JP5487675B2 - モータ駆動装置及び電動車両 - Google Patents

Description

本発明は、電源として二次電池と電圧可変形エネルギー貯蔵素子とを併用したモータ駆動装置、及び、このモータ駆動装置を搭載した電動車両に関するものである。

モータ駆動装置において、回生時のエネルギーを効率良く回収するため、電源として充放電特性に優れた電気二重層キャパシタ等の電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、充放電における効率は劣るが安定的に電源を供給可能な鉛蓄電池等の二次電池とを組み合わせたシステムとして、特許文献１に記載された従来技術が知られている。
また、電圧可変形エネルギー貯蔵素子の貯蔵エネルギー量を調整するため、前記エネルギー貯蔵素子の端子電圧を制御し、エネルギー貯蔵素子と二次電池との間でエネルギーの授受を自由に制御可能としたモータ駆動装置として、特許文献２に記載された従来技術がある。
更に、特許文献３には、二次電池と電圧可変形エネルギー貯蔵素子との充放電エネルギーの分担に関し、前記エネルギー貯蔵素子によるエネルギーの授受を二次電池よりも優先させることで電源効率の向上、二次電池の寿命向上を図る技術が開示されている。

一般的に、鉛蓄電池のような二次電池より電気二重層キャパシタ等の電圧可変形エネルギー貯蔵素子の方が、内部抵抗が小さい。
ここで、数式１に示すように、電源のエネルギー損失Ｅ_ｌｏｓｓは、電源の内部抵抗Ｒと、電流ｉの２乗を充放電時間Ｔにわたって積分した値との積によって決まる。

このため、モータ駆動装置の電源として二次電池と電圧可変形エネルギー貯蔵素子とを併用したシステムを構成し、大電流を必要とする加速時または減速時には内部抵抗が小さい電圧可変形エネルギー貯蔵素子を優先的に使用してエネルギーを授受させれば、エネルギー損失Ｅ_ｌｏｓｓを小さくして電源効率を高めることができる。また、これに伴って二次電池の充放電量及び充放電頻度が減少するので、二次電池の寿命向上も期待することができる。

特開２００１−３５９２４４号公報（段落［０００９］〜［００１９］、図１〜図３等） 特許３８７４３４４号公報（段落［００１４］〜［００３０］、図４〜図６等） 特開２００８−６１４０５号公報（段落［００１３］〜［００３７］、図１等）

一方、図１９に示すように、二次電池（鉛蓄電池、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池等）は、一般的に低温において電極の反応性が低下するため、放電容量が減少する特徴がある。
前述したように、二次電池と電圧可変形エネルギー貯蔵素子とを併用したシステムでは、前記エネルギー貯蔵素子により大電流の充放電を優先的に行わせることで、二次電池の内部抵抗に起因する損失は低減することができるが、これによって二次電池本体の温度上昇が少なくなるため、低温時に放電容量が減少することになる。従って、周囲温度が低い環境のもとでは二次電池が有するエネルギーを十分に利用できない事態が生じる。

そこで、本発明の解決課題は、周囲温度が低い場合でも二次電池の放電容量の減少を防ぎ、エネルギー利用効率を高めたモータ駆動装置、及び、このモータ駆動装置を搭載した電動車両を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係るモータ駆動装置は、第１の電力変換器と、第１の電力変換器の交流出力側に接続された第１のモータと、第１のモータの中性点と第１の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第１の電源としての二次電池と、を有する第１モータ駆動ユニットと、
第２の電力変換器と、第２の電力変換器の交流出力側に接続された第２のモータと、第２のモータの中性点と第２の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第２の電源としての電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、を有する第２モータ駆動ユニットと、
第１，第２の電力変換器を構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
を備え、かつ、
第１，第２モータ駆動ユニットの直流母線を共通接続してなるモータ駆動装置において、
前記制御回路は、
前記二次電池の温度に基づいて前記二次電池及び前記エネルギー貯蔵素子の充放電電流の分配率を設定し、この分配率に基づいて第１，第２の電力変換器を構成する半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段を備えたものである。

請求項２に係るモータ駆動装置は、請求項１に記載したモータ駆動装置において、前記制御回路は、前記分配率に従って第１，第２の電力変換器の零相分電圧指令を生成し、これらの零相分電圧指令を各電力変換器の正相分電圧指令にそれぞれ加算して最終的な出力電圧指令を生成するものである。

