WO2011090210A1 - 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム - Google Patents

電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, a grid interconnection device, and a grid interconnection system that convert a voltage from a distributed power source such as a solar cell or a fuel cell into an alternating current after being stepped up or down.
  • a distributed power source such as a solar cell or a fuel cell
  • the control circuit generates a first error signal representing an error between the output voltage of the DC-DC conversion circuit and the voltage target value, and the first The input of the output voltage control circuit of the DC-DC converter circuit is corrected by the second error signal that represents the error between the error signal and the extracted ripple component.
  • the power conversion device described in Patent Document 1 cannot sufficiently suppress the ripple component included in the input current of the DC-DC converter circuit, and the device load and loss in the DC-DC converter circuit are sufficiently reduced. Therefore, there is a problem that it is impossible to achieve high efficiency, downsizing, and cost reduction of the entire power conversion device.
  • a power conversion device includes a DC-DC conversion circuit (for example, a boost chopper circuit 2) that boosts or decreases an input voltage (input voltage Vi) from a DC power source (for example, a solar cell 1), and the DC- A DC-AC conversion circuit (inverter circuit 3) that converts the output voltage (output voltage Vd) of the DC conversion circuit into AC.
  • the power conversion apparatus includes a first control circuit for controlling the output voltage (voltage detector PT or PT ′, error calculator 21, low-pass filter 23a, low-pass filter 23b, low-pass filter 23c, output voltage controller 22).
  • the target value (current target value) of the second control circuit is The direct current level is almost free of ripple components.
  • the second control circuit controls the DC-DC conversion circuit based on such a DC level, the input current to be controlled also becomes a DC level containing almost no ripple component.
  • the power conversion device according to the features of the present invention, it is possible to improve the efficiency, size, and cost of the entire power conversion device.
  • the voltage detector for detecting the output voltage of the DC-DC converter circuit has the ripple removing circuit, and it is not necessary to provide a ripple removing circuit separately.
  • a ripple removal circuit can be provided in the voltage detector, it is particularly suitable for hardware processing.
  • the grid interconnection device includes the power conversion device according to the first feature or the second feature.
  • the power converter is configured so that the distributed power source can be connected to a power distribution system (power distribution system 10).
  • the grid interconnection device 100A includes a main circuit 110A and a control unit 120A that controls the main circuit 110A.
  • the main circuit 110A and the control unit 120A constitute a power conversion device.
  • the input stage capacitor C1 is for smoothing the input voltage Vi from the solar cell 1.
  • the inverter circuit 3 includes a switching element Q2, a switching element Q3, a switching element Q4, and a switching element Q5 connected in a full bridge.
  • IGBTs are exemplified as the switching elements Q2 to Q5.
  • power MOS FETs or the like may be used.
  • Diodes are connected in antiparallel to switching elements Q2-Q5.
  • Each of switching elements Q2-Q5 performs high-frequency switching in response to a gate signal (not shown) from control unit 120A.
  • the filter circuit 4 is connected to the subsequent stage of the inverter circuit 3.
  • the filter circuit 4 removes the high frequency component contained in the output from the inverter circuit 3 and outputs the result.
  • the filter circuit 4 includes a reactor L2 and a capacitor C3.
  • the voltage detector PT detects the output voltage Vd.
  • the error calculator 21 generates an error signal representing an error between the output voltage Vd detected by the voltage detector PT and the output voltage target value Vr.
  • the output voltage target value Vr is generated by a target value generator (not shown) (see FIG. 2A).
  • the low-pass filter 23a of the first control circuit removes the ripple component included in the output voltage Vd of the boost chopper circuit 2, the target value (current target value Ir) of the second control circuit is rippled.
  • the direct current level is almost free of components (see FIG. 2B).
  • the chopper input current Ii to be controlled also becomes a DC level that hardly includes a ripple component (see FIG. 2D). ).
  • the error calculator 31 generates an error signal representing an error between the chopper input current Ii detected by the current detector DCT and the current target value Ir from which the ripple component has been removed by the low-pass filter 23b.
  • the error calculator 31 generates an error signal representing an error between the chopper input current Ii detected by the current detector DCT and the current target value Ir from which the ripple component has been removed by the low-pass filter 23b.
  • the error calculator 31 generates an error signal representing an error between the chopper input current Ii detected by the current detector DCT and the current target value Ir from which the ripple component has been removed by the low-pass filter 23b.
  • the target value (current target value Ir) of the second control circuit is obtained.
  • the DC level is almost free of ripple components, and the chopper input current Ii is also at a DC level containing almost no ripple components.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a grid interconnection system including a grid interconnection device 100E according to the third embodiment.
  • Voltage detector PT 1 is in the energy storage control, detects the output voltage Vb of the chopper circuit 2G.
  • a voltage detector PT 2 in the discharge control, detects the output voltage Vd of the chopper circuit 2G.

