JP2010187493A - 電力変換回路の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】インピーダンスソースインバータにおけるキャパシタ電圧の迅速な安定化。
【解決手段】ショートスルー時間区間のスイッチングサイクル中の時間割合であるデューティー比Ｄ_stについてＤ_st＝（Ｋ−１）／（２Ｋ−１）、ただしＫは直流電源電圧Ｖ_dcに対するキャパシタ電圧Ｖ_Cの比Ｖ_C／Ｖ_dc、が成り立つ。Ｄ_stの初期値を例えば０、比Ｋの初期値を１として電力変換回路１００を駆動させる。この後、Ｃ₁又はＣ₂の電圧Ｖ_Cを常時監視して目標値Ｖ_C0との差ΔＶから比Ｋの指令値をＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求め、ここからデューティー比Ｄ_stの指令値を算出する。デューティー比Ｄ_stの指令値を直接ＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めるよりも、比ＫでＰＩ制御又はＰＩＤ制御を行うことで、デューティー比Ｄ_stの指令値を的確に求めることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は直流電源から交流電力を生成する電力変換回路とその制御方法に関する。

特許文献１、非特許文献１及び２には、Ｐｅｎｇらによる、インピーダンスソースインバータが提案されている。インピーダンスソースインバータは、２個のインダクタと２個のキャパシタを組み合わせたインピーダンス部を、電源部と３相スイッチング部との間に配置し、３相スイッチング部の６個のトランジスタスイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）によりオンオフ制御して、例えば直流電源から３相交流への変換及び出力を可能とするものである。
インピーダンスソースインバータの特長は、スイッチング素子のデットタイムがノイズにより消滅してショートスルー状態が生じても問題が無いので、インバータの高信頼性化を図れること、インバータの高スイッチング周波数化を図れること、更には定圧直流電源よりも高い電圧を３相交流出力とできることである。ここでデッドタイムとは、各相の上下スイッチを同時にオンとできない場合に、上下スイッチのオンオフを逆転させる際に、その間に上下スイッチをいずれもオフとする状態を言う。

ＵＳＰ７１３０２０５

ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．２，ｐｐ．５０４−５１０，Ｍａｒｃｈ／Ａｐｒｉｌ ２００３ Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ ＩＡＳ ２００５ ｐｐ．１２５３−１２６０

インピーダンスソースインバータの構成とスイッチ制御について、非特許文献１の記載を中心に、説明する。
図１は、インピーダンスソースインバータ１００の構成を示す回路図である。
図１に示すように、充電可能でない定圧直流電源Ｖ_dcの正極側にダイオードＤの正極が接続されている。ダイオードＤの負極には、第１のインダクタＬ₁の第１端子が接続され、第１のインダクタＬ₁の他端である第２端子が３相スイッチング部Ｓ_3phの第１極Ｐに接続されている。ダイオードＤの負極には更に第１のキャパシタＣ₁の正極である第１端子が接続されている。第１のキャパシタＣ₁の負極である第２端子は３相スイッチング部Ｓ_3phの第２極Ｎに接続されている。
また、第２のキャパシタＣ₂の正極である第１端子が３相スイッチング部Ｓ_3phの第１極Ｐに接続されている。第２のキャパシタＣ₂の負極である第２端子が充電可能でない定圧直流電源Ｖ_dcの負極側に接続されている。
また、第２のインダクタＬ₂の第１端子が３相スイッチング部Ｓ_3phの第２極Ｎに接続されている。第２のインダクタＬ₂の第２端子が充電可能でない定圧直流電源Ｖ_dcの負極側に接続されている。

