JP5381163B2 - モータ駆動装置及び電動車両 - Google Patents

Description

本発明は、電源として二次電池及び電圧可変形エネルギー貯蔵素子を併用したモータ駆動装置、及び、このモータ駆動装置が搭載された電動車両に関するものである。

モータ駆動装置において、回生時のエネルギーを効率よく回収するため、電源として充放電特性に優れた電気二重層キャパシタ等の電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、充放電における効率は劣るが安定的に電源電圧を供給する鉛蓄電池等の二次電池とを組み合わせた従来技術として、特許文献１に係るハイブリッド電源システムが知られている。
また、この特許文献１の図３には、電圧可変形エネルギー貯蔵素子の貯蔵エネルギー量を調整するため、前記エネルギー貯蔵素子の端子電圧を制御し、エネルギー貯蔵素子と二次電池との間でエネルギーの授受を自由に制御する回路が開示されている。

更に、特許文献１の図３に示す回路と同様な作用効果を奏する従来技術として、特許文献２の図９に記載された回路がある。この回路は、インバータにより駆動されるモータの中性点と直流母線との間に電圧可変形エネルギー貯蔵素子を接続し、インバータの直流回路と前記エネルギー貯蔵素子との間でエネルギーを授受するものである。
この従来技術によれば、電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧を制御するために別途、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するハードウェアを付加する必要がなくなる等の利点が得られる。
一方、この従来技術では、電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧として、エネルギーを授受するために予め所定の電圧設定範囲を持たせており、この範囲に起因してインバータの交流出力電圧が干渉を受けてしまい、出力電圧波形が歪むという問題が生じている。

これに対し、特許文献３には、モータの中性点と直流母線との間に接続された直流電源の電圧とインバータの直流入力電圧とを読み込み、これらを比較してインバータの出力電圧指令値を制限することにより、出力電圧波形の歪みを低減するようにした動力出力装置が開示されている。

特許第３８７４３４４号公報（段落［０００８］，［００１６］〜［００３０］、図３，図４等） 特許第３２１９０３９号公報（段落［００２５］、図９等） 特開２００２−２９１２５６号公報（段落［００４０］〜［００４５］、図６等）

特許文献３に記載された従来技術によれば、出力電圧波形の歪みは低減可能であるが、その反面、インバータが出力可能な交流電圧が低下するので、モータを高速域で運転する場合にはトルクに寄与しない弱め界磁電流を増大させなくてはならず、結果的に効率が低下したり、主回路電流容量の増加によって装置全体の高コスト化、大型化を招くという問題があった。

前述した電圧可変形エネルギー貯蔵素子による交流出力電圧への干渉は、エネルギー貯蔵素子の端子電圧の電圧設定範囲を大きくすればするほど顕著になるため、この電圧設定範囲を小さくすれば、その干渉度合いを減らすことができるが、その場合には、必要な電圧可変形エネルギー貯蔵素子の容量を増加させなくてはならず、これもコスト上昇等の原因になる。

そこで、本発明の解決課題は、特にモータの高速運転領域において電力変換器の出力可能な最大電圧を増加させ、弱め界磁電流を低減させて効率を向上させると共に、装置全体の低コスト化、小型化を可能にしたモータ駆動装置、及び、このモータ駆動装置が搭載された電動車両を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の特徴は、電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧の電圧設定範囲における最低電圧（放電終止電圧）を、電力変換器の正負直流母線間電圧のほぼ１／２としたものである。その理由を以下に説明する。

まず、図６は、本発明に係るモータ駆動装置の主回路の基本構成図である。この図６に示す回路は、実質的に特許文献２の図９に記載された回路と同様であり、１は二次電池としての鉛蓄電池（端子電圧をＥ_ｄｃとする）、２は電圧可変形エネルギー貯蔵素子としての電気二重層キャパシタ（端子電圧をＶ_ｃとする）、３はＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６をブリッジ接続してなる三相インバータ（三相電圧形インバータ）、Ｍ_１は永久磁石同期電動機等のモータである。