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Abstract

　電力変換装置は、分散電源からの入力電圧Ｖｉを昇圧する昇圧チョッパ回路２と、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖｄを交流に変換するインバータ回路３と、出力電圧Ｖｄを制御するための第１の制御回路（電圧検出器ＰＴ、誤差演算器２１、出力電圧制御器２２）と、チョッパ入力電流Ｉｉを制御するための第２の制御回路（電流検出器ＤＣＴ、誤差演算器３１、入力電流制御器３２、ＰＷＭコンパレータ３３）とを備える。第１の制御回路は、出力電圧Ｖｄが出力電圧目標値Ｖｒとなるように、電流目標値Ｉｒを生成する。第２の制御回路は、チョッパ入力電流Ｉｉが電流目標値Ｉｒとなるように、昇圧チョッパ回路２を制御する。第１の制御回路は、出力電圧Ｖｄに含まれるリプル成分を除去するローパスフィルタ２３ａを有する。

Description

電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム
　本発明は、太陽電池や燃料電池などの分散電源からの電圧を昇圧又は降圧した上で交流に変換する電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システムに関する。
　従来、この種の電力変換装置は、分散電源からの電圧を昇圧又は降圧する直流－直流変換回路と、直流－直流変換回路の出力電圧を交流に変換する直流－交流変換回路と、直流－直流変換回路の出力電圧を電圧目標値に保つように直流－直流変換回路を制御する制御回路とを有する。
　この種の電力変換装置は、一般的に、交流電流を出力するため、電力変換装置の入力電流やリアクタ入力電流（以下、これらを単に「入力電流」と称する）には、電力変換装置が出力する交流電流の２倍の周波数を持つ大きなリプル電流が流れる。そのため、直流－直流変換回路のリアクタ及びスイッチング素子の負担や損失が大きくなるという問題がある。
　このため、制御回路において、直流－直流変換回路の入力電流に含まれるリプル成分を抽出し、抽出したリプル成分を用いて直流－直流変換回路の制御入力を補正する電力変換装置が提案されている（特許文献１参照）。
　具体的には、特許文献１に記載の電力変換装置では、制御回路が、直流－直流変換回路の出力電圧と電圧目標値との誤差を表す第１の誤差信号を生成し、当該第１の誤差信号と上記抽出したリプル成分との誤差を表す第２の誤差信号によって、直流－直流変換回路の出力電圧制御回路の入力を補正する。
　特許文献１に記載の電力変換装置は、第１の誤差信号に含まれるリプル成分を上記抽出したリプル成分によってキャンセルしようとするものであるが、第１の誤差信号に含まれるリプル成分を完全にキャンセルするためには、第１の誤差信号に含まれるリプル成分と上記抽出したリプル成分とのそれぞれの位相や振幅を厳密に合わせ込むことが必要であり、実際には難しい。
　その結果、特許文献１に記載の電力変換装置では、直流－直流変換回路の入力電流に含まれるリプル成分を十分に抑制することができず、直流－直流変換回路におけるデバイスの負担や損失を十分に削減できないため、電力変換装置全体の高効率化、小型化、及び低コスト化を図ることができないという問題があった。
特開昭６１－３０９６０号公報
　第１の特徴に係る電力変換装置は、直流電源（例えば太陽電池１）からの入力電圧（入力電圧Ｖｉ）を昇圧又は降圧する直流－直流変換回路（例えば昇圧チョッパ回路２）と、前記直流－直流変換回路の出力電圧（出力電圧Ｖｄ）を交流に変換する直流－交流変換回路（インバータ回路３）とを有する。電力変換装置は、前記出力電圧を制御するための第１の制御回路（電圧検出器ＰＴ又はＰＴ’、誤差演算器２１、ローパスフィルタ２３ａ、ローパスフィルタ２３ｂ、ローパスフィルタ２３ｃ、出力電圧制御器２２）と、前記直流－直流変換回路の入力電流（チョッパ入力電流Ｉｉ又はリアクタ入力電流ＩＬ）を制御するための第２の制御回路（電流検出器ＤＣＴ、誤差演算器３１、入力電流制御器３２、ＰＷＭコンパレータ３３）とを備える。前記第１の制御回路は、前記出力電圧が前記出力電圧の目標値である電圧目標値（出力電圧目標値Ｖｒ）となるように、前記入力電流の目標値である電流目標値（電流目標値Ｉｒ）を生成する。前記第２の制御回路は、前記入力電流が前記第１の制御回路によって生成された前記電流目標値となるように、前記直流－直流変換回路を制御する。前記第１の制御回路は、前記出力電圧に含まれるリプル成分を除去するリプル除去回路（例えばローパスフィルタ２３ａ、ローパスフィルタ２３ｂ、ローパスフィルタ２３ｃ、又はローパスフィルタ２３ｄ）を有する。
　第２の特徴に係る電力変換装置は、分散電源（例えば太陽電池１）からの入力電圧（入力電圧Ｖｉ）を調整し、或いは、前記分散電源への入力電圧を調整する直流－直流変換回路（例えば昇圧チョッパ回路２）と、電圧を直流から交流に変換し、或いは、電圧を交流から直流に変換する直流－交流変換回路（インバータ回路３）とを有する。電力変換装置は、前記直流－交流変換回路から出力される出力電圧を制御するための第１の制御回路（電圧検出器ＰＴ又は電圧検出器ＰＴ’、誤差演算器２１、ローパスフィルタ２３ａ、ローパスフィルタ２３ｂ、ローパスフィルタ２３ｃ、出力電圧制御器２２）と、前記直流－直流変換回路に入力される入力電流（チョッパ入力電流Ｉｉ又はリアクタ入力電流ＩＬ）を制御するための第２の制御回路（電流検出器ＤＣＴ、誤差演算器３１、入力電流制御器３２、ＰＷＭコンパレータ３３）とを備える。前記第１の制御回路は、前記出力電圧が前記出力電圧の目標値である電圧目標値（出力電圧目標値Ｖｒ）となるように、前記入力電流の目標値である電流目標値（電流目標値Ｉｒ）を生成する。前記第２の制御回路は、前記入力電流が前記第１の制御回路によって生成された前記電流目標値となるように、前記直流－直流変換回路を制御する。前記第１の制御回路は、前記出力電圧に含まれるリプル成分を除去するリプル除去回路（例えばローパスフィルタ２３ａ、ローパスフィルタ２３ｂ、ローパスフィルタ２３ｃ、又はローパスフィルタ２３ｄ）を有する。
