路動作）
直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを用いる昇圧モード（ａＢモード，ｂＢモード）における回路動作は、図７および図８における回路動作と共通する。

ａＢモードにおいては、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。

具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

同様に、ｂＢモードにおいては、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。

具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される
（ＳＢモードにおける回路動作）
次に、ＳＢモードでの回路動作を、図１１および図１２を用いて説明する。

図１１（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図１１（ｂ）に示される。

図１１（ｂ）を参照して、ＳＢモードでは、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

次に、図１２を用いて、ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。
図１２（ａ）を参照して、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路３７０，３７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図１２（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１２（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路３７２が形成される。電流経路３７２により、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線２０へ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１２（ａ）の電流経路３７０，３７１および図１２（ｂ）の電流経路３７２が交互に形成される。

ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０の出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

ＶＨ＝１／（１−Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ） …（３）
ただし、ＶａおよびＶｂが異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１２（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１２（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路３７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路３７４を介して、差分の電流が流れる。

図１３には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

ＳＢモードでは、特許文献２に記載されるように、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（３）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｃが生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１０に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

図１４に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃ（／ＳＤｃ）の論理演算に基づいて設定することができる。

制御パルス信号ＳＤｃは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。この結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが相補的に設けられる。

ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（４）式に従って自動的に決まる。

Ｐａ：Ｐｂ＝Ｖａ：Ｖｂ …（４）
なお、直流電源１０ａ，１０ｂからの出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）によって負荷３０へ入出力される供給されることは、ＰＢモードと同様である。

（ａＢｂＣＯモードおよびｂＢａＣＯモードにおける回路動作）
次に、ａＢｂＣＯモードおよびｂＢａＣＯモードでの回路動作を、図１５から図１８を用いて説明する。

［ａＢｂＣＯモードにおける回路動作］
図１５には、ａＢｂＣＯモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図１５（ａ）を参照して、ａＢｂＣＯモードにおいては、システムメインリレーＳＭＲ２がオフ状態とされることによって、直流電源１０ｂが電源システム５から電気的に遮断されている。この状態で、スイッチング動作によって、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。

ここで、ａＢＣＯモードにおける回路動作を、ａＢモードにおける回路動作と共通とすると、ＤＣ／ＤＣ変換の実行中に平滑コンデンサＣｂの電圧が上昇し、平滑コンデンサＣｂが過電圧状態に至る可能性がある。具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２をオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路３５１が形成される。このとき、この出力エネルギの一部を平滑コンデンサＣｂが受ける場合がある。平滑コンデンサＣｂは直流電源１０ｂに比べて容量が小さいため、このエネルギを受けて平滑コンデンサＣｂの電圧が徐々に上昇し、過電圧状態に至ってしまう虞がある。

そこで、ａＢｂＣＯモードでは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によって、平滑コンデンサＣｂの端子間を短絡させた状態を維持した上で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。

具体的には、図１５（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３をオン固定することにより、平滑コンデンサＣｂの端子間を短絡させる。そして、スイッチング素子Ｓ４をオンし、スイッチング素子Ｓ１をオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路３８０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図１５（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ４をオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１をオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路３８１が形成される。

スイッチング素子Ｓ２およびＳ３をオン固定したまま、スイッチング素子Ｓ４がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことにより、図１５（ａ）の電流経路３８０および図１５（ｂ）の電流経路３８１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１を等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ４を等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が直流電源１０ａに対して構成される。なお、このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、上記（１）式に示す関係が成立する。すなわち、（１）式のＤａは、スイッチング素子Ｓ４がオンされる期間のデューティ比を示している。

図１６には、ａＢｂＣＯモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

ａＢｂＣＯモードでは、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（１）式のデューティ比Ｄａが演算される。そして、キャリア波ＣＷａとデューティ比Ｄａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。制御パルス信号／ＳＤａは、制御パルス信号ＳＤａの反転信号である。

図１９に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）の論理演算に基づいて設定することができる。制御パルス信号ＳＤａは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａによって得られる。なお、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御信号ＳＧ２，ＳＧ３をＨレベルに固定することにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３はオン固定される。

［ｂＢａＣＯモードにおける回路動作］
図１７には、ｂＢａＣＯモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

図１７（ａ）を参照して、ｂＢａＣＯモードにおいては、システムメインリレーＳＭＲ１がオフ状態とされることによって、直流電源１０ａが電源システム５から電気的に遮断されている。この状態で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ制御によって、平滑コンデンサＣａの端子間を短絡させた状態を維持した上で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換を実行する。これにより、ＤＣ／ＤＣ変換の実行中に平滑コンデンサＣａの電圧が上昇し、平滑コンデンサＣａが過電圧状態に至るのを防止することができる。