また、多相出力電力変換回路に関する特許第３２２３８４２号公報によれば、図６に示した回路において、インバータ３を構成する上アームまたは下アームのスイッチング素子を全てオン（他アームをオフ）させて零電圧ベクトルを出力させれば、図６の零相分等価回路は図７のようになることが記載されている。図７において、３’は図６のインバータ３と等価なインバータ、Ｔ_１は図６の上アームのスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１３と等価なスイッチング素子、Ｔ_２は同じく下アームのスイッチング素子Ｔ_１４〜Ｔ_１６と等価なスイッチング素子、Ｌは図６のモータＭ_１の固定子巻線によるリアクトルである。

このため、上下アームのスイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２のオン比率を調整することにより、キャパシタ２の電圧Ｖ_ｃを調整することができる。その関係式を数式１に示す。なお、数式１において、Ｔ_１，Ｔ_２は同じ符号を付したスイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２の各オン期間である。

この場合、上下アームのスイッチング素子Ｔ_１，Ｔ_２のオン比率を調整するには、数式２に示す上アームのオン時比率Ｄ_１と零相電圧振幅指令値λ_０との関係式を使い、所要のオン時比率Ｄ_１を発生させるようにインバータの交流電圧指令値に零相分を加算すればよい。

図８は、三相インバータ３のスイッチング素子のゲート信号を生成するためのブロック図であり、４ｕ，４ｖ，４ｗは、インバータ３の各相の出力電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に零相電圧振幅指令値λ_０をそれぞれ加算する加算器、８は三角波比較形のＰＷＭ生成部、５ｕ，５ｖ，５ｗは加算器４ｕ，４ｖ，４ｗの出力信号と搬送波の三角波とを比較する比較器、６は搬送波発生部、７はインバータ３の上下アームのスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６に対するゲート信号を生成するための分配部である。

ここで、搬送波である三角波の振幅を１．０とすると、波形歪みを避けるために交流電圧の振幅指令値λ_ａｃと零相電圧振幅指令値λ_０との和は１．０以下とするので、交流電圧指令値の振幅最大値λ_{ａｃｍａｘ}は数式３によって決まり、この数式３から、インバータ３の出力可能な最大交流電圧（トルク発生に関与する正相分）Ｖ_{ｏｕｔｍａｘ}は数式４となる。

数式２及び数式３を数式４に代入すると、数式５が得られる。

また、数式１より、Ｄ_１，Ｖ_ｃ，Ｅ_ｄｃの間には数式６の関係があるから、Ｖ_ｃとＶ_{ｏｕｔｍａｘ}との間には図９のような関係があり、Ｖ_ｃがＥ_ｄｃ／２のとき、Ｖ_{ｏｕｔｍａｘ}が最大になる（零相電圧振幅指令値λ_０が交流出力電圧に与える干渉が最小となる）ことがわかる。

次に、モータ速度と電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧との関係を考えると、モータ速度が低速域では加速を行うエネルギーを貯蔵しておくため端子電圧を高電圧に、高速域では減速時の回生エネルギーを吸収するため端子電圧を低電圧にしておくことがよい。特に、上記端子電圧は、モータ最高速度ｎ_ｍａｘ近傍で放電終止電圧Ｖ_ｃｍｉｎとなるようにする。
従って、モータ速度と電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧との関係は、図１０のような特性に設定するのが望ましい。

一方、モータの電圧特性は一般的に低速域では駆動電圧は低いが、高速域になるにつれて電圧が上昇する。
以上をまとめると、モータ最高速度ｎ_ｍａｘ近傍における電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧Ｖ_ｃを放電終止電圧Ｖ_ｃｍｉｎとし、その値をほぼＥ_ｄｃ／２（Ｅ_ｄｃは二次電池すなわち正負直流母線間の電圧）とすることで、図１１に示すようにモータ最高速度ｎ_ｍａｘ近傍でＶ_{ｏｕｔｍａｘ}が最大になると共に、モータ速度が低下するにつれてＶ_{ｏｕｔｍａｘ}が低下する特性となり、上述したモータの電圧特性に一致させることができる。