　第１の特徴又は第２の特徴によれば、第１の制御回路の出力を第２の制御回路の目標値（電流目標値）とするカスケード制御によって、直流－直流変換回路の入力電流及び出力電圧のそれぞれの制御を一括して行う。
　ここで、第１の制御回路が、直流－直流変換回路の出力電圧に含まれるリプル成分を除去するリプル除去回路を有しているため、第２の制御回路の目標値（電流目標値）がリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる。そのような直流レベルに基づいて第２の制御回路が直流－直流変換回路を制御することによって、制御対象である入力電流もリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる。
　これにより、直流－直流変換回路の入力電流に含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、入力電流のピーク値が十分に抑制されて、直流－直流変換回路におけるデバイスの負担や損失を十分に削減できる。
　したがって、本発明の特徴に係る電力変換装置によれば、電力変換装置全体の高効率化、小型化、及び低コスト化を図ることができる。
　第１の特徴又は第２の特徴において、前記第１の制御回路は、前記出力電圧を検出する電圧検出器（電圧検出器ＰＴ）と、検出された前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差を表す誤差信号を生成する誤差演算器（誤差演算器２１）と、前記誤差信号から前記電流目標値を生成する制御器（出力電圧制御器２２）とを有する。前記リプル除去回路は、前記制御器の入力側又は出力側、あるいは、前記電圧検出器と前記誤差演算器との間に設けられる。
　かかる特徴によれば、リプル除去回路によるリプル除去処理をデジタル信号処理として行うことができるため、ソフトウェア的な処理に特に適している。
　第１の特徴又は第２の特徴において、前記第１の制御回路は、前記出力電圧を検出する電圧検出器（電圧検出器ＰＴ）と、検出された前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差を表す誤差信号を生成する誤差演算器（誤差演算器２１）と、前記誤差信号から前記電流目標値を生成する制御器（出力電圧制御器２２）とを有する。前記電圧検出器は、前記リプル除去回路を有する。
　かかる特徴によれば、直流－直流変換回路の出力電圧を検出するための電圧検出器がリプル除去回路を有しており、リプル除去回路を別途設ける必要がない。なお、電圧検出器内にリプル除去回路を設けることができるため、ハードウェア的な処理に特に適している。
　第１の特徴又は第２の特徴において、電力変換装置は、前記入力電流と前記入力電圧とに基づいて前記分散電源を最適動作点で動作させる追従制御を行う追従制御回路（ＭＰＰＴ制御回路１３０）をさらに備える。
　かかる特徴によれば、第１の特徴に係る電力変換装置によりリプル成分がほぼ完全に抑制された入力電流に基づいて分散電源の追従制御を行うことができるため、追従制御の精度や応答性、安定性を向上させることができる。
　第１の特徴又は第２の特徴において、前記分散電源は、太陽電池、燃料電池又は蓄電池である。
　第３の特徴に係る系統連系装置は、第１の特徴又は第２の特徴に係る電力変換装置を備える。前記電力変換装置は、前記分散電源を配電系統（配電系統１０）に連系可能に構成されている。
　かかる特徴によれば、高効率化、小型化、及び低コスト化が図られた電力変換装置を用いて系統連系装置を構成できるため、系統連系装置全体の高効率化、小型化、及び低コスト化に寄与することができる。
　第４の特徴に係る系統連系システムの特徴は、前記分散電源と、第１の特徴又は第２の特徴に係る電力変換装置とを備え、前記電力変換装置は、前記分散電源を配電系統（配電系統１０）に連系可能に構成されている。
　かかる特徴によれば、高効率化、小型化、及び低コスト化が図られた電力変換装置を用いて系統連系システムを構成できるため、系統連系システム全体の高効率化、小型化、及び低コスト化に寄与することができる。
図１は、第１実施形態に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。 図２は、第１実施形態に係る系統連系装置の動作を説明するための波形図である。 図３は、第１実施形態の変形例１に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。 図４は、第１実施形態の変形例２に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。 図５は、第２実施形態に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。 図６は、第２実施形態に係る電圧検出器の回路構成図である。 図７は、第３実施形態に係る電圧検出器の回路構成図である。 図８は、第４実施形態に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。 図９は、第４実施形態に係るＭＰＰＴ制御を説明するための図である。 図１０は、第５実施形態の変形例２に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。 図１１は、第６実施形態の変形例２に係る系統連系装置を含む系統連系システムの構成図である。
　次に、図面を参照して、本発明の第１実施形態～第４実施形態及びその他の実施形態を説明する。以下の実施形態における図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
　［第１実施形態］
　以下において、第１実施形態に係る系統連系装置について、（１）概略構成、（２）主回路、（３）制御ユニット、（４）作用・効果の順に説明する。
　（１）概略構成
　図１は、第１実施形態に係る系統連系装置１００Ａを含む系統連系システムの構成図である。
　図１に示す系統連系システムは、太陽電池１、系統連系装置１００Ａ、及び配電系統１０を有する。太陽電池１は、照射される太陽光に応じた発電により直流電力を出力する分散型の分散電源である。