具体的には、図１７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４をオフ固定することにより、平滑コンデンサＣａの端子間を短絡させる。そして、スイッチング素子Ｓ２をオンし、スイッチング素子Ｓ１をオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路３９０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

これに対して、図１７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２をオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１をオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路３９１が形成される。

スイッチング素子Ｓ３およびＳ４をオフ固定したまま、スイッチング素子Ｓ２がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２がオフされている第２の期間とを交互に繰り返すことにより、図１７（ａ）の電流経路３９０および図１７（ｂ）の電流経路３９１が交互に形成される。

この結果、スイッチング素子Ｓ１を等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２を等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が直流電源１０ｂに対して構成される。なお、このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、上記（２）式に示す関係が成立する。すなわち、（２）式のＤｂは、スイッチング素子Ｓ２がオンされる期間のデューティ比を示している。

図１８には、ｂＢａＣＯモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

ｂＢａＣＯモードでは、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊−ＶＨ）を補償するように、（２）式のデューティ比Ｄｂが演算される。そして、キャリア波ＣＷｂとデューティ比Ｄｂとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤｂの反転信号である。

図１９に示されるように、制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定することができる。制御パルス信号ＳＤｂは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２の制御信号ＳＧ２とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｂによって得られる。なお、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の制御信号ＳＧ３，ＳＧ４をＨレベルに固定することにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４はオン固定される。

（制御モードの選択処理）
次に本実施の形態に従う電力変換器制御における制御モードの選択処理について説明する。

図２０には、図３に示した各動作モードにおける直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比（ｋ）の制御可否、および、出力電圧ＶＨの設定可能範囲が示される。

図２０を参照して、ＰＢモードでは、電流制御対象となる直流電源での電流指令値の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。なお、電力分配比ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの出力電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。すなわち、ＰＢモードでは、０〜１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。なお、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、電圧ＶａおよびＶｂの最大値であるｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から、出力電圧ＶＨの制御上限値である上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）≦ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。なお、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）について、Ｖａ＞Ｖｂのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖａであり、Ｖｂ＞Ｖａのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖｂである。また、上限電圧ＶＨｍａｘは、部品の耐圧等を考慮して定められる上限値である。

ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、（４）式に示したように、電圧Ｖａ，Ｖｂによって自動的に決まるため、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。また、出力電圧ＶＨは（Ｖａ＋Ｖｂ）よりも低く設定することができない。ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

ａＢモードでは、直流電源１０ａのみが使用されるので電力分配比ｋ＝１．０に固定される。そして、式（１）のデューティ比Ｄａに基づいて図８に示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

ｂＢモードでは、直流電源１０ｂのみが使用されるため、電力分配比ｋ＝０に固定される。そして、式（２）のデューティ比Ｄｂに基づいて図８に示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）からＶＨｍａｘの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

ａＢｂＣＯモードでは、直流電源１０ａのみが使用されるため、電力分配比ｋ＝１．０に固定される。そして、式（１）のデューティ比Ｄａに基づいて図１５に示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ＶａからＶＨｍａｘの範囲内で制御することができる（Ｖａ＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

ｂＢａＣＯモードでは、直流電源１０ｂのみが使用されるため、電力分配比ｋ＝０に固定される。そして、式（２）のデューティ比Ｄｂに基づいて図１７に示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ＶｂからＶＨｍａｘの範囲内で制御することができる（Ｖｂ＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

ＰＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に電力線２０に対して接続される。このため、電力分配比ｋは、直流電源１０ａおよび１０ｂの内部抵抗に依存して一意に決まるので、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。具体的には、直流電源１０ａの内部抵抗Ｒａおよび直流電源１０ｂの内部抵抗Ｒを用いると、ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）となる。また、ＶＨ＝Ｖａ（ＶＨ＝Ｖｂ）に固定されるため、電圧指令値ＶＨ＊に応じて出力電圧ＶＨを制御することはできない。なお、上述のように、ＰＤモードは、電圧ＶａおよびＶｂの電圧差が小さいときに限定して適用することができる。

ＳＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列に電力線２０に対して電気的に接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂに固定される。すなわち、電圧指令値ＶＨ＊に応じて出力電圧ＶＨを制御することはできない。また、電力分配比ｋは、ＳＢモードと同様に、電圧ＶａおよびＶｂに従って自動的に決まるため、任意には制御できない。