以上のように、本発明の特徴は、高い交流電圧が要求されるモータ速度（最高速度近傍）において電力変換器の交流出力電圧に与える干渉が最小になるように、第２の電源の放電終止電圧を所定値に保つことにある。

すなわち、請求項１に係るモータ駆動装置は、モータに交流電力を供給する電力変換器と、この電力変換器の正負直流母線間に接続された第１の電源としての二次電池と、前記モータの中性点と前記直流母線の正極または負極との間に接続された第２の電源としての電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路により前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御して前記第２の電源と前記正負直流母線との間でエネルギーを授受可能としたモータ駆動装置において、
前記制御回路は、
前記モータの速度に応じて前記第２の電源の端子電圧目標値を演算する手段と、
前記第２の電源の端子電圧が前記端子電圧目標値に一致するように前記電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備え、
前記モータの速度が最大値の時の前記第２の電源の放電終止電圧を、前記正負直流母線間の電圧のほぼ１／２としたものである。

請求項２に係るモータ駆動装置は、請求項１に記載したモータ駆動装置において、前記制御回路は、前記第２の電源の端子電圧目標値及び端子電圧検出値を用いて零相電流指令値を演算する手段と、前記零相電流指令値及び零相電流検出値を用いて零相電圧指令値を演算する手段と、前記零相電圧指令値を前記電力変換器の出力電圧指令値に加算する手段と、を備えたものである。

請求項３に係るモータ駆動装置は、第１のモータに交流電力を供給する第１の電力変換器と、第１のモータの中性点と第１の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第１の電源としての二次電池と、からなる第１の主回路と、
第２のモータに交流電力を供給する第２の電力変換器と、第２のモータの中性点と第２の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第２の電源としての電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、からなる第２の主回路と、
第１，第２の電力変換器の半導体スイッチング素子をそれぞれオンオフ制御する制御回路と、を備え、
第１，第２の電力変換器を共通の正負直流母線により接続すると共に、
前記制御回路により前記第２の電力変換器の半導体スイッチング素子をオンオフ制御して前記第２の電源と前記正負直流母線との間でエネルギーを授受可能としたモータ駆動装置において、
前記制御回路は、
前記第２のモータの速度に応じて前記第２の電源の端子電圧目標値を演算する手段と、
前記第２の電源の端子電圧が前記端子電圧目標値に一致するように前記第２の電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備え、
前記第２のモータの速度が最大値の時の前記第２の電源の放電終止電圧を、前記正負直流母線間の電圧のほぼ１／２としたものである。

請求項４に係るモータ駆動装置は、請求項３に記載したモータ駆動装置において、前記制御回路は、前記第２の電源の端子電圧目標値及び端子電圧検出値を用いて零相電流指令値を演算する手段と、前記零相電流指令値及び零相電流検出値を用いて零相電圧指令値を演算する手段と、前記零相電圧指令値を前記第２の電力変換器の出力電圧指令値に加算する手段と、を備えたものである。

更に、請求項５に係る電動車両は、請求項１〜４の何れか１項に記載したモータ駆動装置を搭載したことを特徴とする。

本発明によれば、モータの高速運転領域においてインバータ等の電力変換器が出力可能な最大電圧を増加させることができ、これによって弱め界磁電流を低減できるため、効率を向上させることができる。
また、電力変換器の主回路電流容量が減少し、装置全体の低コスト化、小型化が可能になる。

