JP2016149881A - 直流−直流変換器の制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流によるリアクトルの過熱を防止し、且つ装置内部の半導体素子の発生損失を最小にすることができる直流−直流変換器の制御装置を提供する。【解決手段】降圧チョッパ部のリアクトル、昇圧チョッパ部のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値Ｖcref*の範囲を算出し、入力電圧Ｖi、出力電圧Ｖoおよび出力電流Ｉoを入力とし、複数の中間電圧における、降圧チョッパ部のスイッチング素子、昇圧チョッパ部のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、ダイオードの導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得し、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値Ｖcref*として生成する中間電圧指令生成部１０１を設けた。【選択図】図３

Description

本発明は、直流電源装置などに用いられる直流−直流変換器の制御装置、制御方法に関する。

半導体電力変換装置による直流−直流変換器として、例えば図６に示す降圧チョッパ回路や図７に示す昇圧チョッパ回路が知られている。図６の降圧チョッパ回路は、入力電圧Ｖ_inが印加される正極入力端子Ｐ_inと負極入力端子Ｎ_inの間に接続された入力コンデンサ１と、入力コンデンサ１に並列に接続されたスイッチング素子２および図示極性の還流ダイオード３の直列回路と、還流ダイオード３に並列に接続されたリアクトル４および出力コンデンサ５の直列回路とを備え、出力コンデンサ５の一端を正極出力端子Ｐ_outに、他端を負極出力端子Ｎ_outに各々接続している。

図７の昇圧チョッパ回路は、入力電圧Ｖ_inが印加される正極入力端子Ｐ_inと負極入力端子Ｎ_inの間に接続された入力コンデンサ６と、入力コンデンサ６に並列に接続されたリアクトル７およびスイッチング素子８の直列回路と、スイッチング素子８に並列に接続された図示極性の還流ダイオード９および出力コンデンサ１０の直列回路とを備え、出力コンデンサ１０の一端を正極出力端子Ｐ_outに、他端を負極出力端子Ｎ_outに各々接続している。

図６、図７において、入力電圧をＶ_in、出力電圧をＶ_outとすると、図６の降圧チョッパではＶ_out≦Ｖ_in、図７の昇圧チョッパではＶ_out≧Ｖ_inという関係になり、出力電圧Ｖ_outの範囲が限定される。

また、出力電圧Ｖ_outの範囲を広くするため図８の回路構成とすることが考えられる。図８において、正、負極入力端子Ｐ_in−Ｎ_in間に接続された入力コンデンサ６には、スイッチング素子８およびリアクトル１１の直列回路が並列に接続され、スイッチング素子８およびリアクトル１１の共通接続点は、還流ダイオード１２のカソード、アノードおよび出力コンデンサ１０を介して、リアクトル１１および入力コンデンサ６の共通接続点に接続され、還流ダイオード１２および出力コンデンサ１０の共通接続点は正極出力端子Ｐ_outに接続され、出力コンデンサ１０およびリアクトル１１の共通接続点は負極出力端子Ｎ_outに接続されている。

図８の回路構成をとると自由な出力電圧の範囲が広くなるが、入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_outで電圧が逆極性となり、出力電圧Ｖ_outの負極電位が入力電圧Ｖ_inの負極電位よりも低い電圧となり、取扱い時に注意が必要である。

上記の問題を解決するため、降圧チョッパと昇圧チョッパを縦続接続した回路がある。例えば特許文献１では、図９のように、入力電圧Ｖ_inを昇圧後、降圧する接続が従来の技術として記載されている。

図９では、前記図７の昇圧チョッパ回路の出力コンデンサ１０に代えて中間コンデンサ１３を接続し、その中間コンデンサ１３の両端間に、図６の降圧チョッパ回路から入力コンデンサ１を除去した回路を接続して構成されている。

また、特許文献２では図１０のように、降圧チョッパのリアクトルと昇圧チョッパのリアクトルを共通にした回路が記載されている。図１０では、図６の降圧チョッパ回路からリアクトル４および出力コンデンサ５を除去した回路のスイッチング素子２および還流ダイオード３の共通接続点と、図７の昇圧チョッパ回路から入力コンデンサ６およびリアクトル７を除去した回路の還流ダイオード９およびスイッチング素子８の共通接続点とをリアクトル１４を介して接続し、還流ダイオード３および入力コンデンサ１の共通接続点と、スイッチング素子８および出力コンデンサ１０の共通接続点を共通に接続している。