　系統連系装置１００Ａは、太陽電池１からの直流電力を商用周波数（例えば５０又は６０Ｈｚ）の交流電力に変換する。系統連系装置１００Ａと配電系統１０との間には、需要家に設置された負荷（不図示）が接続されている。系統連系装置１００Ａは、系統連系装置１００Ａ及び配電系統１０の両方から負荷に交流電力を供給する連系運転を行う。
　系統連系装置１００Ａは、主回路１１０Ａと、主回路１１０Ａを制御する制御ユニット１２０Ａとを有する。本実施形態において主回路１１０Ａ及び制御ユニット１２０Ａは、電力変換装置を構成する。
　主回路１１０Ａは、昇圧チョッパ回路２、インバータ回路３、及びフィルタ回路４を有する。
　昇圧チョッパ回路２は、太陽電池１からの入力電圧Ｖｉを調整するチョッパ回路である。第１実施形態では、昇圧チョッパ回路２は、入力電圧Ｖｉを高周波スイッチングにより常時昇圧する。第１実施形態において、昇圧チョッパ回路２は、直流－直流変換回路を構成する。
　インバータ回路３は、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖｄを交流に変換する。第１実施形態において、インバータ回路３は、直流－交流変換回路を構成する。
　フィルタ回路４は、インバータ回路３が出力する交流電力の高周波成分を除去して配電系統１０（及び負荷）に出力する。
　制御ユニット１２０Ａは、昇圧チョッパ回路２を駆動するゲート信号Ｇ１を用いて昇圧チョッパ回路２による昇圧動作を制御する。
　また、制御ユニット１２０Ａは、インバータ回路３を駆動するゲート信号（不図示）を用いてインバータ回路３の動作を制御する。なお、インバータ回路３に係る制御ユニット１２０Ａの構成は既存の回路構成を使用するものとし、以下においては、昇圧チョッパ回路２に係る制御ユニット１２０Ａの構成について説明する。
　（２）主回路
　引き続き図１を参照して、主回路１１０Ａについて説明する。
　昇圧チョッパ回路２の前段には、電流検出器ＤＣＴが接続されている。電流検出器ＤＣＴは、チョッパ入力電流Ｉｉを検出する。なお、以下において、前段とは太陽電池１側を意味し、後段とは配電系統１０側を意味する。
　昇圧チョッパ回路２は、入力段コンデンサＣ１、リアクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及び中間段コンデンサＣ２を有する。第１実施形態ではスイッチング素子Ｑ１として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を例示しているが、パワーＭＯＳ　ＦＥＴ等でもよい。
　入力段コンデンサＣ１は、太陽電池１からの入力電圧Ｖｉを平滑するためのものである。
　スイッチング素子Ｑ１は、制御ユニット１２０Ａからのゲート信号Ｇ１に応じて高周波スイッチングすることにより入力電圧Ｖｉを昇圧し、制御ユニット１２０Ａがゲート信号Ｇ１のパルス幅を変調（ＰＷＭ制御）することで、チョッパ入力電流Ｉｉ及びリアクタＬ１の電流波形を制御する。
　中間段コンデンサＣ２は、出力電圧Ｖｄに含まれる高周波成分を除去するためのものである。
　昇圧チョッパ回路２の後段には、電圧検出器ＰＴが接続されている。電圧検出器ＰＴは、出力電圧Ｖｄを検出する。
　インバータ回路３は、フルブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ４、及びスイッチング素子Ｑ５を有する。第１実施形態ではスイッチング素子Ｑ２～スイッチング素子Ｑ５としてＩＧＢＴを例示しているが、パワーＭＯＳ　ＦＥＴ等でもよい。スイッチング素子Ｑ２～スイッチング素子Ｑ５には、ダイオードがそれぞれ逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ２～スイッチング素子Ｑ５のそれぞれは、制御ユニット１２０Ａからのゲート信号（不図示）に応じて高周波スイッチングする。
　インバータ回路３の後段には、フィルタ回路４が接続されている。フィルタ回路４は、インバータ回路３からの出力に含まれる高周波成分を除去して出力する。フィルタ回路４は、リアクタＬ２及びコンデンサＣ３を有する。
　（３）制御ユニット
　引き続き図１を参照して、主回路１２０Ａについて説明する。
　制御ユニット１２０Ａは、誤差演算器２１、出力電圧制御器２２、ローパスフィルタ２３ａ、誤差演算器３１、入力電流制御器３２、及びＰＷＭコンパレータ３３を有する。
　第１実施形態において電圧検出器ＰＴ、誤差演算器２１、出力電圧制御器２２、及びローパスフィルタ２３ａは、出力電圧Ｖｄを制御するための第１の制御回路を構成する。
　また、第１実施形態において電流検出器ＤＣＴ、誤差演算器３１、入力電流制御器３２、及びＰＷＭコンパレータ３３は、チョッパ入力電流Ｉｉを制御するための第２の制御回路を構成する。
　第１の制御回路は、出力電圧Ｖｄが、出力電圧Ｖｄの目標値である出力電圧目標値Ｖｒとなるように、チョッパ入力電流Ｉｉの目標値である電流目標値Ｉｒを生成する。
　具体的には、電圧検出器ＰＴは、出力電圧Ｖｄを検出する。誤差演算器２１は、電圧検出器ＰＴによって検出された出力電圧Ｖｄと出力電圧目標値Ｖｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。出力電圧目標値Ｖｒは、図示を省略する目標値発生器により発生される（図２（ａ）参照）。
　ローパスフィルタ２３ａは、出力電圧制御器２２の入力側に設けられており、誤差演算器２１が出力する誤差信号に含まれるリプル成分を除去する。第１実施形態においてローパスフィルタ２３ａは、リプル除去回路に相当する。
　出力電圧Ｖｄは、配電系統１０の周波数の２倍の周波数を持つリプル成分を含む（図２（ａ）参照）ため、ローパスフィルタ２３ａは、当該周波数に対応するリプル成分を除去するように構成されている。
　出力電圧制御器２２は、ローパスフィルタ２３ａによってリプル成分が除去された誤差信号から電流目標値Ｉｒを生成する。出力電圧制御器２２は、例えばＰＩＤ制御器として構成されている。
　第２の制御回路は、チョッパ入力電流Ｉｉが電流目標値Ｉｒとなるように昇圧チョッパ回路２を制御する（図２（ｂ）参照）。
　具体的には、電流検出器ＤＣＴは、チョッパ入力電流Ｉｉを検出する。誤差演算器３１は、電流検出器ＤＣＴによって検出されたチョッパ入力電流Ｉｉと、出力電圧制御器２２によって生成された電流目標値Ｉｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。