図１の３相スイッチング部Ｓ_3phは、直流電源側端子として第１極Ｐ及び第２極Ｎ、３相交流側端子として端子Ａ、Ｂ、Ｃを有し、これらを６つのトランジスタと６つのダイオードで接続したものである。
第１極Ｐと端子Ａの間には、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ_apが接続されている。スイッチ素子Ｑ_apは、制御電圧により、電流の遮断と、第１極Ｐから端子Ａへの電流の導通を切り替えることが可能なスイッチである。また、スイッチ素子Ｑ_apには逆並列に、ダイオードＤ_apが接続されている。即ちダイオードＤ_apは、常時、端子Ａから第１極Ｐへの電流の導通を可能とするものである。
端子Ａと第２極Ｎとの間には、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ_anが接続されている。スイッチ素子Ｑ_anは、制御電圧により、電流の遮断と、端子Ａから第２極Ｎへの電流の導通を切り替えることが可能なスイッチである。また、スイッチ素子Ｑ_anには逆並列に、ダイオードＤ_anが接続されている。即ちダイオードＤ_anは、常時、第２極Ｎから端子Ａへの電流の導通を可能とするものである。
これらダイオードＤ_ap及びＤ_anは、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ_ap及びＱ_anとは独立した素子を接続しても良い。或いは、ダイオードＤ_ap及びＤ_anは、各々、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ_ap及びＱ_anの寄生ダイオードを用いても良い。

全く同様に、第１極Ｐと端子Ｂの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子Ｑ_bpとダイオードＤ_bpが接続され、端子Ｂと第２極Ｎとの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子Ｑ_bnとダイオードＤ_bnが接続されている。更に、第１極Ｐと端子Ｃの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子Ｑ_cpとダイオードＤ_cpが接続され、端子Ｃと第２極Ｎとの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子Ｑ_cnとダイオードＤ_cnが接続されている。

非特許文献１及び２に記載されたインピーダンスソースインバータ１００は、３相スイッチング部Ｓ_3phにおけるショートスルーの時間区間を、キャパシタの昇圧の為に積極的に利用するものである。この際、キャパシタ電圧を３相スイッチング部Ｓ_3phにおけるショートスルーの時間比で調整するが、キャパシタ電圧と、調整に用いる制御量との線形関係を維持することにより電圧を目標値に安定させることができると考えた。
また、本発明者らは上記インピーダンスソースインバータでは、キャパシタ電圧が必ずしも安定ではなく、また、初期動作において所望の電圧に安定するまでに時間がかかることを見出した。
そこでインピーダンスソースインバータのキャパシタ電圧の迅速な安定化を目的として、本発明を完成させたた。

請求項１に係る発明は、直流電源と順方向に接続されたダイオードとを有する直流電源部と、第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、６個の双方向スイッチを有し、直流側の第１極及び第２極と、交流側の３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する電力変換回路であって、双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、３相スイッチング部は、６個の双方向スイッチが２個ずつ同方向に直列接続されたスイッチ列を３組、同方向に並列接続されたものであって、各双方向スイッチを制御することで第１極側から第２極側に電流を流すものであり、３相の入出力端子は３組のスイッチ列の２個ずつの双方向スイッチの中間点に接続されており、第１のキャパシタの電圧又は第２のキャパシタの電圧を検出して、直流電源の電圧を基準として所望の電圧となるように、スイッチングサイクルの時間長に対する、３組のスイッチ列の少なくとも１組の、同方向に直列接続された２個の双方向スイッチを同時にオンとする時間長の比であるデューティ比Ｄ_stの動的調整により、３相スイッチング部を制御することを特徴とする電力変換回路の制御方法であり、第１のキャパシタの電圧又は第２のキャパシタの電圧の直流電源の電圧に対する比Ｋの、デューティ比Ｄ_stを変数とする関数Ｋ＝ｆ（Ｄ_st）に基づき、比Ｋの現在値Ｋ_obに基づきＰＩ制御又はＰＩＤ制御により得られた指令値Ｋ_opから、デューティ比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを前記関数の逆関数を用いてＤ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）として算出する、又は、比Ｋの現在値Ｋ_obからデューティ比Ｄ_stの現在値Ｄ_stobをＤ_stob＝ｆ^-1（Ｋ_ob）として算出したのち当該現在値Ｄ_stobに基づきＰＩ制御又はＰＩＤ制御により指令値Ｄ_stopを得ることにより、デューティ比Ｄ_stの動的調整を実施することを特徴とする。
請求項２に係る発明は、インピーダンス部は、第１のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第１端子とが直流電源部の正極側に接続され、第１のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第１端子とが３相スイッチング部の第１極側に接続され、第２のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第２端子とが３相スイッチング部の第２極側に接続され、第２のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第２端子とが直流電源部の負極側に接続されていることを特徴とする。
請求項３に係る発明は、直流電源と順方向に接続されたダイオードに並列に、逆直列に導通を行うトランジスタを接続したことを特徴とする。