さらに図１のように、入力電圧Ｖ_inを降圧チョッパにより降圧し、中間コンデンサにより平滑後、昇圧する回路構成も考えられる。図１の回路では、図６の降圧チョッパ回路の出力コンデンサ５に代えて中間コンデンサ１３を接続した回路を降圧チョッパ部とし、中間コンデンサ１３の両端間に、図７の昇圧チョッパ回路の入力コンデンサ６を除去した回路を昇圧チョッパ部として接続したものである。

しかしながら図９の回路では中間電圧Ｖ_I（中間コンデンサ１３の電圧）が出力電圧Ｖ_outよりも高い電圧となり、中間電圧Ｖ_Iが印加される各部に高耐圧の部品を使用する必要がある。また図１０の回路では、降圧チョッパと昇圧チョッパの中間部にコンデンサがないため、図１の回路構成よりも出力電圧リップルが大きくなる。

以上により、図１の回路構成の利点が、図９、図１０の構成に比べると多い。

ここで、図１の回路構成における出力電圧Ｖ_outの制御方法の一例を、図２の主回路構成図および図１１の制御回路図とともに説明する。図２は、図１の回路と、正、負極入力端子Ｐ_in，Ｎ_inに接続された電源２０と、正、負極出力端子Ｐ_out，Ｎ_outに接続された負荷２１とを備えた直流−直流変換器の主回路構成を示している。

尚図２では、図１のスイッチング素子２，８をスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に、還流ダイオード３，９を還流ダイオードＤ１，Ｄ２に、入力電圧Ｖ_inを入力電圧Ｖ_iに、出力電圧Ｖ_outを出力電圧Ｖ_oに、Ｖ₂をＶ_cに各々表記を変更しており、以下では、降圧チョッパ部２２側のリアクトル４を第１リアクトル４、昇圧チョッパ部２３側のリアクトル７を第２リアクトル７と称する。

図１１の制御回路３０は、降圧チョッパ電圧制御部３２、昇圧チョッパ電圧制御部３３、降圧チョッパパルス幅変調部３４、昇圧チョッパパルス幅変調部３５を備えている。

上記構成において、中間電圧Ｖ_cの指令値をＶ_cref ^*をとすると、降圧チョッパ、昇圧チョッパの特性からＶ_cref ^*≦Ｖ_i、Ｖ_cref ^*≦Ｖ_oという関係を満たす必要がある。そのため、Ｖ_cref ^*を入力電圧Ｖ_iと出力電圧Ｖ_oよりも十分小さい一定の値とすれば制御することが可能である。

すなわち、降圧チョッパ電圧制御部３２において、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*と中間電圧検出値Ｖ_cの偏差を用いて電圧制御を行うことにより、出力電圧検出値Ｖ_oが出力電圧指令値Ｖ_oref ^*となるように制御する。

降圧チョッパパルス幅変調部３４は、ＰＷＭ三角波キャリア信号（図示省略）と降圧チョッパ電圧制御部３２の出力を比較してＰＷＭ波形を生成し、降圧チョッパ部２２のスイッチング素子Ｓ１に出力するゲート信号Ｇ₁を作成する。同様に昇圧チョッパパルス幅変調部３５は昇圧チョッパ部２３のスイッチング素子Ｓ２に出力するゲート信号Ｇ₂を作成する。

特許第３２９４３４３号公報 特開平５−１３０７７０号公報

図１１の制御構成では、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*が一定値である。そのため、入力電圧Ｖ_iが低減した場合に第１リアクトル４を流れる第１リアクトル電流Ｉ_L1が大きくなり、第１リアクトル４が過電流過熱する恐れがある。

また、降圧チョッパのみ、あるいは昇圧チョッパのみの回路構成よりも、スイッチング素子を多く使用するため、スイッチング素子での損失が大きくなるという課題がある。

また特許文献１では、チャージポンプ式の降圧部により損失の低減を図っている。しかし、特許文献１のチャージポンプ式では特許文献１の図１のコンデンサＣ６，Ｃ７の充放電時に過電流とならないよう、特許文献１の図１の抵抗Ｒ１により電流を制限しており、この抵抗による損失が存在する。そのため、装置全体での損失を低減させるためには、抵抗を用いない他の手段による損失低減が必要である。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、入力電圧変動時に過電流によるリアクトルの過熱を防止し、且つ装置内部の半導体素子の発生損失を最小にすることができる直流−直流変換器の制御装置、制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の直流−直流変換器の制御装置は、直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、を備えた直流−直流変換器において、
前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、
前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段を備え、
前記中間電圧指令生成部は、
前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出し、
前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流を入力とし、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得し、
前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として生成することを特徴としている。