　入力電流制御器３２は、当該誤差信号からチョッパ操作量ＭＶを生成する。入力電流制御器３２は、例えばＰＩＤ制御器として構成されている。チョッパ操作量ＭＶとは、ゲート信号Ｇ１のデューティー比を操作するための信号である（図２（ｃ）参照）。
　ＰＷＭコンパレータ３３は、基準三角波ＴＲＩとチョッパ操作量ＭＶとの比較によりゲート信号Ｇ１を発生させる。基準三角波ＴＲＩは、図示を省略する三角波発生器により発生される。
　（４）作用・効果
　以上説明したように、第１実施形態においては、第１の制御回路の出力を第２の制御回路の目標値（電流目標値Ｉｒ）とするカスケード制御によってチョッパ入力電流Ｉｉ及び出力電圧Ｖｄのそれぞれの制御を一括して行う。
　ここで、第１の制御回路のローパスフィルタ２３ａが、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖｄに含まれるリプル成分を除去しているため、第２の制御回路の目標値（電流目標値Ｉｒ）がリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる（図２（ｂ）参照）。
　そのような直流レベルに基づいて第２の制御回路が昇圧チョッパ回路２を制御することによって、制御対象であるチョッパ入力電流Ｉｉもリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる（図２（ｄ）参照）。
　これにより、昇圧チョッパ回路２のチョッパ入力電流Ｉｉに含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、チョッパ入力電流Ｉｉのピーク値が十分に抑制されて、リアクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１のそれぞれの負担や損失を十分に削減できる。
　第１実施形態では、出力電圧制御器２２の入力側に設けられたローパスフィルタ２３ａによるデジタル信号処理によってローパスフィルタ処理を行うことができ、ソフトウェア的な処理に特に適している。
　［第１実施形態の変形例１］
　図３は、第１実施形態の変形例１に係る系統連系装置１００Ｂを含む系統連系システムの構成図である。
　図３に示すように、本変形例では、出力電圧制御器２２の出力側にローパスフィルタ２３ｂが設けられる。ローパスフィルタ２３ｂは、第１実施形態に係るローパスフィルタ２３ａと同様のフィルタ特性を有する。ローパスフィルタ２３ｂは、出力電圧制御器２２が生成する電流目標値Ｉｒに含まれるリプル成分を除去する。本変形例においてローパスフィルタ２３ｂは、リプル除去回路に相当する。
　誤差演算器３１は、電流検出器ＤＣＴによって検出されたチョッパ入力電流Ｉｉと、ローパスフィルタ２３ｂによってリプル成分が除去された電流目標値Ｉｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。その他の構成については、上述した第１実施形態と同様である。
　本変形例によれば、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖｄに含まれるリプル成分が除去された電流目標値Ｉｒを得ることができるため、第２の制御回路の目標値（電流目標値Ｉｒ）がリプル成分を殆ど含まない直流レベルになり、チョッパ入力電流Ｉｉもリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる。
　これにより、チョッパ入力電流Ｉｉに含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、チョッパ入力電流Ｉｉのピーク値が十分に抑制されて、リアクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１のそれぞれの負担や損失を十分に削減できる。
　なお、本変形例においても、ローパスフィルタ２３ｂによるデジタル信号処理によってローパスフィルタ処理を行うことができ、ソフトウェア的な処理に適している。
　［第１実施形態の変形例２］
　図４は、第１実施形態の変形例２に係る系統連系装置１００Ｃを含む系統連系システムの構成図である。
　図４に示すように、本変形例では、電圧検出器ＰＴと誤差演算器２１との間にローパスフィルタ２３ｃが設けられる。ローパスフィルタ２３ｃは、第１実施形態に係るローパスフィルタ２３ａと同様のフィルタ特性を有する。ローパスフィルタ２３ｃは、誤差演算器２１の入力側に設けられており、電圧検出器ＰＴからの検出値（出力電圧Ｖｄ）に含まれるリプル成分を除去する。本変形例においてローパスフィルタ２３ｃは、リプル除去回路に相当する。
　誤差演算器２１は、ローパスフィルタ２３ｃによってリプル成分が除去された検出値（出力電圧Ｖｄ）と出力電圧目標値Ｖｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。出力電圧制御器２２は、当該誤差信号から電流目標値Ｉｒを生成する。その他の構成については、上述した第１実施形態と同様である。
　本変形例によれば、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖｄに含まれるリプル成分が除去された電流目標値Ｉｒを得ることができるため、第２の制御回路の目標値（電流目標値Ｉｒ）がリプル成分を殆ど含まない直流レベルになり、チョッパ入力電流Ｉｉもリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる。
　これにより、チョッパ入力電流Ｉｉに含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、チョッパ入力電流Ｉｉのピーク値が十分に抑制されて、リアクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１のそれぞれの負担や損失を十分に削減できる。
　なお、本変形例においても、ローパスフィルタ２３ｃによるデジタル信号処理によってローパスフィルタ処理を行うことができ、ソフトウェア的な処理に適している。
　［第２実施形態］