本発明の第１実施形態を示す構成図である。 図１における制御回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態を示す構成図である。 図３における制御回路の構成を示すブロック図である。 図４における零相電流制御ブロックの構成図である。 本発明に係るモータ駆動装置の主回路の基本構成図である。 図６の零相分等価回路図である。 図６の三相インバータを駆動するスイッチング素子のゲート信号生成用のブロック図である。 本発明における電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧とインバータの出力可能な最大交流電圧との関係を示す図である。 本発明におけるモータ速度と電圧可変形エネルギー貯蔵素子の端子電圧との関係を示す図である。 本発明におけるモータ速度とインバータの出力可能な最大交流電圧との関係を示す図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示す構成図であり、この実施形態は請求項１，２，５に係る発明に対応している。図１では、本発明に係るモータ駆動装置が搭載された電動車両を想定しており、外部から加速指令、制動指令が入力される制御回路３０により三相インバータ３の半導体スイッチング素子をオンオフさせ、前記各指令に基づいてモータＭ_１の電流、発生トルクを制御するように構成されている。

インバータ３は、図６と同様に半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６をブリッジ接続して構成されており、その正負直流母線間には第１の電源である二次電池としての鉛蓄電池１が接続されている。なお、第１の電源としては、リチウムイオン二次電池やニッケル・水素蓄電池を用いても良い。

インバータ３の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、例えば永久磁石同期電動機等のモータＭ_１が接続され、その固定子巻線の中性点と負側直流母線との間には、第２の電源である電圧可変形エネルギー貯蔵素子としての電気二重層キャパシタ（以下、単にキャパシタともいう）２が接続されている。ここで、キャパシタ２は、車両の減速時にモータＭ_１から回生されるエネルギーを貯蔵し、車両の加速時にこの貯蔵エネルギーを動力発生に利用するものである。第２の電源は、キャパシタ２以外の電圧可変形エネルギー貯蔵素子であっても良いことは勿論である。
モータＭ_１の出力軸は減速ギアを介してデファレンシャルギア１１に連結されており、左右の車輪１２に動力を伝達するようになっている。

制御回路３０は、マイコン（マイクロプロセッサ）３１と、プログラム及びデータが記憶される記憶装置３２とを備え、外部との間で信号を入出力するためのインターフェース回路（図示せず）を備えている。
また、制御回路３０には、主回路の電流検出手段２１により検出したインバータ３の各相電流（モータ電流）Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗと、電圧検出手段２２により検出したキャパシタ２の端子電圧Ｖ_ｃと、磁極位置検出手段２３により検出したモータＭ_１の磁極位置θとが入力されている。

図２は、制御回路３０の構成を示すブロック図である。この制御回路３０は、大別すると以下の二つの制御を行う。
第１の制御は、モータ電流を制御してトルクを制御するためのものである。すなわち、図２のインバータ制御部３１０において、外部から入力された加速指令、制動指令と、電流検出値Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ及び磁極位置θとに基づき、モータ制御ブロック３１１がトルク発生に関与する正相分の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を生成する。ＰＷＭ生成部３１３は、電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊通りの電圧をインバータ３から出力させるように、ＰＷＭ演算によってスイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６に対するゲート信号Ｇ_１１〜Ｇ_１６を作成する。インバータ制御部３１０による上記制御方法は周知であるため、ここでは詳述を省略する。
なお、加算手段３１２ｕ，３１２ｖ，３１２ｗによる電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊の補正動作については、後述する。

前記モータ制御ブロック３１１は、磁極位置θを時間微分して得たモータ速度ｎを零相電流制御ブロック３２０へ送る。
また、モータ制御ブロック３１１では、数式７〜数式９により、電流検出値Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗに含まれる零相分をそれぞれ除去した正相分の電流検出値Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’を求め、これらの電流検出値Ｉ_ｕ’，Ｉ_ｖ’，Ｉ_ｗ’を電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊の演算に用いている。