また、請求項３に記載の直流−直流変換器の制御方法は、直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、
前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段とを備えた直流−直流変換器の制御方法であって、
前記中間電圧指令生成部が、前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出するステップと、
前記中間電圧指令生成部が、前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流を入力とし、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得するステップと、
前記中間電圧指令生成部が、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として生成するステップと、
を備えたことを特徴としている。

上記構成によれば、第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値によって中間電圧を制御しているので、入力電圧の変動時においても、第１および第２のリアクトルに流れる電流を許容値以下に抑制することができ、前記リアクトルの過電流による過熱を防止することができる。

さらに、前記許容値以下となる中間電圧指令値の範囲内で、直流−直流変換器内部の半導体素子の発生損失を最小に保つことができる。

また、請求項２に記載の直流−直流変換器の制御装置は、直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、を備えた直流−直流変換器において、
前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、
前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段を備え、
前記中間電圧指令生成部は、
前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出する第１の演算を実行し、
前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流がそれぞれ取り得る範囲内の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組を用意しておき、そのうちの一つの組について、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得する第２の演算と、
前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として決定する第３の演算と、を用意した全ての入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組について実行し、
前記各組の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値と各組毎に決定された中間電圧指令値とを紐つけてデータテーブルを作成して記憶部に保存しておき、入力電圧、出力電圧および出力電流の各検出値が入力されたときに、該検出値に最も近い値の組を前記データテーブルから探索し、探索された組に紐つけられている中間電圧指令値をそのときの中間電圧指令値として出力することを特徴としている。

また、請求項４に記載の直流−直流変換器の制御方法は、直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、
前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段とを備えた直流−直流変換器の制御方法であって、
前記中間電圧指令生成部が、前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出する第１の演算ステップと、
前記中間電圧指令生成部が、前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流がそれぞれ取り得る範囲内の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組を用意しておき、そのうちの一つの組について、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得する第２の演算ステップと、
前記中間電圧指令生成部が、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として決定する第３の演算ステップと、
前記中間電圧指令生成部が、前記第２の演算ステップおよび第３の演算ステップの各処理を、用意した全ての入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組について実行し、前記各組の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値と各組毎に決定された中間電圧指令値とを紐つけてデータテーブルを作成して記憶部に保存するステップと、
前記中間電圧指令生成部が、入力電圧、出力電圧および出力電流の各検出値が入力されたときに、該検出値に最も近い値の組を前記データテーブルから探索し、探索された組に紐つけられている中間電圧指令値をそのときの中間電圧指令値として出力するステップと、を備えたことを特徴としている。

上記構成によれば、各組の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値と各組毎に決定された中間電圧指令値とを紐つけてデータテーブル化し記憶しておくので、直流−直流変換器の動作時に逐次演算を行う必要が無く、演算の手間を省くことができる。

（１）請求項１〜４に記載の発明によれば、第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値によって中間電圧を制御しているので、入力電圧の変動時においても、第１および第２のリアクトルに流れる電流を許容値以下に抑制することができ、前記リアクトルの過電流による過熱を防止することができる。

さらに、前記許容値以下となる中間電圧指令値の範囲内で、直流−直流変換器内部の半導体素子の発生損失を最小に保つことができる。
（２）請求項２、４に記載の発明によれば、直流−直流変換器の動作時に逐次演算を行う必要が無く、演算の手間を省くことができる。

本発明が適用される直流−直流変換器の要部回路図。 本発明が適用される直流−直流変換器の全体構成図。 本発明の一実施形態例を示すブロック図。 本発明が適用される直流−直流変換器における降圧チョッパ部２２のスイッチング素子の、エミッタ−コレクタ間電圧と電流を表す特性図。 半導体素子の全損失Ｐ_allと中間電圧Ｖ_cとの関係を示す特性図。 従来の降圧チョッパ回路の一例を示す回路図。 従来の昇圧チョッパ回路の一例を示す回路図。 従来のチョッパ回路の他の例を示す回路図。 特許文献１に記載の直流−直流変換器の回路図。 特許文献２に記載の直流−直流変換器の回路図。 図１の直流−直流変換器の従来の制御回路を示すブロック図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、主回路として、降圧チョッパ部２２と昇圧チョッパ部２３を縦続接続した図２（図１）の回路を適用し、制御手段を図３のように構成した。