　第２実施形態においては、電圧検出器ＰＴにローパスフィルタの機能を持たせる構成について説明する。図５は、第２実施形態に係る系統連系装置１００Ｄを含む系統連系システムの構成図である。
　図５に示すように、第２実施形態に係る電圧検出器ＰＴ’は、昇圧チョッパ回路２の後段において、正側線路Ｌ１と負側線路Ｌ２との間に接続されている。電圧検出器ＰＴ’が出力する検出値は、出力電圧Ｖｄに含まれるリプル成分が除去されたものである。
　図６は、電圧検出器ＰＴ’の回路構成図である。図６に示すように、電圧検出器ＰＴ’は、正側線路Ｌ１と負側線路Ｌ２との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の接続点と負側線路Ｌ２との間に接続されたコンデンサＣ４とを有する。抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２による分圧によって出力電圧Ｖｄの検出値が得られる。
　ここで、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ４によってローパスフィルタ２３ｄが構成される。出力電圧Ｖｄは、配電系統１０の周波数の２倍の周波数を持つリプル成分を含むため、ローパスフィルタ２３ｄは、当該周波数に対応するリプル成分を除去するように構成されている。第２実施形態においてローパスフィルタ２３ｄは、リプル除去回路に相当する。
　誤差演算器２１は、電圧検出器ＰＴ’からの検出値と出力電圧目標値Ｖｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。出力電圧制御器２２は、当該誤差信号から電流目標値Ｉｒを生成する。誤差演算器３１は、電流検出器ＤＣＴによって検出されたチョッパ入力電流Ｉｉと、出力電圧制御器２２によって生成された電流目標値Ｉｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。入力電流制御器３２は、当該誤差信号からチョッパ操作量ＭＶを生成する。ＰＷＭコンパレータ３３は、基準三角波ＴＲＩとチョッパ操作量ＭＶとの比較によりゲート信号Ｇ１を発生させる。
　以上説明したように、第２実施形態によれば、電圧検出器ＰＴをリプル除去回路としても機能させることができるため、リプル除去回路を別途設ける必要がない。なお、電圧検出器ＰＴ内にリプル除去回路を設ける構成は、ハードウェア的な処理に特に適している。
　［第３実施形態］
　図７は、第３実施形態に係る系統連系装置１００Ｅを含む系統連系システムの構成図である。
　第３実施形態では、主回路１１０Ｅにおいて、電流検出器ＤＣＴの接続位置が第１実施形態とは異なる。電流検出器ＤＣＴは、リアクタＬ１の前段に接続されている。制御ユニット１２０Ｅは、第１実施形態と同様に構成されている。
　電流検出器ＤＣＴは、リアクタ入力電流ＩＬを検出する。誤差演算器３１は、電流検出器ＤＣＴによって検出されたリアクタ入力電流ＩＬと、電流目標値Ｉｒとの誤差を表す誤差信号を生成する。
　入力電流制御器３２は、当該誤差信号からチョッパ操作量ＭＶを生成する。ＰＷＭコンパレータ３３は、基準三角波ＴＲＩとチョッパ操作量ＭＶとの比較によりゲート信号Ｇ１を発生させる。
　第１実施形態と同様に、ローパスフィルタ２３ａが、昇圧チョッパ回路２の出力電圧Ｖｄに含まれるリプル成分を除去しているため、電流目標値Ｉｒはリプル成分を殆ど含まない直流レベルである。
　そのような直流レベルに基づいて昇圧チョッパ回路２を制御することによって、制御対象であるリアクタ入力電流ＩＬもリプル成分を殆ど含まない直流レベルになる。これにより、リアクタ入力電流ＩＬに含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、リアクタ入力電流ＩＬのピーク値が十分に抑制されて、リアクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１のそれぞれの負担や損失を十分に削減できる。
　［第４実施形態］
　図８は、第４実施形態に係る系統連系装置１００Ｆを含む系統連系システムの構成図である。
　図８に示すように、主回路１１０Ｆ及び制御ユニット１２０Ｆの構成は第１実施形態と同様であるが、ＭＰＰＴ制御回路１３０を設けている点で第１実施形態とは異なる。
　第４実施形態において主回路１１０Ｆ、制御ユニット１２０Ｆ、及びＭＰＰＴ制御回路１３０は、電力変換装置を構成する。
　ＭＰＰＴ制御回路１３０は、チョッパ入力電流Ｉｉと入力電圧Ｖｉとに基づいて、分散電源を最適動作点で動作させる最大電力点追従（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｐｏｗｅｒ　Ｐｏｉｎｔ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ　：　ＭＰＰＴ）制御を行う。
　図９は、ＭＰＰＴ制御を説明するための図である。通常、太陽電池１には、最大発電電力が得られる最適動作点が存在する。太陽光発電用パワコン（系統連系装置）は、日射変動等があっても常に太陽電池１がその最適動作点で動作するように、動的に制御を行っている。
　ＭＰＰＴ制御には、動作点を前後に移動させて、太陽電池１の発電電力が最大となる点を探索する「山登り法」や、発電電力曲線の傾きのゼロを検出する「ｄＰ／ｄＶ法」、瞬時発電電力の脈動に追従させる「瞬時最大電力追従法」等があるが、何れの方法も太陽電池１の出力電流及び出力電流（すなわち、入力電圧Ｖｉ及びチョッパ入力電流Ｉｉ）を検出し、それによって、最適動作点を決定している。
　そのため、入力電流リプルを抑制することは、入力電圧リプルの抑制にもなり、それらを検出して動作するＭＰＰＴ制御回路１３０の精度や応答性、安定性を向上させることにも繋がる。
　したがって、第４実施形態によれば、リプル成分がほぼ完全に抑制されたチョッパ入力電流Ｉｉに基づいてＭＰＰＴ制御を行うことができるため、ＭＴＴＰ制御の精度や応答性、安定性を向上させることができる。
　なお、第４実施形態においては、第１実施形態に係る系統連系装置１００ＡにＭＰＰＴ制御回路１３０を適用した一例を説明したが、第１実施形態の変形例１，２、第２実施形態、第３実施形態に対してＭＰＰＴ制御回路１３０を適用してもよい。