次に、第２の制御としての零相電流制御につき説明する。
図２の零相電流制御ブロック３２０では、端子電圧目標値演算手段３２２が、前記モータ制御ブロック３１１から送られたモータ速度ｎに基づいて、キャパシタ２の目標とする端子電圧を後述する数式１２により演算し、これを端子電圧目標値Ｖ_ｃ ^＊として出力する。
上記端子電圧目標値Ｖ_ｃ ^＊と端子電圧検出値との偏差を加算手段３２３により求め、この偏差がゼロとなるようにＰＩ調節手段３２４が調節演算してキャパシタ２の電流指令値（零相電流指令値）Ｉ_ｃ ^＊を出力する。この零相電流指令値Ｉ_ｃ ^＊と零相電流演算部３２１により演算された零相電流検出値Ｉ_ｃとの偏差を加算手段３２５により求め、その偏差がゼロとなるようにＰＩ調節手段３２６が調節演算して零相電圧指令値Ｖ_０ ^＊を出力する。
この零相電圧指令値Ｖ_０ ^＊を、インバータ制御部３１０内の加算手段３１２ｕ，３１２ｖ，３１２ｗにより各相の電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に加算して最終的な電圧指令値を得る。

このように零相電流検出値Ｉ_ｃに応じた零相電圧指令値Ｖ_０ ^＊を零相電流制御ブロック３２０が演算し、この零相電圧指令値Ｖ_０ ^＊を電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊に加算することにより、インバータ制御と並行して、キャパシタ２の端子電圧Ｖ_ｃを端子電圧目標値Ｖ_ｃ ^＊に一致させる制御が実行される。

以下、モータ速度ｎに基づいて、キャパシタ２の端子電圧目標値Ｖ_ｃ ^＊を演算する方法を説明する。
キャパシタ２の最大電圧をＶ_ｃｍａｘ、最小電圧（放電終止電圧）をＶ_ｃｍｉｎとすると、キャパシタ２の蓄積エネルギーと車両運動エネルギーとの間には、数式１０が成立する。なお、数式１０において、Ｃはキャパシタ２の容量、ｋは定数、Ｊは車両慣性モーメントである。

モータ速度がｎであるときのキャパシタ２の端子電圧Ｖ_ｃは、数式１０に基づく下記の数式１１をＶ_ｃについて整理することにより、数式１２となる。

端子電圧目標値演算手段３２２は、数式１２の左辺のＶ_ｃをＶ_ｃ ^＊とし、モータ速度ｎを用いて端子電圧目標値Ｖ_ｃ ^＊を演算する。
数式１２によれば、モータ速度ｎが最小値（零）のとき、キャパシタ２の端子電圧は最大値Ｖ_ｃｍａｘとなり、モータ速度ｎが最大値ｎ_ｍａｘのとき、キャパシタ２の端子電圧は最小値Ｖ_ｃｍｉｎとなることがわかる。これは、モータ速度ｎが最小値（零）のときは以後の加速による電力消費に備えてキャパシタ２の貯蔵エネルギーを最大にし、モータ速度ｎが最大値ｎ_ｍａｘのときは、以後の減速による回生電力の貯蔵に備えてキャパシタ２の貯蔵エネルギーを最小にしておくことを意味する。

このことから、キャパシタ２の最小電圧（放電終止電圧）Ｖ_ｃｍｉｎをＥ_ｄｃ／２にすれば、前述した図９、図１０の特性から、インバータ３が出力可能な最大交流電圧（モータのトルク発生に関与する正相分電圧）は図１１に示す特性となり、モータ速度ｎが高いほどインバータ３から大きな電圧を出力できることがわかる。
ここで、発明者の実験によれば、キャパシタ２の最小電圧（放電終止電圧）Ｖ_ｃｍｉｎは厳密にＥ_ｄｃ／２である必要はなく、Ｅ_ｄｃ／２の近傍の値であっても実用上、支障ないことが確認されている。

なお、前記零相電流演算部３２１による零相電流Ｉ_ｃの演算式は、数式１３に示す通りである。

本実施形態では、第２の電源としてのキャパシタ２がモータＭ_１の中性点と負側直流母線との間に接続されているが、キャパシタ２はモータＭ_１の中性点と正側直流母線との間に接続しても良い。