図２において、降圧チョッパ部２２は、入力コンデンサ１、スイッチング素子Ｓ１、還流ダイオードＤ１、第１リアクトル４、中間コンデンサ１３から構成される。ここで、スイッチング素子Ｓ１をオンすると、スイッチング素子Ｓ１→第１リアクトル４→中間コンデンサ１３の経路で電流が流れ、中間コンデンサ１３を充電する。次にスイッチング素子Ｓ１をオフすると第１リアクトル４の蓄積エネルギーとして流れていた第１リアクトル電流Ｉ_L1が中間コンデンサ１３→還流ダイオードＤ１→第１リアクトル４の経路で循環電流として流れ、第１リアクトル４の残留エネルギーを中間コンデンサ１３に充電する。

昇圧チョッパ部２３は、中間コンデンサ１３、第２リアクトル７、スイッチング素子Ｓ２、還流ダイオードＤ２、出力コンデンサ１０から構成される。ここで、スイッチング素子Ｓ２をオンすると、中間コンデンサ１３の静電エネルギーは第２リアクトル７→スイッチング素子Ｓ２の経路を通って放電し、この時のエネルギーが第２リアクトル７に蓄積される。次にスイッチング素子Ｓ２をオフにすると第２リアクトル７には逆起電力による電圧が発生し、中間コンデンサ１３の電圧と第２リアクトル７の逆起電力による電圧が加算されて還流ダイオードＤ２を介して出力コンデンサ１０に充電され、出力端に電圧が印加される。

なお図２に示したスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の図記号はＩＧＢＴであるが、これはＩＧＢＴに限定されるものではなく、ＧＴＯやＦＥＴなどの自己消弧型スイッチング素子であれば良い。

図３の制御手段としての制御部１００は、図２の中間コンデンサ１３の電圧を検出した中間電圧検出値Ｖ_cが、中間電圧指令生成部１０１により生成された中間電圧指令値Ｖ_cref ^*となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値Ｖ_cおよび中間電圧指令値Ｖ_cref ^*の偏差に基づいて出力する信号（降圧チョッパＡＶＲ部１０２の出力信号）とキャリア信号の比較によって、前記スイッチング素子Ｓ１のゲート信号を作成して降圧チョッパ部２２を制御し、図２の回路の出力電圧検出値Ｖ_oが、出力電圧指令値Ｖ_oref ^*となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値Ｖ_oおよび出力電圧指令値Ｖ_oref ^*の偏差に基づいて出力する信号（昇圧チョッパＡＶＲ部１０３の出力信号）とキャリア信号の比較によって、前記スイッチング素子Ｓ２のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部２３を制御する機能を有する。

そして制御部１００の中間電圧指令生成部１０１は、第１の実施形態例においては、前記第１および第２のリアクトル４、７に流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出し、図２の回路の入力電圧Ｖ_i、出力電圧Ｖ_oおよび出力電流Ｉ_oを入力とし、複数の中間電圧における、スイッチング素子Ｓ１,Ｓ２の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、還流ダイオードＤ１,Ｄ２の各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得し、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値Ｖ_cref ^*として生成する。

また制御部１００の中間電圧指令生成部１０１は、第２の実施形態例においては、前記第１および第２のリアクトル４、７に流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出する第１の演算を実行し、前記図２の回路の入力電圧Ｖ_i、出力電圧Ｖ_oおよび出力電流Ｉ_oがそれぞれ取り得る範囲内の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組を用意しておき、そのうちの一つの組について、複数の中間電圧における、スイッチング素子Ｓ１,Ｓ２の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、還流ダイオードＤ１,Ｄ２の各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得する第２の演算と、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値Ｖ_cref ^*として決定する第３の演算と、を全ての入力電圧値Ｖ_i、出力電圧値Ｖ_oおよび出力電流値Ｉ_oの組について実行し、前記各組の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値と各組毎に決定された中間電圧指令値とを紐つけてデータテーブルを作成して記憶部に保存しておき、入力電圧、出力電圧および出力電流の各検出値が入力されたときに、該検出値に最も近い値の組を前記データテーブルから探索し、探索された組に紐つけられている中間電圧指令値Ｖ_cref ^*をそのときの中間電圧指令値として出力する。