請求項３に係るモータ駆動装置は、請求項１または２に記載したモータ駆動装置において、
前記制御回路は、前記二次電池の温度が予め設定した閾値以下であるときに、前記二次電池による充放電電流が前記エネルギー貯蔵素子による充放電電流よりも多くなるように前記分配率を設定するものである。
これにより、低温時において、二次電池を優先的に充放電させ、その損失により二次電池自体の温度を上昇させることができるため、二次電池の放電容量の減少を防いでエネルギーの利用効率を高めることができる。

請求項４に係るモータ駆動装置は、請求項１〜３の何れか１項に記載したモータ駆動装置において、前記制御回路に入力される前記二次電池の温度が、前記二次電池の温度検出値、または、前記二次電池の充放電電流及び周囲温度から演算した温度推定値であることを特徴とする。

請求項５に係る電動車両は、請求項１〜４の何れか１項に記載したモータ駆動装置を搭載したことを特徴とする。

本発明によれば、二次電池の温度に応じて充放電電流の分配率を制御することにより、低温時に電極の反応性が低下して放電容量が減少する二次電池により優先的に充放電を行わせ、その充放電電流により二次電池自体の温度を上昇させて放電容量を回復させることができる。これにより、二次電池ひいてはエネルギーの利用効率を向上させることが可能になる。

本発明の基本形態を示す構成図である。 図１における三相インバータの構成図である。 図１における電流可逆型コンバータの構成図である。 図１における制御回路の構成を示すブロック図である。 基本形態における充放電電流分配率を決定するフローチャートである。 鉛蓄電池の温度検出値と充放電電流分配率との関係を示す図である。 図４における充放電制御部の構成を示すブロック図である。 図７におけるＰＩ調節手段から出力される電圧指令値とコンバータを構成するスイッチング素子のオン時比率との関係を示す図である。 本発明の第１実施形態を示す構成図である。 三相インバータによるモータ駆動装置の一例を示す回路図である。 図１０の零相分等価回路図である。 第１実施形態における電圧指令の制御ブロック図である。 図９の零相分等価回路図である。 図９の正相分等価回路図である。 図９における制御回路の構成を示すブロック図である。 図１５における電流指令分配部の動作説明図である。 第２実施形態の主要部である温度推定手段の構成図である。 図１７における温度上昇推定演算部の動作説明図である。 二次電池の放電容量の温度特性を示す図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の基本形態を示す構成図である。この基本形態は、本発明に係るモータ駆動装置が搭載された電動車両を想定したものである。

図１において、１は第１の電源である二次電池としての鉛蓄電池であり、その両端の直流母線の正極Ｐ及び負極Ｎには、第１の電力変換器である電流可逆型コンバータ１００及び第２の電力変換器である三相インバータ２００が互いに並列に接続されている。また、前記コンバータ１００には、第２の電源である電圧可変形エネルギー貯蔵素子としての電気二重層キャパシタ（以下、単にキャパシタもいう）２も接続されており、コンバータ１００の直流入出力端子の一方に鉛蓄電池１が接続され、他方にキャパシタ２が接続された構成となっている。
インバータ２００の交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには車両駆動用の三相のモータ（例えば永久磁石モータ）Ｍが接続され、その出力軸は減速ギア及びデファレンシャルギアからなるギアユニット４を介して左右の車輪５に連結されている。

６ａ，６ｂ，６ｃは、それぞれ鉛蓄電池１の電流、コンバータ１００の電流、モータＭの電流を検出する電流検出手段、７は鉛蓄電池１の温度を検出する温度検出手段、８はキャパシタ２の電圧を検出する電圧検出手段、９はモータＭの磁極位置を検出する磁極位置検出手段である。

三相インバータ２００は、図２に示すようにダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Ｔ_ｕ，Ｔ_ｘ，Ｔ_ｖ，Ｔ_ｙ，Ｔ_ｗ，Ｔ_ｚから構成され、後述する制御回路３００から各スイッチング素子Ｔ_ｕ〜Ｔ_ｚにゲート信号が与えられる。
また、電流可逆型コンバータ１００も、図３に示すごとくダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２の直列回路とリアクトル１０１とから構成されており、前記制御回路３００により各スイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２にゲート信号が与えられる。