次に、図３は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態は請求項３，４に係る発明に対応している。
図３に示すように、本実施形態に係るモータ駆動装置は、正負直流母線を共通にした第１，第２の主回路２０Ａ，２０Ｂと、制御回路３５とから構成されている。なお、２４は正負直流母線間に接続されたコンデンサ（端子電圧をＥ_ｄｃとする）である。

第１の主回路２０Ａは、半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_１６からなる第１の三相インバータを備え、このインバータにより駆動される第１のモータＭ_１の中性点と負側直流母線との間には、第１の電源としての鉛蓄電池１が接続されている。この鉛蓄電池１による電力は、第２の主回路２０Ｂ内のキャパシタ２（端子電圧をＶ_ｃとする）の電力を補うように主回路２０Ａ，２０Ｂに供給される。なお、主回路２０Ａにおいて、２１Ａは電流検出手段、２３Ａは磁極位置検出手段である。

他方、第２の主回路２０Ｂは、実質的に図１における主回路と同様に構成されており、Ｔ_２１〜Ｔ_２６は第２の三相インバータを構成する半導体スイッチング素子、Ｍ_２は第２のモータ、２は第２の電源としてのキャパシタ、２２は電圧検出手段、２１Ｂは電流検出手段、２３Ｂは磁極位置検出手段である。
第２の主回路２０Ｂでは、第１実施形態として説明したように、減速時にモータＭ_２から回生されるエネルギーをキャパシタ２に貯蔵し、加速時にこの貯蔵エネルギーを利用する。

制御回路３５は、第１，第２の主回路２０Ａ，２０Ｂを制御するためのものであり、主回路２０Ａ，２０Ｂにそれぞれ対応する加速指令、制動指令が外部から入力され、半導体スイッチング素子Ｔ_１１〜Ｔ_２６をオンオフ制御してモータＭ_１，Ｍ_２の発生トルクをそれぞれ制御する。

この第２実施形態において、鉛蓄電池１とキャパシタ２とは共通の直流母線を介して任意の主回路２０Ａ，２０Ｂとの間で電力の授受が可能であるが、キャパシタ２のエネルギー運用の都合上、ここでは以下の通りとする。
すなわち、鉛蓄電池１は第１，第２の主回路２０Ａ，２０Ｂ双方に電力を供給し、キャパシタ２は第２の主回路２０Ｂのみに電力を授受することとする。
また、本実施形態において、本発明の作用効果が発揮されるのは、キャパシタ２を備えた第２の主回路２０Ｂのみである。

図４は、制御回路３５の構成を示すブロック図である。
制御回路３５は、図示するように、第１の主回路２０Ａを制御するための第１のインバータ制御部３６０Ａと、第２の主回路２０Ｂを制御するための第２のインバータ制御部３６０Ｂと、これらのインバータ制御部３６０Ａ，３６０Ｂに付随して設けられた零相電流演算部３６４Ａ，３６４Ｂと、主回路２０Ａ，２０Ｂに共通する零相電流制御ブロック３７０とから構成されている。

第１のインバータ制御部３６０Ａは、加速指令１、制動指令１、電流検出値Ｉ_ｕ１，Ｉ_ｖ１，Ｉ_ｗ１及び磁極位置θ_１が入力されるモータ制御ブロック３６１Ａと、加算手段３６２Ａと、ＰＷＭ生成部３６３Ａとからなり、第２のインバータ制御部３６０Ｂは、加速指令２、制動指令２、電流検出値Ｉ_ｕ２，Ｉ_ｖ２，Ｉ_ｗ２及び磁極位置θ_２が入力されるモータ制御ブロック３６１Ｂと、加算手段３６２Ｂと、ＰＷＭ生成部３６３Ｂとからなっている。これらの構成は実質的に図２に示したインバータ制御部３１０と同一であるため、説明を省略する。