　［第５実施形態］
　以下において、第５実施形態について説明する。以下においては、第１実施形態に対する差異について主として説明する。
　具体的には、第１実施形態では、分散電源として、太陽電池１を例示して説明した。これに対して、第５実施形態では、分散電源として、蓄電池を例示して説明する。
　図１０は、第５実施形態に係る系統連系装置１００Ｇを含む系統連系システムの構成図である。
　図１０に示すように、系統連系装置１００Ｇは、太陽電池１に代えて、蓄電池１Ｇを有しており、昇圧チョッパ回路２に代えて、チョッパ回路２Ｇを有する。また、系統連系装置１００Ｇは、スイッチ群７を有する。さらに、系統連系装置１００Ｇは、電圧検出器ＰＴとして、電圧検出器ＰＴ１及び電圧検出器ＰＴ２を有する。
　ここで、蓄電池１Ｇは、電力を蓄電（充電）することが可能である。すなわち、蓄電池１Ｇは、配電系統１０から供給される電力を蓄電（充電）する機能を有する。また、蓄電池１Ｇは、電力を放電することが可能である。すなわち、蓄電池１Ｇは、蓄電池１Ｇに蓄積された電力を配電系統１０に供給する機能を有する。
　なお、以下において、電力を放電する制御を放電制御と称する。また、電力を蓄積する制御を蓄電制御と称する。
　チョッパ回路２Ｇは、蓄電池１Ｇからの入力電圧Ｖｉを調整し、或いは、蓄電池１Ｇへの入力電圧Ｖｉを調整する。第５実施形態では、放電制御において、チョッパ回路２Ｇは、蓄電池１Ｇからの入力電圧Ｖｉの高周波スイッチングによって入力電圧Ｖｉを昇圧する。一方で、蓄電制御において、チョッパ回路２Ｇは、入力電圧Ｖｉの高周波スイッチングによって蓄電池１Ｇへの入力電圧Ｖｉを降圧する。
　第５実施形態では、チョッパ回路２Ｇは、スイッチング素子Ｑ１に加えて、スイッチング素子Ｑ６を有する。スイッチング素子Ｑ１は、放電制御において、チョッパ回路２Ｇを制御する。スイッチング素子Ｑ６は、蓄電制御において、チョッパ回路２Ｇを制御する。なお、第５実施形態では、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ６は、ＩＧＢＴによって構成される。
　スイッチ群７は、蓄電制御及び放電制御を切り替えるスイッチ（スイッチＳＷ１～スイッチＳＷ３）によって構成される。
　スイッチＳＷ１は、放電制御において、スイッチング素子Ｑ６のゲートをＧＮＤ（０Ｖ）と接続する（図１０の“Ｂ”）。一方で、スイッチＳＷ１は、蓄電制御において、スイッチング素子Ｑ１のゲートをＧＮＤ（０Ｖ）と接続する（図１０の“Ａ”）。
　スイッチＳＷ２は、放電制御において、スイッチング素子Ｑ１のゲートをＰＷＭコンパレータ３３の出力と接続する（図１０の“Ｂ”）。すなわち、チョッパ回路２Ｇは、放電制御において、スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力されるゲート信号Ｇ１によって制御される。一方で、スイッチＳＷ２は、蓄電制御において、スイッチング素子Ｑ６のゲートをＰＷＭコンパレータ３３の出力と接続する（図１０の“Ａ”）。すなわち、チョッパ回路２Ｇは、蓄電制御において、スイッチング素子Ｑ６のゲートに入力されるゲート信号Ｇ１によって制御される。
　スイッチＳＷ３は、放電制御において、電圧検出器ＰＴ２の出力を誤差演算器２１と接続する（図１０の“Ｂ”）。一方で、スイッチＳＷ３は、蓄電制御において、電圧検出器ＰＴ１の出力を誤差演算器２１と接続する（図１０の“Ａ”）。
　電圧検出器ＰＴ１は、蓄電制御において、チョッパ回路２Ｇの出力電圧Ｖｂを検出する。一方で、電圧検出器ＰＴ２は、放電制御において、チョッパ回路２Ｇの出力電圧Ｖｄを検出する。
　なお、スイッチＳＷ１～スイッチＳＷ３は、ハードウェア的なスイッチであってもよく、ソフトウェア的なスイッチであってもよい。
　ここで、第１実施形態で説明した第１の制御回路は、放電制御において、出力電圧Ｖｄが出力電圧目標値Ｖｒとなるように、電流目標値Ｉｒを生成する。第１実施形態で説明した第２の制御回路は、放電制御において、チョッパ入力電流Ｉｉが電流目標値Ｉｒとなるようにチョッパ回路２Ｇを制御する。
　一方で、第１実施形態で説明した第１の制御回路は、蓄電制御において、出力電圧Ｖｂが出力電圧目標値Ｖｒとなるように、電流目標値Ｉｒを生成する。第１実施形態で説明した第２の制御回路は、放電制御において、チョッパ入力電流－Ｉｉが電流目標値Ｉｒとなるようにチョッパ回路２Ｇを制御する。
　なお、第１実施形態で説明したローパスフィルタ２３ａのように、リプル成分を除去するリプル除去回路は、出力電圧制御器２２の入力側に設けられていてもよい。或いは、第１実施形態の変形例１で説明したローパスフィルタ２３ｂのように、リプル除去回路は、出力電圧制御器２２の出力側に設けられていてもよい。或いは、第１実施形態の変形例２で説明したローパスフィルタ２３ｃのように、リプル除去回路は、誤差演算器２１の入力側に設けられていてもよい。或いは、第２実施形態で説明した電圧検出器ＰＴ’のように、リプル除去回路は、電圧検出器ＰＴ（電圧検出器ＰＴ１及び電圧検出器ＰＴ２）に設けられていてもよい。
　また、電流検出器ＤＣＴは、第３実施形態に示すように、リアクタＬ１の前段に接続されていてもよい。
　ここで、第５実施形態において、系統連系装置１００Ｇは、誤差演算器２１の出力側に、リミッタ２３Ｇを有していてもよい。リミッタ２３Ｇは、電流目標値Ｉｒが所定範囲から外れないように、電流目標値Ｉｒを制限する。
　これによって、蓄電制御において、チョッパ回路２Ｇから蓄電池１Ｇへの出力（充電電圧及び充電電流）が所定範囲から外れない。すなわち、充電電圧が一定となり、定電圧で蓄電池１Ｇの蓄電を行うことができる。同様に、充電電流が一定となり、定電流で蓄電池１Ｇの蓄電を行うことができる。
　（作用及び効果）
　第５実施形態によれば、放電制御及び蓄電制御の双方において、チョッパ入力電流Ｉｉに含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、チョッパ入力電流Ｉｉのピーク値が十分に抑制されて、リアクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１のそれぞれの負担や損失を十分に削減できる。
　［第６実施形態］