例えば非特許文献１に記載されているように、第１のキャパシタ及び第２のキャパシタの電圧は、ショートスルー区間の時間長を調整することにより調整可能である。この際、デューティー比の調整を動的に実施し、更にはＰＩ制御又はＰＩＤ制御により行えば確実にキャパシタ電圧の迅速な安定化が実施可能となる。この際、デューティー比は０以上１／２未満であって、その値が大きくなるほど、デューティー比の変化に対する第１のキャパシタの電圧又は第２のキャパシタの電圧の変化が急峻となる。そこで、デューティー比自体をＰＩ制御又はＰＩＤ制御するのでなく、第１のキャパシタの電圧又は第２のキャパシタの電圧の変化と変化割合の同じ第１のキャパシタの電圧又は第２のキャパシタの電圧の直流電源の電圧に対する比ＫをＰＩ制御又はＰＩＤ制御する。これにより、比Ｋの現在値Ｋ_obから比Ｋの指令値Ｋ_opへのＰＩ制御又はＰＩＤ制御が的確なものとなるので、当該比Ｋの指令値Ｋ_opを用いればデューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを的確に算出できる。即ち、測定値に基づく比Ｋの現在値Ｋ_obと、制御量であるデューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopとの間の線形性を実現することができる。
同様に、比Ｋの現在値Ｋ_obからデューティー比Ｄ_stの現在値Ｄ_stobを算出したのち、デューティー比Ｄ_stをＰＩ制御又はＰＩＤ制御して指令値Ｄ_stopを求めても良い。この場合も、測定値に基づく比Ｋの現在値Ｋ_obと、制御量であるデューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopとの間の線形性を実現することができる。
比Ｋとデューティー比Ｄ_stの関係式は公知であるのでこれを用いると良い。
こうして、３相スイッチング部の６個の双方向スイッチをＰＷＭ制御する際に、ショートスルー時間を的確に設定できるので、第１のキャパシタの電圧及び第２のキャパシタの電圧を目標値に素早く安定させることができる。

本発明の具体的な一実施例に係る電力変換回路１００の回路図。 ２．Ａは実施例１による電圧制御のブロック図、２．Ｂはそのシミュレーション結果を示すグラフ図。 ３．Ａは比較例による電圧制御のブロック図、３．Ｂはそのシミュレーション結果を示すグラフ図。 ４．Ａは実施例１による電圧制御の別表現のブロック図、４．Ｂは実施例２による電圧制御のブロック図。 本発明の具体的な一実施例に係る電力変換回路２００の回路図。

一定値である直流電源電圧Ｖ_dc、キャパシタ電圧の目標値Ｖ_C0、キャパシタ電圧の現在値Ｖ_Cに対し、比Ｋ＝Ｖ_C／Ｖ_dcをＰＩ制御又はＰＩＤ制御する。こののち、ショートスルー（又は、シュートスルーとも言う）時間区間の、スイッチングサイクル中の時間割合であるデューティー比Ｄ_stを算出する。
このデューティー比Ｄ_stは、非特許文献１の式（１２）によれば、Ｋ＝（１−Ｄ_st）／（１−２Ｄ_st）、変形すればＤ_st＝（Ｋ−１）／（２Ｋ−１）の関係がある。ここで、Ｋは１以上、Ｄ_stは０以上１／２未満である。
初期値としてＫ＝１又はＤ_st＝０を用い、ＫをＰＩ制御又はＰＩＤ制御してＫの指令値を求め、そこからＤ_stを算出することで最適化する。

図１の電力変換回路（インピーダンスソースインバータ）１００の、本発明による制御方法について説明する。図１の電力変換回路（インピーダンスソースインバータ）１００の構成は、既に述べた通りである。