以下、具体的な実施例を説明する。

（１）制御部１００は、中間電圧指令生成部１０１、降圧チョッパ電圧制御（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）部１０２、昇圧チョッパ電圧制御部１０３、降圧チョッパパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）部１０４および昇圧チョッパパルス幅変調部１０５を備える。

（２）中間電圧指令生成部１０１において、装置損失が最小となる最適な中間電圧指令値Ｖ_cref ^*を決定し、その指令値どおり制御することにより、第１リアクトル４および第２リアクトル７の過電流による過熱を防止、かつ、直流−直流変換器（図２の回路）の半導体素子の損失を低減する動作を行う。

（３）定常状態のとき、第１リアクトル電流Ｉ_L1および第２リアクトル電流Ｉ_L2は、出力電圧Ｖ_oと出力電流Ｉ_o、中間電圧Ｖ_cを用いて

と表される。ここでＩ_L1は第１リアクトル４の許容電流値以下であり、Ｉ_L2は第２リアクトル７の許容電流値以下であることが求められる。よって第１リアクトル４と第２リアクトル７の許容電流値のうち小さい方の許容電流値をＩ_LMAXとすると、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*は、（１）式より、出力電圧Ｖ_oを用いた以下の（２）式を満たす必要がある。

また、降圧チョッパ、昇圧チョッパの特性から、
Ｖ_cref ^*≦Ｖ_i…（３）
Ｖ_cref ^*≦Ｖ_o…（４）
となる。中間電圧指令値Ｖ_cref ^*は（２）式〜（４）式を満たす必要がある。

（４）次に、スイッチング素子および還流ダイオードの損失について考える。

まず、降圧チョッパ部２２側のスイッチング素子Ｓ１および還流ダイオードＤ１について、入力電圧Ｖ_i、中間電圧Ｖ_c、第１リアクトル電流Ｉ_L1、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティｄ₁、ＰＷＭ三角波キャリア周波数ｆ_cおよびスイッチング素子Ｓ１固有の定数であるオン抵抗Ｒ_on1、立ち上がり時間ｔ_r1、立ち下がり時間ｔ_f1、還流ダイオードＤ１固有の定数であるオン抵抗Ｒ_fwd1から、スイッチング素子Ｓ１の導通損失Ｐ_con1、ターンオン損失Ｐ_on1、ターンオフ損失Ｐ_off1、還流ダイオードＤ１の導通損失Ｐ_fwd1を、中間電圧Ｖ_cの関数として求めることを考える。

（５）スイッチング素子Ｓ１の導通損失Ｐ_con1は、第１リアクトル電流Ｉ_L1、スイッチング素子Ｓ１のオンデューティｄ₁、スイッチング素子Ｓ１のオン抵抗Ｒ_on1を用いて
Ｐ_con1＝Ｉ_L1 ²×Ｒ_on1×ｄ₁…（５）
と表せる。

ここで、降圧チョッパ部２２の定常状態の特性より、オンデューティｄ₁と中間電圧Ｖ_c、入力電圧Ｖ_iの間には
ｄ₁＝Ｖ_c／Ｖ_i…（６）
の関係が成り立つ。

よって、導通損失Ｐ_con1は（５）式に（１）式と（６）式を代入して

と表せる。

同様に還流ダイオードＤ１の導通損失Ｐ_fwd1は
Ｐ_fwd1＝Ｉ_L1 ²×Ｒ_fwd1×（１−ｄ₁）…（８）
と表せ、これに（１）式と（６）式を代入して

と表せる。

（６）次にスイッチング素子Ｓ１のターンオン損失Ｐ_on1について考える。ターンオン時、エミッタ−コレクタ間電圧と導通電流は図４のような変化となり、立ち上がり時間ｔ_r1をかけて、電圧は減少し電流は増加する。１回のターンオンによる電力損失はｔ_r1の間の電流と電圧の積の積分値である。１秒間にＰＷＭ三角波キャリア周波数ｆ_c回のターンオンが発生するため、ターンオン損失Ｐ_on1は以下のように表される。