零相電流制御ブロック３７０は、外部から与えられた直流母線間電圧指令値Ｅ_ｄｃ ^＊に従い、鉛蓄電池１またはキャパシタ２と直流母線との間の電力授受を制御する。
図５は、零相電流制御ブロック３７０の構成図である。この図５において、直流母線間電圧指令値Ｅ_ｄｃ ^＊と電圧検出値Ｅ_ｄｃとの偏差が加算手段３７１Ａにより演算され、この偏差がゼロになるように、ＰＩ調節手段３７２Ａにより第１，第２の主回路２０Ａ，２０Ｂの合計した零相電流指令値（Ｉ_ｂ ^＊＋Ｉ_ｃ ^＊）を生成する。ここで、第１の主回路２０Ａの零相電流指令値Ｉ_ｂ ^＊は鉛蓄電池１に対する零相電流指令値、第２の主回路２０Ｂの零相電流指令値Ｉ_ｃ ^＊はキャパシタ２に対する零相電流指令値である。

また、図５において、図２の零相電流制御ブロック３２０と同様に、第２の主回路２０Ｂ側では、端子電圧目標値演算手段３７６Ｂにより、モータＭ_２の速度ｎに応じて端子電圧目標値Ｖ_ｃ ^＊が決定され、加算手段３７１Ｂ、ＰＩ調節手段３７２Ｂを介してキャパシタ２の零相電流指令値Ｉ_ｃ ^＊が決定される。この零相電流指令値Ｉ_ｃ ^＊に従って零相電流Ｉ_ｃを制御することにより、第１実施形態と同じく、モータＭ_２の速度ｎが最高速のときにキャパシタ２の最小電圧（放電終止電圧）Ｖ_ＭＩＮがほぼＥ_ｄｃ／２となるように制御される。
これにより、第２の主回路２０Ｂについては、図９、図１０の特性から、インバータが出力可能な最大電圧（モータトルクに関与する正相分電圧）が図１１の特性となり、モータ速度ｎが高いほどインバータの出力電圧を高くすることができる。

第２の主回路２０Ｂ側の零相電流指令値Ｉ_ｃ ^＊を、加算手段３７３Ａにおいて前述の合計した零相電流指令値（Ｉ_ｂ ^＊＋Ｉ_ｃ ^＊）から差し引くことにより、鉛蓄電池１を備えた第１の主回路２０Ａの零相電流指令値Ｉ_ｂ ^＊が決定される。
このようにして決定された零相電流指令値Ｉ_ｂ ^＊，Ｉ_ｃ ^＊と零相電流検出値Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃとの偏差を加算手段３７４Ａ，３７４Ｂによりそれぞれ求め、これらの偏差をゼロにするようにＰＩ調節手段３７５Ａ，３７５Ｂが調節演算を行うことにより、各インバータ制御部３６０Ａ，３６０Ｂに与える零相電圧指令値Ｖ_０１ ^＊，Ｖ_０２ ^＊がそれぞれ生成され、結果的に各零相電流が制御される。
また、上記の制御により、正負直流母線間電圧Ｅ_ｄｃがその指令値Ｅ_ｄｃ ^＊に一致し、かつ、キャパシタ２の端子電圧Ｖ_ｃが目標値Ｖ_ｃ ^＊に一致するような制御が行われることになる。

なお、本実施形態では、第１の電源としての鉛蓄電池１がモータＭ_１の中性点と負側直流母線との間に接続され、第２の電源としてのキャパシタ２がモータＭ_２の中性点と負側直流母線との間に接続されているが、鉛蓄電池１をモータＭ_１の中性点と正側直流母線との間に接続し、キャパシタ２をモータＭ_２の中性点と正側直流母線との間に接続しても良い。
また、第１の主回路２０Ａと同一構成の別の主回路を、正負直流母線（コンデンサ２４）を共通にして更に並列に接続することもできる。

本発明に係るモータ駆動装置は、電動車両を始めとして、モータ駆動用の電力変換器により第１，第２の電源間でエネルギーを授受可能とする各種のモータ駆動装置に利用可能である。