制御回路３００はマイコン３０１及び記憶装置３０２を備え、更に、信号を入出力するためのインターフェース回路（図示せず）を備えている。この制御回路３００は、外部から入力された加速指令及び制動指令と、前記各検出手段６ａ，６ｂ，６ｃ，７，８，９による検出値とに基づいて、コンバータ１００及びインバータ２００の半導体スイッチング素子に与えるゲート信号を生成し、後述するように鉛蓄電池１及びキャパシタ２の充放電制御とモータＭの制御とを行うものである。

図４は、制御回路３００の内部構成を示すブロック図である。この制御回路３００の機能は、以下の二つに大別される。
第１の制御は、インバータ制御部３２０によりインバータ２００のスイッチング素子Ｔ_ｕ〜Ｔ_ｚをオンオフさせてモータＭに所定の電流を通流するモータ制御である。すなわち、外部から入力された加速指令及び制動指令に基づき、前記電流検出手段６ｃからの電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗ及び磁極位置検出手段９からの磁極位置検出値θを用いて三相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を生成すると共に、これらの三相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に従って、ＰＷＭ演算部２２２がインバータ２００のスイッチング素子Ｔ_ｕ〜Ｔ_ｚに対するゲート信号Ｇ_ｕ〜Ｇ_ｚを出力する。これにより、モータＭの電流ひいてはトルクが所定値に制御される。
なお、この種のインバータによるモータの制御方法については周知であるため、ここでは詳述を省略する。

第２の制御は、コンバータ制御部３１０によるキャパシタ２及び鉛蓄電池１の充放電制御である。
コンバータ制御部３１０は、充放電電流分配率演算部３１１、充放電制御部３１２及びＰＷＭ演算部３１３を備えている。
充放電電流分配率演算部３１１は、温度検出手段７により得た鉛蓄電池１の温度検出値ｔｍｐから鉛蓄電池１とキャパシタ２との充放電電流の分配率を決定する。また、充放電制御部３１２は、充放電電流分配率演算部３１１による演算結果（充放電電流分配率）ｋと、電流検出手段６ａ，６ｂにより得た鉛蓄電池１及びコンバータ１００の電流検出値Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃと、電圧検出手段８により得たキャパシタ２の端子電圧検出値Ｖ_ｃとに基づいて、電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊を生成する。この電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊はＰＷＭ演算部３１３に入力され、コンバータ１００のスイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２に対するゲート信号Ｇ_１，Ｇ_２が生成される。これにより、鉛蓄電池１及びキャパシタ２の充放電電流が充放電電流分配率ｋに従って分担されるような制御が実行される。

次いで、図４における充放電電流分配率演算部３１１について説明する。
インバータ２００から要求された電力をまかなう電流は鉛蓄電池１及びキャパシタ２の両方から供給されるが、前述した充放電電流分配率ｋとは、上記電流のうちキャパシタ２が分担する充放電電流の比率をいい、ｋ＝１で全電流をキャパシタ２が分担し、ｋ＝０で全電流を鉛蓄電池１が分担する。

図５は、充放電電流分配率演算部３１１が充放電電流分配率ｋを決定するためのフローチャートである。
前後するが、図５のフローチャートにおいて引用される図６について説明する。図６は、鉛蓄電池１の温度検出値ｔｍｐとそれに対応する充放電電流率分配率ｋとの関係を示しており、温度検出値ｔｍｐが低温であるほど充放電電流分配率ｋを小さくして鉛蓄電池１からの充放電量を増やし、温度検出値ｔｍｐが高温であるほど充放電電流分配率ｋを大きくしてキャパシタ２からの充放電量を増やすように温度検出値ｔｍｐと充放電電流分配率ｋとの関係を設定する。

図５のフローチャートでは、モータＭが運転を開始してから（ステップＳ１）、モータＭが駆動（力行）状態か制動（回生）状態かを判断し（Ｓ２）、更に、キャパシタ２の電圧検出値Ｖ_ｃと放電終止電圧Ｖ_ｃｍｉｎまたは充電終止電圧Ｖ_ｃｍａｘとを比較してｋの値を決定する（Ｓ３，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ８）と共に、図６の関係から温度検出値ｔｍｐに従ってｋの値を決定する（Ｓ４，Ｓ７）。
ここで、キャパシタ２の充電終止電圧Ｖ_ｃｍａｘは、使用するキャパシタで規定されている最高電圧に基づいて予め設定しておく。また、キャパシタ２の放電終止電圧Ｖ_ｃｍｉｎは、キャパシタ電圧が低い状態でキャパシタから電力を供給しようとすると電流が増大するので、コンバータ１００を構成するスイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２の電流容量に基づいて予め設定しておくことが望ましい。