図１の電力変換回路（インピーダンスソースインバータ）１００の制御方法は、非特許文献１及び２にもある通り、例えば三角波をキャリアとして５つの閾値との比較により、６個のＩＧＢＴのオンオフを切り替えることで可能である。
例えば非特許文献２には、次のような１スイッチングサイクルが示されている。まず、ショートスルー（非特許文献２ではシュートスルー）が無い場合を考える。
Ｑ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cpが全てオン、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cnが全てオフのゼロベクトル状態、
Ｑ_an、Ｑ_bp、Ｑ_cnが全てオン、Ｑ_ap、Ｑ_bn、Ｑ_cpが全てオフのアクティブ（外部負荷に電力を供給）状態、
Ｑ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cnが全てオン、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cpが全てオフのアクティブ（外部負荷に電力を供給）状態、
Ｑ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cpが全てオフ、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cnが全てオンのゼロベクトル状態、
Ｑ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cnが全てオン、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cpが全てオフのアクティブ（外部負荷に電力を供給）状態、
Ｑ_an、Ｑ_bp、Ｑ_cnが全てオン、Ｑ_ap、Ｑ_bn、Ｑ_cpが全てオフのアクティブ（外部負荷に電力を供給）状態、
の繰り返しが基本となる。この基本パターンの２つのゼロベクトル状態の中に、それぞれ、
Ｑ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cp、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cnが全てオンのショートスルー状態、
を形成している（非特許文献のＦｉｇ３）。

非特許文献１の式（４）の成立を仮定すると、非特許文献１の式（１２）が成り立つ。この成立のための条件は、インダクタ電流が減少しても外部負荷電流の１／２に達することが無いことと、キャパシタ電位の変化が無視できることの２点である。
これを利用すると、
Ｋ＝ｆ（Ｄ_st）＝（１−Ｄ_st）／（１−２Ｄ_st）、
又は、
Ｄ_st＝ｆ^-1（Ｋ）＝（Ｋ−１）／（２Ｋ−１）、
ただし、Ｋは直流電源電圧Ｖ_dcに対するキャパシタ電圧Ｖ_Cの比、即ちＶ_C／Ｖ_dcである。また、Ｄ_stはショートスルー（又は、シュートスルー）時間区間の、スイッチングサイクル中の時間割合であるデューティー比である。
よって、デューティー比Ｄ_stの初期値を例えば０（この時、比Ｋの初期値は１）として電力変換回路１００を駆動させる。
この後、第１のキャパシタＣ₁又は第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cを常時監視して目標キャパシタ電圧Ｖ_C0との差ΔＶを算出し、ΔＶから比Ｋの指令値Ｋ_opをＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求める。この比Ｋの指令値Ｋ_opから、デューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopをＤ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）＝（Ｋ_op−１）／（２Ｋ_op−１）により算出する。こうして、３相スイッチング部Ｓ_3phの６個の双方向スイッチＱ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cp、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cnをＰＷＭ制御する際に、ショートスルー（又は、シュートスルー）時間区間の、スイッチングサイクル中の時間割合であるデューティー比Ｄ_stを動的に調整することで、第１のキャパシタＣ₁及び第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cを目標キャパシタ電圧Ｖ_C0に迅速に安定化させることが可能となる。

ここで、第１のキャパシタＣ₁又は第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cを常時監視して目標キャパシタ電圧Ｖ_C0との差ΔＶから、比Ｋの指令値Ｋ_opをＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めてデューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopをＤ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）＝（Ｋ_op−１）／（２Ｋ_op−１）により算出する場合を実施例とし、第１のキャパシタＣ₁又は第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cを常時監視して目標キャパシタ電圧Ｖ_C0との差ΔＶから、直接デューティー比Ｄ_stをＰＩ制御した場合を比較例として、シミュレーションを行った。これを図２及び図３に示す。
直流電源電圧Ｖ_dcを１００Ｖとし、第１のキャパシタＣ₁及び第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cを１５０Ｖから４００Ｖに昇圧する場合の過渡特性を示す。尚、図１の電力変換回路（インピーダンスソースインバータ）１００の電極Ｐ及び電極Ｎ間に印加される直流電位Ｖ_iは、第１のキャパシタＣ₁及び第２のキャパシタＣ₂の電圧の和２Ｖ_Cから直流電源電圧Ｖ_dcを引いたものであり、これも合わせて示す。即ち、電極Ｐ及び電極Ｎ間に印加される直流電位Ｖ_iは２００Ｖから７００Ｖに昇圧される。