Ｍ_１，Ｍ_２：モータ
Ｔ_１１〜Ｔ_２６：半導体スイッチング素子
１：鉛蓄電池
２：電気二重層キャパシタ
３：インバータ
１１：デファレンシャルギア
１２：車輪
２０Ａ，２０Ｂ：主回路
２１，２１Ａ，２１Ｂ：電流検出手段
２２，２５：電圧検出手段
２３，２３Ａ，２３Ｂ：磁極位置検出手段
２４：コンデンサ
３０，３５：制御回路
３１：マイコン
３２：記憶装置
３１０，３６０Ａ，３６０Ｂ：インバータ制御部
３１１，３６１Ａ，３６１Ｂ：モータ制御ブロック
３１２ｕ，３１２ｖ，３１２ｗ，３２３，３２５，３６２Ａ，３６２Ｂ，３７１Ａ，３７１Ｂ，３７３Ａ，３７４Ａ，３７４Ｂ：加算手段
３１３，３６３Ａ，３６３Ｂ：ＰＷＭ生成部
３２０，３７０：零相電流制御ブロック
３２１，３６４Ａ，３６４Ｂ：零相電流演算部
３２２，３７６Ｂ：端子電圧目標値演算手段
３２４，３２６，３７２Ａ，３７２Ｂ，３７５Ａ，３７５Ｂ：ＰＩ調節手段

Claims (5)

1. モータに交流電力を供給する電力変換器と、この電力変換器の正負直流母線間に接続された第１の電源としての二次電池と、前記モータの中性点と前記直流母線の正極または負極との間に接続された第２の電源としての電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、前記電力変換器の半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を備え、
   前記制御回路により前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御して前記第２の電源と前記正負直流母線との間でエネルギーを授受可能としたモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記モータの速度に応じて前記第２の電源の端子電圧目標値を演算する手段と、
   前記第２の電源の端子電圧が前記端子電圧目標値に一致するように前記電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備え、
   前記モータの速度が最大値の時の前記第２の電源の放電終止電圧を、前記正負直流母線間の電圧のほぼ１／２としたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載したモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記第２の電源の端子電圧目標値及び端子電圧検出値を用いて零相電流指令値を演算する手段と、
   前記零相電流指令値及び零相電流検出値を用いて零相電圧指令値を演算する手段と、
   前記零相電圧指令値を前記電力変換器の出力電圧指令値に加算する手段と、
   を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
3. 第１のモータに交流電力を供給する第１の電力変換器と、第１のモータの中性点と第１の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第１の電源としての二次電池と、からなる第１の主回路と、
   第２のモータに交流電力を供給する第２の電力変換器と、第２のモータの中性点と第２の電力変換器の直流母線の正極または負極との間に接続された第２の電源としての電圧可変形エネルギー貯蔵素子と、からなる第２の主回路と、
   第１，第２の電力変換器の半導体スイッチング素子をそれぞれオンオフ制御する制御回路と、を備え、
   第１，第２の電力変換器を共通の正負直流母線により接続すると共に、
   前記制御回路により前記第２の電力変換器の半導体スイッチング素子をオンオフ制御して前記第２の電源と前記正負直流母線との間でエネルギーを授受可能としたモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記第２のモータの速度に応じて前記第２の電源の端子電圧目標値を演算する手段と、
   前記第２の電源の端子電圧が前記端子電圧目標値に一致するように前記第２の電力変換器の出力電圧を制御する手段と、を備え、
   前記第２のモータの速度が最大値の時の前記第２の電源の放電終止電圧を、前記正負直流母線間の電圧のほぼ１／２としたことを特徴とするモータ駆動装置。
4. 請求項３に記載したモータ駆動装置において、
   前記制御回路は、
   前記第２の電源の端子電圧目標値及び端子電圧検出値を用いて零相電流指令値を演算する手段と、
   前記零相電流指令値及び零相電流検出値を用いて零相電圧指令値を演算する手段と、
   前記零相電圧指令値を前記第２の電力変換器の出力電圧指令値に加算する手段と、
   を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載したモータ駆動装置を搭載したことを特徴とする電動車両。

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