以上の手順により、モータＭが駆動状態でキャパシタ２の電圧検出値Ｖ_ｃが放電終止電圧Ｖ_ｃｍｉｎ以上であれば充放電電流分配率ｋを図６によって決定し（Ｓ２Ｙｅｓ，Ｓ３Ｙｅｓ，Ｓ４）、また、モータＭが駆動状態で電圧検出値Ｖ_ｃが放電終止電圧Ｖ_ｃｍｉｎ未満であれば、充放電電流分配率ｋを０として鉛蓄電池１のみを放電させる（Ｓ２Ｙｅｓ，Ｓ３Ｎｏ，Ｓ５）。
一方、モータＭが制動状態で電圧検出値Ｖ_ｃが充電終止電圧Ｖ_ｃｍａｘ未満であれば充放電電流分配率ｋを図６によって決定し（Ｓ２Ｎｏ，Ｓ６Ｙｅｓ，Ｓ７）、また、モータＭが制動状態で電圧検出値Ｖ_ｃが充電終止電圧Ｖ_ｃｍａｘ以上であれば、充放電電流分配率ｋを０として鉛蓄電池１のみを充電する（Ｓ２Ｎｏ，Ｓ６Ｎｏ，Ｓ８）。
このようにして決定された充放電電流分配率ｋが、図４の充放電制御部３１２に送られることになる。

次に、充放電制御部３１２について説明する。
充放電制御部３１２は、鉛蓄電池１及びキャパシタ２の充放電電流が充放電電流分配率ｋに従って分担されるように、ＰＷＭ演算部３１３に対して電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊を送る。
ここで、図１における直流母線の正負極Ｐ，Ｎからインバータ２００へ供給される電力Ｐ_ＩＮＶは、数式２によって表される。

ここで、Ｖ_ｂは鉛蓄電池１の電圧、Ｉ_ＩＮＶは直流母線からインバータ２００へ供給される電流である。
また、鉛蓄電池１の電流検出値Ｉ_ｂとコンバータ１００の出力電流検出値Ｉ_ｃと上記電流Ｉ_ＩＮＶとの間には、数式３の関係がある。

電流Ｉ_ＩＮＶはモータＭの出力により決まっているので、数式３によれば、コンバータ１００の出力電流Ｉ_ｃを制御すれば鉛蓄電池１の電流Ｉ_ｂを制御することができる。これは、鉛蓄電池１及びキャパシタ２の充放電電流分配率ｋによってインバータ２００へ供給するエネルギーを調節できることを意味する。
コンバータ１００の出力電流Ｉ_ｃを制御するには、コンバータ１００の出力電圧を制御すればよい。
すなわち、コンバータ１００の出力電圧を鉛蓄電池１の電圧より高く設定すれば、両電圧の差に応じてキャパシタ２からエネルギーを放出（放電）することができ、逆にコンバータ１００の出力電圧を鉛蓄電池１の電圧より低く設定すれば、両電圧の差に応じてキャパシタ２がエネルギーを吸収（充電）することができる。

図７は、図４の充放電制御部３１２の構成を示すブロック図である。
鉛蓄電池１及びキャパシタ２の充放電電流が充放電電流分配率ｋに従って分担されるように自動制御するには、図７に示す如く充放電電流分配率ｋを指令値として、乗算手段３１２ａにより駆動時と制動時とで指令値の極性を反転させると共に、上記指令値と、直流母線からインバータ２００に流入する電流Ｉ_ＩＮＶ（＝Ｉ_ｂ＋Ｉ_ｃ）のうちコンバータ１００の出力電流Ｉ_ｃの割合であるＩ_ｃ／（Ｉ_ｂ＋Ｉ_ｃ）との偏差を減算手段３１２ｂにより求め、ＰＩ調節手段３１２ｃによって上記偏差をゼロとするように調節動作するフィードバック回路を構成すれば良い。そして、ＰＩ調節手段３１２ｃの出力信号をコンバータ１００の電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊としてＰＷＭ演算部３１３に送れば良い。

図８は、上記電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊とコンバータ１００を構成するスイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２のオン時比率との関係を示したものである。
この図８に基づき、駆動（力行）時と制動（回生）時の充放電動作は以下のようになる。