まず本発明の実施例においては、現状のキャパシタ電圧Ｖ_Cと目標キャパシタ電圧Ｖ_C0との差ΔＶを算出してＰＩ制御により比Ｋの指令値Ｋ_opを求め、Ｄ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）＝（Ｋ_op−１）／（２Ｋ_op−１）により算出したデューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopに基づきショートスルー（又は、シュートスルー）時間区間を設定したＰＷＭ制御により、３相スイッチング部Ｓ_3phの６個の双方向スイッチＱ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cp、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cnを駆動する。図２．Ａはこれをブロック図としてまとめたものである。
図２．Ｂに示す通り、比Ｋの指令値Ｋ_opをＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求め、デューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを、Ｄ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）＝（Ｋ_op−１）／（２Ｋ_op−１）により算出した場合、第１のキャパシタＣ₁及び第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cは昇圧指示の０．０６秒後に目標値４００Ｖに到達して安定した。
この際、比Ｋは１．５から４に、デューティー比Ｄ_stは０．２５から０．４２９に増加することとなる。

比較例においては、ΔＶからＰＩ制御によりデューティー比Ｄ_stを直接求めた。即ち、現状のキャパシタ電圧Ｖ_Cと目標キャパシタ電圧Ｖ_C0との差ΔＶを算出してＰＩ制御によりデューティー比Ｄ_stを直接求め、それに基づきショートスルー（又は、シュートスルー）時間区間を設定したＰＷＭ制御により、３相スイッチング部Ｓ_3phの６個の双方向スイッチＱ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cp、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cnを駆動する。図３．Ａはこれをブロック図としてまとめたものである。
図３．Ｂに示す通り、デューティー比Ｄ_stの指令値を直接ＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めた場合は、第１のキャパシタＣ₁及び第２のキャパシタＣ₂の電圧Ｖ_Cは一旦５００Ｖを超えて上昇してしまい、４００Ｖ付近で安定したのは昇圧指示の０．０８秒後であった。
ここから、デューティー比Ｄ_stと比Ｋの関係を考慮せずにデューティー比Ｄ_stの指令値を直接ＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めると、特にデューティー比Ｄ_stの上限である０．５に近いほど、デューティー比Ｄ_stの変化割合に対する電圧Ｖ_Cの変化割合が急峻となり、デューティー比Ｄ_stが安定しにくいことを原因として、電圧Ｖ_Cが安定するまでに極めて時間がかかることが分かる。一方、本発明のように、比Ｋの指令値Ｋ_opをＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めたのち、デューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを、Ｄ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）＝（Ｋ_op−１）／（２Ｋ_op−１）により算出すると、Ｋの変化割合に対する電圧Ｖ_Cの変化割合が等しいので、デューティー比Ｄ_stを的確に算出することができ、電圧Ｖ_Cが安定するまでに短時間で済むことが分かる。

ΔＶから比Ｋの指令値Ｋ_opを算出するＰＩＤ制御は、一般式として次の式（１−１）又は（１−２）のように表される。尚、指令値Ｋ_opの初期値を０としない場合は、左辺は指令値Ｋ_op自体ではなく、指令値Ｋ_opの０でない初期値に対する増加分となる。
また、ＰＩ制御は、微分動作を除いた式、即ちｋ_d＝Ｔ_d＝０としたものであることは明らかである。

式（１−１）において、比例ゲインｋ_pを固定値としても良いが、Ｄ_stが上限１／２に近くなるほど（比Ｋ＝Ｖ_C／Ｖ_dcが大きくなるほど）、比例ゲインｋ_pを小さくするようにしても良い。例えば、比例ゲインｋ_pを次の式（２）で動的に調整しても良い。これは、Ｄ_stのＫによる微分から導出したものである。