ａＤモードの適用時には、上述のようにＶａ＞Ｖｂが条件であるため、直流電源１０ｂが電力線２０から切り離される一方で、直流電源１０ａが電力線２０に対して接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖａに固定される。また、電力供給は直流電源１０ａからのみ実行されるので、電力分配比ｋ＝１．０に固定される。

同様に、ｂＤモードの適用時には、上述のようにＶｂ＞Ｖａが条件であるため、直流電源１０ａが電力線２０から切り離される一方で、直流電源１０ｂが電力線２０に対して接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖｂに固定される。また、電力供給は直流電源１０ｂからのみ実行されるので、電力分配比ｋ＝０に固定される。

図２０から理解されるように、各動作モードにおいて、電力変換器５０が出力可能な出力電圧ＶＨの範囲が異なる。また、ＰＢモードでは直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力配分が制御可能である一方で、その他のＳＢモード、ＳＤモード、ａＢモード、ｂＢモード、ａＢｂＣＯモード、ｂＢａＣＯモード、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力配分が任意には制御できない
（昇圧モードにおける制御動作）
図２１は、昇圧モードに属する各動作モードにおける制御信号および制御データの設定を説明する図表である。図２１を参照して、昇圧モードにおける各動作モードは、共通の制御構成において、電力分配比ｋ、電流フィードバック制御の実行対象となる直流電源、および制御信号ＳＧ１〜ＳＧ４の演算ロジックを変更することにより、動作モードの違いに対応している。

ＰＢモードでは、０≦ｋ≦１．０の任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。電力分配比ｋは、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂの状態（たとえば、ＳＯＣのバランスないし上下限電力のバランス）、あるいは出力電力レベル（ＰＨ）等に基づいて決めることができる。

循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ｂを充電するための直流電源１０ａからの出力電力に相当する。循環電力値Ｐｒが設定されないとき（Ｐｒ＝０）には、直流電源１０ａおよび１０ｂの間での充放電は実行されない。一方、たとえば、直流電源１０ａ，１０ｂのＳＯＣが不均衡である場合には、低ＳＯＣ側の直流電源の充電を促進するように循環電力値Ｐｒを設定する。ＰＢモードでは、循環電力値Ｐｒについても制御上は任意の値に設定することができる。ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な総電力指令値ＰＨ＊は、電力分配比ｋに従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に分配される。そして、電力指令値Ｐａ＊と電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電流Ｉａの電流指令値Ｉａ＊が設定されるとともに、電力指令値Ｐｂ＊と電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電流Ｉｂの電流指令値Ｉｂ＊が設定される。この設定された電流指令値Ｉａ＊，Ｉｂ＊に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの両方の電流Ｉａ，Ｉｂが制御される。

ａＢモードでは、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向ＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

ａＢモードでは、直流電源１０ｂが非使用（充放電回避）とされるので、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。さらに、電力分配比ｋ＝１．０に固定することにより、電力指令値Ｐａ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐｂ＊＝０に設定される。さらに、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づいて、直流電源１０ａの電流Ｉａが制御される。

ｂＢモードでは、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

ｂＢモードにおいても、ＰＢモードおよびａＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。ｂＢモードでは直流電源１０ａは不使用とされるので、循環電力値Ｐｒ＝０に固定される。さらに、電力分配比ｋ＝０に固定することにより、電力指令値Ｐｂ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐａ＊＝０に設定される。さらに、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐｂ＊に従って設定された電流指令値Ｉｂ＊と電流Ｉｂの検出値との電流偏差に基づいて、直流電源１０ｂの電流Ｉｂが制御される。

ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂを流れる電流は共通となる（Ｉａ＝Ｉｂ）。このため、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、ＳＢモードにおける電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、上記（４）式に従って自動的に決まる。ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、式（４）に沿って求められる式（５）に従って、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂの現在値（検出値）に基づいて設定される。

ｋ＝Ｖａ／（Ｖａ＋Ｖｂ） …（５）
また、ＳＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ間での充放電はできないので、循環電力値Ｐｒ＝０に設定される。ＳＢモードでは、ＰＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。総電力指令値ＰＨ＊は、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂの間での、現在の電圧Ｖａ，Ｖｂに基づく電力分配比ｋに従って、電力指令値Ｐａ＊およびＰｂ＊に分配される。

ＳＢモードでは、Ｉａ＝Ｉｂのため電流フィードバック制御は、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみで実行する。たとえば、直接電力指令値を制限することが可能である、すなわち、厳格に過電力から保護される直流電源１０ａに対して電流フィードバック制御が実行される。

ａＢｂＣＯモードでは、図１５（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向ＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。具体的には、図１５（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ４は、制御パルス信号ＳＤａに従ってオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１は、制御パルス信号／ＳＤａに従ってオンオフ制御される。スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３はオン固定される。