駆動（力行）時は、電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊が正方向に増加すると、図３のスイッチング素子Ｔ_２のオン時比率が大きくなってコンバータ１００の出力電圧を上昇させ、キャパシタ２からの放電電流を増加させることができる。また、電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊が負方向に増加すると、スイッチング素子Ｔ_２のオン時比率が小さくなってコンバータ１００の出力電圧を低下させ、鉛蓄電池１からの放電電流を増加させることができる。
制動（回生）時は、電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊が正方向に増加すると、スイッチング素子Ｔ_２のオン時比率が大きくなってコンバータ１００の出力電圧を上昇させ、鉛蓄電池１への充電電流を増加させることができる。また、電圧指令値Ｖ_ｃｏｎ ^＊が負方向に増加すると、スイッチング素子Ｔ_２のオン時比率が小さくなってコンバータ１００の出力電圧を低下させ、キャパシタ２への充電電流を増加させることができる。
以上から、鉛蓄電池１及びキャパシタ２の充放電電流が充放電電流分配率ｋに従って分担されるように制御することができる。

次に、図９は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１〜３に対応している。この実施形態は、２つの電源を用いて２台の交流モータ（例えば永久磁石モータ）Ｍ_１，Ｍ_２を駆動するシステムであり、第１モータ駆動ユニット２１１及び第２モータ駆動ユニット２１２と、これらの直流母線に共通して接続された直流中間コンデンサ１１とを備えている。

以下、その回路構成を詳述する。
第１モータ駆動ユニット２１１は、半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６からなる第１の電力変換器としての三相インバータ２０１と、その三相出力端子に固定子巻線が接続された第１のモータＭ_１と、モータＭ_１の中性点と直流母線の負極Ｎとの間に接続された第１の電源である二次電池としての鉛蓄電池１と、を備えている。なお、６ｃ_１，１０_１は電流検出手段、７は前記同様に温度検出手段、９_１は磁極位置検出手段である。

一方、第２モータ駆動ユニット２１２は、半導体スイッチング素子Ｔ_２１〜Ｔ_２６からなる第２の電力変換器としての三相インバータ２０２と、その三相出力端子に固定子巻線が接続された第２のモータＭ_２と、モータＭ_２の中性点と直流母線の負極Ｎとの間に接続された第２の電源である電圧可変形エネルギー貯蔵素子としての電気二重層キャパシタ２と、を備えている。なお、６ｃ_２，１０_２は電流検出手段、８は前記同様に電圧検出手段、９_２は磁極位置検出手段である。
また、直流中間コンデンサ１１には、その電圧を検出する電圧検出手段１２が設けられている。
図示しないが、鉛蓄電池１及びキャパシタ２は、モータＭ_１，Ｍ_２の中性点と直流母線の正極Ｐとの間にそれぞれ接続しても良い。

３００Ａは、上記インバータ２０１，２０２の半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６をオンオフ制御するための制御回路であり、マイコン３０１、記憶装置３０２及びインターフェース回路（図示せず）を備えている。この制御回路３００Ａには、第１モータ駆動装置２１１に対する加速指令１、制動指令１、及び、第２モータ駆動装置２１２に対する加速指令２、制動指令２が入力されると共に、前記各検出手段６ｃ_１，６ｃ_２，７，８，９_１，９_２，１０_１，１０_２，１２からの電流検出値ｉ_ｕ１，ｉ_ｗ１，１_ｕ２，１_ｗ２，Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃ、磁極位置検出値θ_１，θ_２、電圧検出値Ｖ_ｃ，Ｅ_ｄｃ、温度検出値ｔｍｐが入力されており、これらに基づいて生成したゲート信号Ｇ_１１〜Ｇ_１６，Ｇ_２１〜Ｇ_２６をスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６にそれぞれ与えるように構成されている。

さて、特許第３２２３８４２号公報の段落［００２９］，［００３０］及びその添付図面によれば、本願の図１０に示すような三相インバータＩＮＶは、零相分に関して、等価的に図１１で示すチョッパ（２象限チョッパ）ＣＨのように動作させることができる。なお、図１０において、Ｔ_ｕ〜Ｔ_ｚは半導体スイッチング素子、Ｍはモータ、Ｂ_１，Ｂ_２は直流電源であり、図１１において、Ｔ_１ａ，Ｔ_２ａは半導体スイッチング素子、ＭＬはモータＭの漏れインダクタンスによるリアクトルである。
すなわち、図１０におけるインバータＩＮＶの上アームまたは下アームのスイッチング素子を三相分すべてオン（反対側アームのスイッチング素子はすべてオフ）させることにより、零相分についてみると、インバータＩＮＶは図１１のチョッパＣＨと等価になり、スイッチング素子Ｔ_１ａ，Ｔ_２ａのオンオフにより２つの直流電源Ｂ_１，Ｂ_２の相互間で電力を授受することになる。