の項は、図４の期間ｔ_r1におけるスイッチング素子のターンオン損失に相当する。

同様にしてターンオフ損失Ｐ_off1も

と表せる。

（７）同様に昇圧チョッパ部２３側のスイッチング素子Ｓ２および還流ダイオードＤ２について、中間電圧Ｖ_c、出力電圧Ｖ_o、第２リアクトル電流Ｉ_L2、スイッチング素子Ｓ２のオンデューティｄ₂、ＰＷＭ三角波キャリア周波数ｆ_cおよびスイッチング素子Ｓ２固有の定数であるオン抵抗Ｒ_on2、立ち上がり時間ｔ_r2、立ち下がり時間ｔ_f2、還流ダイオードＤ２固有の定数であるオン抵抗Ｒ_fwd2から、スイッチング素子Ｓ２の導通損失Ｐ_con2、ターンオン損失Ｐ_on2、ターンオフ損失Ｐ_off2、還流ダイオードＤ２の導通損失Ｐ_fwd2を、以下のように中間電圧Ｖ_cの関数として求めることができる。

尚、昇圧チョッパの定常状態の特性によりオンデューティｄ₂と中間電圧Ｖ_c、出力電圧Ｖ_oの間には、
ｄ₂＝Ｖ_c／Ｖ_o…（１２）
の関係が成り立つ。

よって、導通損失Ｐ_con2は前記（７）式と同様にして

と表せる。

また、スイッチング素子Ｓ２のターンオン損失Ｐ_on2は、前記（１０）式と同様にして

と表せる。

また、スイッチング素子Ｓ２のターンオフ損失Ｐ_off2は、前記（１1）式と同様にして

と表せる。

また、還流ダイオードＤ２の導通損失Ｐ_fwd2は、前記（９）式と同様にして

と表せる。

（８）ここで、直流−直流変換器の半導体素子の全損失をＰ_allとすると
Ｐ_all＝Ｐ_con1＋Ｐ_on1＋Ｐ_off1＋Ｐ_fwd1＋Ｐ_con2＋Ｐ_on2＋Ｐ_off2＋Ｐ_fwd2…（１７）
となり、測定値であるＶ_i、Ｖ_o、Ｉ_oと、直流−直流変換器固有の値であるｆ_c、Ｒ_on1、ｔ_r1、ｔ_f1、Ｒ_fwd1、Ｒ_on2、ｔ_r2、ｔ_f2、Ｒ_fwd2から中間電圧Ｖ_cの関数として計算により求めることができる。

（９）上記（４）項〜（８）項の式（（５）式〜（１６）式）を用いて、複数の中間電圧における半導体素子の全損失Ｐ_allを各々計算することにより、中間電圧Ｖ_cと全損失Ｐ_allの関係を図５のようにまとめることができ、この図５のデータを図示省略の記憶部に格納する。

（１０）中間電圧指令生成部１０１は（２）式〜（４）式を満たす中間電圧指令値Ｖ_cref ^*の中で、上記図５により求められた全損失Ｐ_allが最も小さくなる中間電圧を選び、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*を決定する。

（１１）降圧チョッパ電圧制御部１０２は、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*と中間電圧検出値Ｖ_cの偏差を用いて電圧制御を行うことにより、中間電圧検出値Ｖ_cが中間電圧指令値Ｖ_cref ^*となるように制御する。降圧チョッパパルス幅変調部１０４は、ＰＷＭ三角波キャリア信号（図示省略）と降圧チョッパ電圧制御部１０２の出力を比較してＰＷＭ波形を生成し、スイッチング素子Ｓ１に出力するゲート信号Ｇ₁を作成する。

（１２）昇圧チョッパ電圧制御部１０３は、出力電圧指令値Ｖ_oref ^*と出力電圧検出値Ｖ_oの偏差を用いて電圧制御を行うことにより、出力電圧検出値Ｖ_oが出力電圧指令値Ｖ_oref ^*となるように制御する。昇圧チョッパパルス幅変調部１０５は、ＰＷＭ三角波キャリア信号（図示省略）と昇圧チョッパ電圧制御部１０３の出力を比較してＰＷＭ波形を生成し、スイッチング素子Ｓ２に出力するゲート信号Ｇ₂を作成する。

（１３）以上より、第１リアクトル４および第２リアクトル７が過電流過熱することがないような中間電圧Ｖ_cに制御することができる。さらに、その範囲内で半導体素子の損失を最小にすることができる。

（１４）本実施例２においても、制御部１００は中間電圧指令生成部１０１、降圧チョッパ電圧制御部１０２、昇圧チョッパ電圧制御部１０３、降圧チョッパパルス幅変調部１０４および昇圧チョッパパルス幅変調部１０５を備える。