図２．Ａの構成の特徴は、図４．Ａのように示すこともできる。
即ち、現在のキャパシタ電圧Ｖ_Cを測定し、直流電源電圧Ｖ_dcとから、比Ｋの現在値Ｋ_obを得る。この比Ｋの現在値Ｋ_obを用いて、ＰＩ制御又はＰＩＤ制御を実施する。即ち、比Ｋの現在値Ｋ_obと、目標キャパシタ電圧Ｖ_C0の直流電源電圧Ｖ_dcに対する比との差をＰＩコントローラ等に入力して、比Ｋの指令値Ｋ_opを求める。こののち、Ｄ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）＝（Ｋ_op−１）／（２Ｋ_op−１）によりデューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを算出し、ＰＷＭ制御及びスイッチの駆動を行う。

図４．Ａの手順を変更し、図４．Ｂのように制御を行っても良い。即ち、現在のキャパシタ電圧Ｖ_Cを測定し、直流電源電圧Ｖ_dcとから、比Ｋの現在値Ｋ_obを得る。ここから、デューティー比Ｄ_stの現在値Ｄ_stobを、Ｄ_stob＝ｆ^-1（Ｋ_ob）＝（Ｋ_ob−１）／（２Ｋ_ob−１）により算出する。このデューティー比Ｄ_stの現在値Ｄ_stobと、目標キャパシタ電圧Ｖ_C0の直流電源電圧Ｖ_dcに対する比から算出されるデューティー比Ｄ_stの目標値との差をＰＩコントローラ等に入力して、デューティー比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを求め、ＰＷＭ制御及びスイッチの駆動を行う。

図５は、本発明を適用可能な電力変換回路２００の構成を示す回路図である。図５の電力変換回路２００は、図１の電力変換回路（インピーダンスソースインバータ）１００において、定圧直流電源Ｖ_dcに替えて二次電池（充電池）Ｖ₀を用い、ダイオードＤを、ＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ₀とダイオードＤ₀とが逆並列に接続された双方向スイッチとしたものである。尚、既に述べた通り、双方向スイッチのダイオードＤ₀は、ＩＧＢＴの寄生ダイオードを利用しても良く、或いは別のダイオードを逆並列に接続しても良い。
ＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ₀は二次電池（充電池）Ｖ₀を充電する場合にオンする。スイッチ素子Ｑ₀がオフの状態では、二次電池（充電池）Ｖ₀はダイオードＤ₀を通じて放電することはあっても、充電はされない。

図５の電力変換回路２００の、その他の部分である、２つのインダクタＬ₁及びＬ₂、２つのキャパシタＣ₁及びＣ₂、３相スイッチング部Ｓ_3phの構成は、図１の電力変換回路（インピーダンスソースインバータ）１００と全く同一であるので、これら自体の詳細な説明については省略する。

図５の電力変換回路２００の特徴は、二次電池Ｖ₀を充電池としたので、外部負荷がモータ等である場合に回生電力を二次電池Ｖ₀に蓄えることができることである。また、詳細は略すが、外部負荷のインダクタ成分が小さく、外部負荷への供給電流が小さい場合に、電力供給が不連続とならない。即ち、インダクタ電流が減少して外部負荷電流の１／２に達したのちも、インダクタ電流の減少速度が変化しないので、キャパシタ電位の変化が無視できるならば、非特許文献１の式（４）及び式（１２）が必ず成立する。
図５の電力変換回路２００においても、ショートスルー（又は、シュートスルー）時間区間のスイッチングサイクル中の時間割合であるデューティー比Ｄ_stを、比Ｋの指令値をＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めてから算出して制御する、或いは比Ｋの現在値からデューティー比Ｄ_stの現在値を求めてデューティー比Ｄ_stの指令値をＰＩ制御又はＰＩＤ制御により求めて制御することで、第１のキャパシタＣ₁又は第２のキャパシタＣ₂の電圧を目標キャパシタ電圧Ｖ_C0に迅速に安定化させることが可能となる。