このようなチョッパＣＨにおいて、直流電源Ｂ_１の電圧Ｖ_１と直流電源Ｂ_２の電圧Ｖ_２との関係は、数式４によって表される。

但し、数式４において、デューティー比Ｄ_１ａは、Ｄ_１ａ＝ｔ_１ａ／（ｔ_１ａ＋ｔ_２ａ）とおく。ここで、ｔ_１ａ，ｔ_２ａはそれぞれ図１１に示したスイッチング素子Ｔ_１ａ，Ｔ_２ａのオン時間である。
上記のデューティー比Ｄ_１ａを制御するには、以下のようにして零相電圧指令を正相電圧指令に加算して得た電圧指令をインバータＩＮＶに与えて制御すればよい。

図１２は、インバータＩＮＶに与える電圧指令を制御するためのブロック図である。
図示するように、加算手段３３１において各相の正相電圧指令に零相電圧指令をそれぞれ加算することにより各相の電圧指令を生成し、これをＰＷＭ演算部３３２に入力して生成したゲート信号により図１０のスイッチング素子Ｔ_ｕ〜Ｔ_ｚをオンオフ制御する。
上記構成において、正相電圧指令に加算される零相電圧指令を制御することにより、デューティー比Ｄ_１ａを制御することができる。

以上の考えから、第１実施形態に係る図９の回路を、零相分に着目した等価回路によって表すと図１３となる。同図において、ＣＨ_１は図９のインバータ２０１に相当するチョッパ、ＣＨ_２は同じくインバータ２０２に相当するチョッパ、ＭＬ_１，ＭＬ_２はモータＭ_１，Ｍ_２の漏れインダクタンスに相当するリアクトルである。なお、図１３のスイッチング素子Ｔ_１ａ，Ｔ_２ａは図９のスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６に相当し、スイッチング素子Ｔ_１ｂ，Ｔ_２ｂは同じくスイッチング素子Ｔ_２１〜Ｔ_２６に相当する。
この図１３においても前述した数式４が成立し、更に、コンデンサ１１の電圧Ｖ_１とキャパシタ２の電圧Ｖ_３に関して数式５が成立する。

但し、数式５において、デューティー比Ｄ_１ｂは、Ｄ_１ｂ＝ｔ_１ｂ／（ｔ_１ｂ＋ｔ_２ｂ）とおく。ここで、ｔ_１ｂ，ｔ_２ｂはそれぞれ図１３に示すスイッチング素子Ｔ_１ｂ，Ｔ_２ｂのオン時間である。
更に、前述した特許第３２２３８４２号公報によれば、正相分に関して、図９の回路は図１４となり、従来の三相インバータとして動作する。

次に、図９における制御回路３００Ａの構成及び動作を説明する。図１５は、この制御回路３００Ａの構成を示すブロック図である。
図１５において、３４１，３４２は、外部からの加速指令１，２及び制動指令１，２に基づいて、各モータ駆動ユニット２１１，２１２のモータＭ_１，Ｍ_２のトルクを制御するモータ制御部（正相分制御部）である。
また、３８１は、コンデンサ１１の電圧指令値Ｅ_ｄｃ ^＊及び電圧検出値Ｅ_ｄｃの偏差がゼロになるようにＰＩ調節演算を行って電流指令Ｉ_Ｎ ^＊を出力する電圧調節器（ＡＶＲ）であり、３８３は、充放電電流分配率演算部３８２により鉛蓄電池１の温度検出値ｔｍｐから求めた充放電電流分配率ｋに従って前記電流指令Ｉ_Ｎ ^＊をインバータ２０１側の電流指令Ｉ_ｂ ^＊とインバータ２０２側の電流指令Ｉ_ｃ ^＊とに分配する電流指令分配部である。