（１５）実施例１の（３）項で述べたように、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*は（２）式〜（４）式を満たす必要がある。

（１６）実施例の（４）項〜（８）項の手順で、複数の中間電圧における半導体素子の全損失を各々計算することが可能であるが、これは中間電圧指令生成部１０１で逐次計算する必要はなく、あらかじめ計算しておくことが可能である。

（１７）すなわち本実施例２では、入力電圧Ｖ_i、出力電圧Ｖ_o、出力電流Ｉ_oがそれぞれ取り得る範囲内でＶ_i、Ｖ_o、Ｉ_oの値の組を用意し、そのＶ_i、Ｖ_o、Ｉ_oにおける半導体素子の全損失Ｐ_allを中間電圧Ｖ_cの関数として求める。

（１８）実施例１の（９）項と同様にして図５のような中間電圧Ｖ_cと全損失Ｐ_allの関係を求め、そのデータを記憶部などに格納する。

（１９）前記（２）式〜（４）式を満たす中間電圧指令値Ｖ_cref ^*の中で前記図５より求められた全損失Ｐ_allが最も小さくなる中間電圧を選び、中間電圧指令値Ｖ_cref ^*を決定する。これが上記（１７）項で用意した入力電圧Ｖ_i、出力電圧Ｖ_o、出力電流Ｉ_oの値の組における最適な中間電圧指令値Ｖ_cref ^*である。

（２０）上記（１７）項〜（１９）項の処理を繰り返し行い、複数の入力電圧Ｖ_i、出力電圧Ｖ_o、出力電流Ｉ_oの値の組における最適な中間電圧指令値Ｖ_cref ^*を求めＶ_i、Ｖ_o、Ｉ_oおよびＶ_cref ^*の組のテーブルを作成する。

（２１）上記（２０）項で作成したテーブルを中間電圧生成部１０１の記憶部にあらかじめ保存しておく。

（２２）直流電源装置（図２）の動作時に、中間電圧指令生成部１０１は入力電圧Ｖ_i、出力電圧Ｖ_o、出力電流Ｉ_oの検出値に最も近い値の組を、前記テーブルに保存されたＶ_i、Ｖ_o、Ｉ_oの組から探索し、そのテーブルの中間電圧指令値Ｖ_cref ^*をその瞬間の中間電圧指令値Ｖ_cref ^*とする。

この探索方法の一例を示す。下記表１の８つの組Ａ〜Ｈがあるとする。

また各検出値が、Ｖ_i＝１４０Ｖ、Ｖ_o＝１６０Ｖ、Ｉ_o＝１３Ａとする。

上記表１の組の中のＶ_iでは、１００Ｖが最も近い。上記表１の組の中のＶ_oでは、２００Ｖが最も近い。上記表１の組の中のＩ_oでは、１０Ａが最も近い。

したがって、組Ｃが最も近い値の組となる。

（２３）降圧チョッパ電圧制御部１０２、昇圧チョッパ電圧制御部１０３、降圧チョッパパルス幅変調部１０４および昇圧チョッパパルス幅変調部１０５の動作は実施例１の（１１）項、（１２）項と同一である。

（２４）以上より、第１リアクトル４および第２リアクトル７が過電流過熱することがないような中間電圧Ｖ_cに制御することができる。さらに、その範囲内で半導体素子の損失を最小にすることができる。

１…入力コンデンサ
２、Ｓ１、８、Ｓ２…スイッチング素子
３、Ｄ１、９、Ｄ２…還流ダイオード
４、７…リアクトル
１０…出力コンデンサ
１３…中間コンデンサ
２０…電源
２１…負荷
２２…降圧チョッパ部
２３…昇圧チョッパ部
１００…制御部
１０１…中間電圧指令生成部
１０２…降圧チョッパ電圧制御部
１０３…昇圧チョッパ電圧制御部
１０４…降圧チョッパパルス幅変調部
１０５…昇圧チョッパパルス幅変調部

Claims (4)