ａＢｂＣＯモードでは、ａＢモードと同様に、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるとともに、電力分配比ｋ＝１．０に固定される。さらに、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、ａＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づいて、直流電源１０ａの電流Ｉａが制御される。

ｂＢａＣＯモードでは、図１７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢａＣＯモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が制御される。具体的には、図１７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２は、制御パルス信号ＳＤｂに従ってオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１は、制御パルス信号／ＳＤｂに従ってオンオフ制御される。スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４はオン固定される。

ｂＢａＣＯモードにおいても、ｂＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。ｂＢａＣＯモードでは、ｂＢモードと同様に、循環電力値Ｐｒ＝０に固定されるとともに、電力分配比ｋ＝０に固定される。さらに、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、ｂＢモードと同様に、電力指令値Ｐｂ＊に従って設定された電流指令値Ｉｂ＊と電流Ｉｂの検出値との電流偏差に基づいて、直流電源１０ｂの電流Ｉｂが制御される。

本実施の形態に従う電力変換器制御では、図１に示した電力変換器５０の制御動作について、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御する昇圧モードに属する各動作モード間で、共通の制御演算を適用することができる。このため、複数の動作モードを選択的に適用する電力変換器５０の制御演算負荷を軽減することができる。

図２２には、動作モードを選択する際の制御処理を説明するフローチャートである。たとえば、制御装置４０が予め格納されたプログラムを実行することにより、フローチャートに従った一連の制御処理が制御周期毎に実行される。

図２２を参照して、制御装置４０は、負荷３０の駆動中、ステップＳ１０により、システムメインリレーＳＭＲ１がオン状態とされているか否かを判定する。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、通常、電源システム５の起動時に制御装置４０によってオン状態にされると、電源システム５の停止時までオン状態に維持される。制御装置４０は、負荷３０の駆動中、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（電源状態）を監視している。電源状態は、たとえば、電圧Ｖａ，Ｖｂ、電流Ｉａ，Ｉｂ、温度Ｔａ，Ｔｂ等を含む。そして、制御装置４０は、直流電源１０ａに故障が検出された場合には、システムメインリレーＳＭＲ１をオン状態からオフ状態に切り替えることによって、直流電源１０ａを電源システム５から電気的に遮断させる。

制御装置４０は、システムメインリレーＳＭＲ１がオフ状態とされているとき、すなわち、直流電源１０ａが電源システム５から電気的に遮断されているときには（ステップＳ１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３０により、電力変換器５０が有する複数の動作モード（図３）の中からｂＢａＣＯモードを選択する。これにより、図１７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。

一方、制御装置４０は、システムメインリレーＳＭＲ１がオン状態とされているとき（ステップＳ１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２０により、システムメインリレーＳＭＲ２がオン状態とされているか否かを判定する。制御装置４０は、直流電源１０ｂに故障が検出された場合には、システムメインリレーＳＭＲ２をオン状態からオフ状態に切り替えることによって、直流電源１０ｂを電源システム５から電気的に遮断させる。

制御装置４０は、システムメインリレーＳＭＲ２がオフ状態とされているとき、すなわち、直流電源１０ｂが電源システム５から電気的に遮断されているときには（ステップＳ２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ４０により、電力変換器５０が有する複数の動作モードの中からｂＢａＣＯモードを選択する。これにより、図１５（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向ＤＣ／ＤＣ変換が実行される。

これに対して、制御装置４０は、システムメインリレーＳＭＲ１およびＳＭＲ２がともにオン状態とされているときには（ステップＳ２０のＹＥＳ判定時）、ステップＳ５０により、複数の動作モードのうち、昇圧モード（ＰＢモード、ａＢモード、ｂＢモード、ＳＢモード）および直結モード（ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＳＤモード）の合計８個の動作モードのうちのいずれかを選択する。そして、制御装置４０は、選択した動作モードを電力変換器５０に適用することにより、直流電源１０ａおよび／または１０ｂと、電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する。

なお、ステップＳ２０における動作モードの選択は、負荷３０の動作状態（たとえば、トルクおよび回転数）に応じて求められた出力電圧ＶＨに関する負荷要求電圧と、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態とに応じて実行される。たとえば、制御装置４０は、複数の動作モードのうちの負荷要求電圧以上の電圧を電力変換器５０が出力可能な動作モード群を選択する。そして、制御装置４０は、当該動作モード群のうちから、現在の動作状態に応じて電源システム５の電力損失が最小となる動作モードを選択する。