３９１，３９２は、電流指令Ｉ_ｂ ^＊，Ｉ_ｃ ^＊と電流検出値Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃとの偏差がそれぞれゼロになるようにＰＩ調節演算を行って零相電圧指令Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊を出力する電流調節器（ＡＣＲ）である。これらの零相電圧指令Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊は、加算手段３５１，３５２において、前記モータ制御部３４１，３４２から出力される正相電圧指令Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊，Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊にそれぞれ加算されてＰＷＭ演算部３６１，３６２に入力され、これらのＰＷＭ演算部３６１，３６２によってスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６のゲート信号がそれぞれ生成されるようになっている。
なお、３７１，３７２は、電流検出値ｉ_ｕ１，ｉ_ｗ１，ｉ_ｕ２，ｉ_ｗ２から零相電流成分を除去するための零相電流除去演算部である。

永久磁石モータ等、この種のモータＭ_１，Ｍ_２の駆動方法は周知であるため、詳細な説明を省略し、以下では図１５の制御回路における本発明の主要部を中心に説明する。
前記電圧調節器３８１、充放電電流分配率演算部３８２、電流指令分配部３８３、電流調節器３９１，３９２は、正相分制御部であるモータ制御部３４１，３４２に対して、零相分制御部を構成しており、電流調節器３９１，３９２は、図９のインバータ２０１，２０２の各零相電流（それぞれ第１の電源電流、第２の電源電流といい、鉛蓄電池１からモータＭ_１の中性点に流れる電流、キャパシタ２からモータＭ_２の中性点に流れる電流に等しい）を制御する。

電流指令分配部３８３は、前述したように、充放電電流分配率ｋに従って、電流指令Ｉ_Ｎ ^＊を第１モータ駆動ユニット２１１のインバータ２０１の電流指令Ｉ_ｂ ^＊と、第２モータ駆動ユニット２１２のインバータ２０２の電流指令Ｉ_ｃ ^＊とに分配するものであり、その動作を、図１６を参照しつつ説明する。
分配率ｋが０であるとき、電流指令分配部３８３に入力された電流指令Ｉ_Ｎ ^＊はすべて電流指令Ｉ_ｂ ^＊に振り分けられ、電流指令Ｉ_ｃ ^＊は零となる。この結果、インバータ２０１の零相電流、つまり、モータＭ_１の駆動に必要な電源電流は、鉛蓄電池１のみがコンデンサ１１との間で充放電することにより供給される。分配率ｋが０．５であるとき、電流指令分配部３８３に入力された電流指令Ｉ_Ｎ ^＊は５０％ずつ電流指令Ｉ_ｂ ^＊，Ｉ_ｃ ^＊に分配され、鉛蓄電池１及びキャパシタ２によってモータ駆動に必要な電源電流を５０％ずつ分担しながら充放電が行われる。分配率ｋが１．０であるときは、電流指令Ｉ_Ｎ ^＊がすべて電流指令Ｉ_ｃ ^＊に振り分けられ、電流指令Ｉ_ｂ ^＊は零となる。これにより、インバータ２０２の零相電流、つまり、モータＭ_２の駆動に必要な電源電流は、キャパシタ２のみがコンデンサ１１との間で充放電することにより供給される。

このように、分配率ｋを０〜１．０の間で変化させることにより、鉛蓄電池１及びキャパシタ２による充放電電流の分担比率を制御することができる。
なお、図１５の充放電電流分配率演算部３８２の構成は基本形態にて説明したものと同様であるため、説明を省略する。

次いで、本発明の第２実施形態を説明する。この実施形態は、請求項４に対応するものである。
図１７は、第２実施形態の主要部である温度推定手段の構成図である。この実施形態は、基本形態及び第１実施形態における鉛蓄電池１の温度検出値ｔｍｐに代えて、温度上昇推定演算部１３により、図１や図９における電流検出値Ｉ_ｂから鉛蓄電池１の温度上昇分Δｔｍｐを推定し、この温度上昇分Δｔｍｐを加算手段１４により周囲温度検出値と加算して温度推定値ｔｍｐ’を求めるようにした点である。この温度推定値ｔｍｐ’が、図４や図１５における温度検出値ｔｍｐに代えて用いられることになる。