1. 直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
   前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、を備えた直流−直流変換器において、
   前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、
   前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段を備え、
   前記中間電圧指令生成部は、
   前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出し、
   前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流を入力とし、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得し、
   前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として生成することを特徴とする直流−直流変換器の制御装置。
2. 直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
   前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、を備えた直流−直流変換器において、
   前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、
   前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段を備え、
   前記中間電圧指令生成部は、
   前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出する第１の演算を実行し、
   前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流がそれぞれ取り得る範囲内の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組を用意しておき、そのうちの一つの組について、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得する第２の演算と、
   前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として決定する第３の演算と、を用意した全ての入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組について実行し、
   前記各組の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値と各組毎に決定された中間電圧指令値とを紐つけてデータテーブルを作成して記憶部に保存しておき、入力電圧、出力電圧および出力電流の各検出値が入力されたときに、該検出値に最も近い値の組を前記データテーブルから探索し、探索された組に紐つけられている中間電圧指令値をそのときの中間電圧指令値として出力することを特徴とする直流−直流変換器の制御装置。
3. 直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
   前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、
   前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段とを備えた直流−直流変換器の制御方法であって、
   前記中間電圧指令生成部が、前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出するステップと、
   前記中間電圧指令生成部が、前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流を入力とし、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得するステップと、
   前記中間電圧指令生成部が、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として生成するステップと、
   を備えたことを特徴とする直流−直流変換器の制御方法。
4. 直流電源の正、負極端間に入力コンデンサを接続し、前記入力コンデンサの正極側端に第１のスイッチング素子の一端を接続し、第１のスイッチング素子の他端を第１のダイオードのカソード、アノードを介して入力コンデンサの負極側端に接続し、第１のダイオードのカソードとアノードの間に、第１のリアクトルおよび中間コンデンサを順次直列に接続して構成した降圧チョッパ部と、
   前記中間コンデンサおよび第１のリアクトルの共通接続点と中間コンデンサおよび第１のダイオードの共通接続点との間に、第２のリアクトルおよび第２のスイッチング素子を順次直列に接続し、第２のスイッチング素子および第２のリアクトルの共通接続点を、第２のダイオードのアノード、カソードおよび出力コンデンサを介して第２のスイッチング素子および中間コンデンサの共通接続点に接続し、前記出力コンデンサおよび第２のダイオードの共通接続点を正側出力端に接続し、出力コンデンサおよび第２のスイッチング素子の共通接続点を負側出力端に接続して構成した昇圧チョッパ部と、
   前記中間コンデンサの電圧を検出した中間電圧検出値が、中間電圧指令生成部により生成された中間電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記中間電圧検出値および中間電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第１のスイッチング素子のゲート信号を作成して降圧チョッパ部を制御し、前記正、負出力端間の出力電圧検出値が、出力電圧指令値となるように電圧制御する機能を有し、前記出力電圧検出値および出力電圧指令値の偏差に基づいて出力する信号とキャリア信号の比較によって、前記第２のスイッチング素子のゲート信号を作成して昇圧チョッパ部を制御する制御手段とを備えた直流−直流変換器の制御方法であって、
   前記中間電圧指令生成部が、前記第１および第２のリアクトルに流れる電流が許容値以下となる中間電圧指令値の範囲を算出する第１の演算ステップと、
   前記中間電圧指令生成部が、前記直流−直流変換器の入力電圧、出力電圧および出力電流がそれぞれ取り得る範囲内の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組を用意しておき、そのうちの一つの組について、複数の中間電圧における、直流−直流変換器の第１および第２のスイッチング素子の各々の導通損失、ターンオン損失、ターンオフ損失と、第１および第２のダイオードの各々の導通損失とを含む全損失を中間電圧の関数として算出し、これによって中間電圧と全損失の関係を取得する第２の演算ステップと、
   前記中間電圧指令生成部が、前記取得した中間電圧と全損失の関係に基づいて、前記算出された中間電圧指令値の範囲内で、前記全損失が最小となる中間電圧を中間電圧指令値として決定する第３の演算ステップと、
   前記中間電圧指令生成部が、前記第２の演算ステップおよび第３の演算ステップの各処理を、用意した全ての入力電圧値、出力電圧値および出力電流値の組について実行し、前記各組の入力電圧値、出力電圧値および出力電流値と各組毎に決定された中間電圧指令値とを紐つけてデータテーブルを作成して記憶部に保存するステップと、
   前記中間電圧指令生成部が、入力電圧、出力電圧および出力電流の各検出値が入力されたときに、該検出値に最も近い値の組を前記データテーブルから探索し、探索された組に紐つけられている中間電圧指令値をそのときの中間電圧指令値として出力するステップと、
   を備えたことを特徴とする直流−直流変換器の制御方法。

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