このように、本実施施の形態に従う電源システムの制御によれば、複数の直流電源のうちのいずれかの直流電源において故障が生じても、当該直流電源に対応する平滑コンデンサの過充電から電源システムを保護しつつ、他の直流電源を有効活用して負荷電力を確保することができる。たとえば、負荷３０が電動車両の走行用電動機を含む構成である場合には（図２）、直流電源１０ａ，１０ｂのうちの一方の直流電源に故障が生じても、他方の直流電源を有効活用して車両駆動力を確保することができる。

なお、本実施の形態において、負荷３０は、直流電圧（出力電圧ＶＨ）によって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本実施の形態では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、本発明の適用はこのような負荷に限定されるものではない。

また、本実施の形態では、２個の直流電源１０ａ，１０ｂと、共通の電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する電力変換器５０を例示したが、３個以上の直流電源が設けられる構成に対しても、同様に本発明を適用することが可能である。たとえば、ｎ個（ｎ≧３）の直流電源のそれぞれに対応して昇圧チョッパ回路を設けるように電力変換器５０を構成することができる。このような構成においても、ｎ個の直流電源のうちの１つの直流電源が電源システムから電気的に遮断された場合には、複数のスイッチング素子が形成する昇圧チョッパ回路によって、当該１つの直流電源に対応する平滑コンデンサの端子間を短絡させるとともに、他の（ｎ−１）個の直流電源および電力線（負荷）の間で双方向ＤＣ／ＤＣ変換を実行することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、複数の直流電源を有する電源システムに適用することができる。

５ 電源システム、１０ａ，１０ｂ 直流電源、２０ 電力線、２１ 接地配線、３０ 負荷、３２ インバータ、３５ モータジェネレータ、３６ 動力伝達ギヤ、３７ 駆動輪、４０ 制御装置、５０ 電力変換器、１０１，１０２ 動作点、１１０，１２０ 動作領域、Ｃａ，Ｃｂ，ＣＨ 平滑コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード、ＳＭＲ１，ＳＭＲ２ システムメインリレー。

Claims (4)

1. 電源システムであって、
   負荷と、
   前記負荷に接続された電力線と、
   複数の直流電源と、
   複数のスイッチング素子を含み、前記複数の直流電源および前記電力線の間に接続された電力変換器と、
   前記複数の直流電源の各々と前記電力変換器との間に接続された複数の平滑コンデンサと、
   前記複数の直流電源および前記複数の平滑コンデンサの間にそれぞれ設けられ、対応する直流電源を前記電源システムから電気的に遮断するための複数の開閉装置と、
   前記複数のスイッチング素子のオンオフおよび前記複数の開閉装置の開閉を制御するための制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記複数の直流電源のうちの１つの直流電源に対応する開閉装置が開状態にされている場合には、前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記１つの直流電源に対応する平滑コンデンサの端子間を短絡した状態に維持するとともに、その他の直流電源と前記電力線との間で直流電圧変換を実行する、電源システム。
2. 前記複数の直流電源は、第１および第２の直流電源によって構成され、
   前記複数のスイッチング素子は、
   第１のノードおよび前記電力線の間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
   第２のノードおよび前記第１のノードの間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第２の直流電源の負極端子に電気的に接続された第３のノードおよび前記第２のノードの間に電気的に接続された第３のスイッチング素子と、
   前記第１の直流電源の負極端子に電気的に接続された配線および前記第３のノードの間に電気的に接続された第４のスイッチング素子を含み、
   前記電力変換器は、
   前記第２のノードおよび前記配線の間に前記第１の直流電源と直列に接続された第１のリアクトルと、
   前記第１のノードおよび前記第３のノードの間に前記第２の直流電源と直列に接続された第２のリアクトルとをさらに含み、
   前記複数の平滑コンデンサは、前記第１の直流電源と並列に接続された第１の平滑コンデンサと、前記第２の直流電源に並列に接続された第２の平滑コンデンサによって構成され、
   前記複数の開閉装置は、前記第１の直流電源と前記第１の平滑コンデンサとの間に接続された第１の開閉装置と、前記第２の直流電源と前記第２の平滑コンデンサとの間に接続された第２の開閉装置とによって構成される、請求項１に記載の電源システム。
3. 前記制御装置は、前記第１の開閉装置が開状態にされている場合には、前記第３および第４のスイッチング素子をオンに固定するとともに、前記第１および第２のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする、請求項２に記載の電源システム。
4. 前記制御装置は、前記第２の開閉装置が開状態にされている場合には、前記第２および第３のスイッチング素子をオンに固定するとともに、前記第１および第４のスイッチング素子をデューティ制御に従ってオンオフする、請求項２に記載の電源システム。

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