温度上昇推定演算部１３では、例えば以下の方法により温度上昇分Δｔｍｐを推定する。すなわち、電流検出値Ｉ_ｂの絶対値を時間平均した値｜Ｉ_ｂ｜_ａｖｅに対する鉛蓄電池１の温度上昇分Δｔｍｐを測定等により予め取得しておき、その結果から図１８に示すような特性を制御回路のメモリに記憶しておく。そして、実際にモータを駆動した際の時間平均値｜Ｉ_ｂ｜_ａｖｅを用いて、図１８の特性から鉛蓄電池１の温度上昇分Δｔｍｐを推定し、これと周囲温度検出値とを加算して温度推定値ｔｍｐ’を求めればよい。

本発明に係るモータ駆動装置は、電動車両だけでなく、二次電池及び電圧可変形エネルギー貯蔵素子を電源として電力変換器によりモータを駆動する各種のモータ駆動装置に利用可能である。

１ 鉛蓄電池
２ 電気二重層キャパシタ
４ ギアユニット
５ 車輪
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｃ_１，６ｃ_２，１０_１，１０_２ 電流検出手段
７ 温度検出手段
８，１２ 電圧検出手段
９，９_１，９_２ 磁極位置検出手段
１１ 直流中間コンデンサ
１３ 温度上昇推定演算部
１４ 加算手段
１００ 電流可逆型コンバータ
１０１ リアクトル
２００，２０１，２０２ 三相インバータ
２１１ 第１モータ駆動ユニット
２１２ 第２モータ駆動ユニット
３００，３００Ａ 制御回路
３０１ マイコン
３０２ 記憶装置
３１０ コンバータ制御部
３１１ 充放電電流分配率演算部
３１２ 充放電制御部
３１２ａ 乗算手段
３１２ｂ 減算手段
３１２ｃ ＰＩ調節手段
３１３ ＰＷＭ演算部
３２０ インバータ制御部
３２１ モータ制御部
３２２ ＰＷＭ演算部
３３１ 加算手段
３３２ ＰＷＭ演算部
３４１，３４２ モータ制御部
３５１，３５２ 加算手段
３６１，３６２ ＰＷＭ演算部
３７１，３７２ 零相電流除去演算部
３８１ 電圧調節器（ＡＶＲ）
３８２ 充放電電流分配率演算部
３８３ 電流指令分配部
３９１，３９２ 電流調節器（ＡＣＲ）
Ｍ，Ｍ_１，Ｍ_２ モータ
Ｐ 直流母線の正極
Ｎ 直流母線の負極
Ｕ，Ｖ，Ｗ 交流出力端子
Ｔ_ｕ〜Ｔ_ｚ，Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_１ａ，Ｔ_２ａ，Ｔ_１ｂ，Ｔ_２ｂ，Ｔ_１１〜Ｔ_１６，Ｔ_２１〜Ｔ_２６ 半導体スイッチング素子
Ｂ_１，Ｂ_２ 直流電源
ＩＮＶ インバータ
ＣＨ，ＣＨ_１，ＣＨ_２ チョッパ
ＭＬ，ＭＬ_１，ＭＬ_２ リアクトル

Claims (5)

1. 第１の電力変換器と、第１の電力変換器の交流出力側に接続された第１のモータと、第１のモータの中性点と第１の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第１の電源としての二次電池と、を有する第１モータ駆動ユニットと、
   第２の電力変換器と、第２の電力変換器の交流出力側に接続された第２のモータと、第２のモータの中性点と第２の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第２の電源としての電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、を有する第２モータ駆動ユニットと、
   第１，第２の電力変換器を構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、
   を備え、かつ、
   第１，第２モータ駆動ユニットの直流母線を共通接続してなるモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記二次電池の温度に基づいて前記二次電池及び前記エネルギー貯蔵素子の充放電電流の分配率を設定し、この分配率に基づいて第１，第２の電力変換器を構成する半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載したモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記分配率に従って第１，第２の電力変換器の零相分電圧指令を生成し、これらの零相分電圧指令を各電力変換器の正相分電圧指令にそれぞれ加算して最終的な出力電圧指令を生成することを特徴とするモータ駆動装置。
3. 請求項１または２に記載したモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記二次電池の温度が予め設定した閾値以下であるときに、前記二次電池による充放電電流が前記エネルギー貯蔵素子による充放電電流よりも多くなるように前記分配率を設定することを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載したモータ駆動装置において、
   前記制御回路に入力される前記二次電池の温度が、
   前記二次電池の温度検出値、または、前記二次電池の充放電電流及び周囲温度から演算した温度推定値であることを特徴とするモータ駆動装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載したモータ駆動装置を搭載したことを特徴とする電動車両。

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