実施例３の電力変換回路２００は、回生電流を有効利用できるので、ハイブリッドタイプを含む電動機を有する車両、電動車、その他に利用可能である。

Ｖ_dc：直流電源
Ｄ：ダイオード
Ｌ₁：第１のインダクタ
Ｌ₂：第２のインダクタ
Ｃ₁：第１のキャパシタ
Ｃ₂：第２のキャパシタ
Ｓ_3ph：３相スイッチング回路
Ｐ：３相スイッチング回路Ｓ_3phの第１極（直流高電位側）
Ｎ：３相スイッチング回路Ｓ_3phの第２極（直流低電位側）
Ａ、Ｂ、Ｃ：３相スイッチング回路Ｓ_3phの３相交流端子
Ｑ_ap、Ｑ_bp、Ｑ_cp、Ｑ_an、Ｑ_bn、Ｑ_cn：３相スイッチング回路Ｓ_3phの双方向スイッチを形成するスイッチ素子（ＩＧＢＴ）
Ｄ_ap、Ｄ_bp、Ｄ_cp、Ｄ_an、Ｄ_bn、Ｄ_cn：３相スイッチング回路Ｓ_3phの双方向スイッチを形成するダイオード
Ｖ₀：二次電池（充電池）
Ｑ₀：双方向スイッチを形成するスイッチ素子（ＩＧＢＴ）
Ｄ₀：双方向スイッチを形成するダイオード

Claims (3)

1. 直流電源と順方向に接続されたダイオードとを有する直流電源部と、
   第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、
   ６個の双方向スイッチを有し、直流側の第１極及び第２極と、交流側の３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する電力変換回路の制御方法であって、
   前記双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、
   前記３相スイッチング部は、前記６個の双方向スイッチが２個ずつ同方向に直列接続されたスイッチ列を３組、同方向に並列接続されたものであって、各双方向スイッチを制御することで前記第１極側から前記第２極側に電流を流すものであり、前記３相の入出力端子は３組の前記スイッチ列の前記２個ずつの双方向スイッチの中間点に接続されており、
   前記第１のキャパシタの電圧又は前記第２のキャパシタの電圧を検出して、前記直流電源の電圧を基準として所望の電圧となるように、スイッチングサイクルの時間長に対する、前記３組のスイッチ列の少なくとも１組の、同方向に直列接続された２個の双方向スイッチを同時にオンとする時間長の比であるデューティ比Ｄ_stの動的調整により、前記３相スイッチング部を制御するものであり、
   前記第１のキャパシタの電圧又は前記第２のキャパシタの電圧の前記直流電源の電圧に対する比Ｋの、前記デューティ比Ｄ_stを変数とする関数Ｋ＝ｆ（Ｄ_st）に基づき、
   比Ｋの現在値Ｋ_obに基づきＰＩ制御又はＰＩＤ制御により得られた指令値Ｋ_opから、デューティ比Ｄ_stの指令値Ｄ_stopを前記関数の逆関数を用いてＤ_stop＝ｆ^-1（Ｋ_op）として算出する、又は、比Ｋの現在値Ｋ_obからデューティ比Ｄ_stの現在値Ｄ_stobをＤ_stob＝ｆ^-1（Ｋ_ob）として算出したのち当該現在値Ｄ_stobに基づきＰＩ制御又はＰＩＤ制御により指令値Ｄ_stopを得ることにより、デューティ比Ｄ_stの動的調整を実施することを特徴とする電力変換回路の制御方法。
2. 前記インピーダンス部は、
   前記第１のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第１端子とが前記直流電源部の正極側に接続され、
   前記第１のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第１端子とが前記３相スイッチング部の第１極側に接続され、
   前記第２のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第２端子とが前記３相スイッチング部の第２極側に接続され、
   前記第２のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第２端子とが前記直流電源部の負極側に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
3. 前記直流電源と順方向に接続された前記ダイオードに並列に、逆直列に導通を行うトランジスタを接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換回路。