　以下において、第６実施形態について説明する。以下においては、第５実施形態に対する差異について主として説明する。
　具体的には、第５実施形態では、系統連系装置は、配電系統１０に接続される。これに対して、第６実施形態では、系統連系装置は、負荷に接続される。なお、負荷は、家電製品、電気自動車などである。
　図１１は、第６実施形態に係る系統連系装置１００Ｈを含む系統連系システムの構成図である。
　図１１に示すように、系統連系装置１００Ｈは、負荷２００に接続される。また、系統連系装置１００Ｈでは、系統連系装置１００Ｇに比べて、蓄電制御に必要な構成（例えば、電圧検出器ＰＴ２、スイッチ群７など）が省略されている。
　（作用及び効果）
　第６実施形態によれば、蓄電池１Ｈが自立型独立電源として機能する場合において、チョッパ入力電流Ｉｉに含まれるリプル成分がほぼ完全に抑制され、チョッパ入力電流Ｉｉのピーク値が十分に抑制されて、リアクタＬ１及びスイッチング素子Ｑ１のそれぞれの負担や損失を十分に削減できる。
　［その他の実施形態］
　上記のように、本発明は実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面はこの発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなる。
　また、上述した各実施形態においては、分散電源として太陽電池１を例示したが、太陽電池に限らず、燃料電池等を分散電源として使用してもよい。
　また、上述した実施形態に係る主回路１１０Ａ～主回路１１０Ｆはあくまで一例であり、昇圧チョッパ回路２に代えて、例えば高周波絶縁されたＤＣ－ＤＣコンバータを使用してもよい。また、インバータ回路３も、単相の系統連系インバータではなく、例えば三相の系統連系インバータやモータインバータであってもよい。さらに、分散電源の電圧が配電系統の電圧よりも高いようなケースでは、昇圧チョッパ回路２に代えて、降圧コンバータを使用してもよい。
　このように本発明は、ここでは記載していない様々な実施形態等を包含するということを理解すべきである。したがって、本発明はこの開示から妥当な特許請求の範囲の発明特定事項によってのみ限定されるものである。
　なお、日本国特許出願第２０１０－０１３１０１号（２０１０年１月２５日出願）の全内容が、参照により、本願明細書に組み込まれている。
　本発明によれば、直流－直流変換回路におけるデバイスの負担や損失を十分に削減し、電力変換装置全体の高効率化、小型化、及び低コスト化を図ることができる電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システムを提供できる。

Claims (8)

  1. 　直流電源からの入力電圧を昇圧又は降圧する直流－直流変換回路と、前記直流－直流変換回路の出力電圧を交流に変換する直流－交流変換回路とを有する電力変換装置であって、
    　前記出力電圧を制御するための第１の制御回路と、
    　前記直流－直流変換回路の入力電流を制御するための第２の制御回路とを備え、
    　前記第１の制御回路は、前記出力電圧が前記出力電圧の目標値である電圧目標値となるように、前記入力電流の目標値である電流目標値を生成し、
    　前記第２の制御回路は、前記入力電流が前記第１の制御回路によって生成された前記電流目標値となるように、前記直流－直流変換回路を制御しており、
    　前記第１の制御回路は、前記出力電圧に含まれるリプル成分を除去するリプル除去回路を有することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　分散電源からの入力電圧を調整し、或いは、前記分散電源への入力電圧を調整する直流－直流変換回路と、電圧を直流から交流に変換し、或いは、電圧を交流から直流に変換する直流－交流変換回路とを有する電力変換装置であって、
    　前記直流－交流変換回路から出力される出力電圧を制御するための第１の制御回路と、
    　前記直流－直流変換回路に入力される入力電流を制御するための第２の制御回路とを備え、
    　前記第１の制御回路は、前記出力電圧が前記出力電圧の目標値である電圧目標値となるように、前記入力電流の目標値である電流目標値を生成し、
    　前記第２の制御回路は、前記入力電流が前記第１の制御回路によって生成された前記電流目標値となるように、前記直流－直流変換回路を制御しており、
    　前記第１の制御回路は、前記出力電圧に含まれるリプル成分を除去するリプル除去回路を有することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　前記第１の制御回路は、
    　前記出力電圧を検出する電圧検出器と、
    　検出された前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差を表す誤差信号を生成する誤差演算器と、
    　前記誤差信号から前記電流目標値を生成する制御器とを有し、
    　前記リプル除去回路は、前記制御器の入力側又は出力側、あるいは、前記電圧検出器と前記誤差演算器との間に設けられることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記第１の制御回路は、
    　前記出力電圧を検出する電圧検出器と、
    　検出された前記出力電圧と前記電圧目標値との誤差を表す誤差信号を生成する誤差演算器と、
    　前記誤差信号から前記電流目標値を生成する制御器とを有し、
    　前記電圧検出器は、前記リプル除去回路を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記入力電流と前記入力電圧とに基づいて前記分散電源を最適動作点で動作させる最適電力点追従制御を行う追従制御回路をさらに備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 　前記分散電源は、太陽電池、燃料電池又は蓄電池であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  7. 　請求項１に記載の電力変換装置を備え、
    　前記電力変換装置は、前記分散電源を配電系統に連系可能に構成されていることを特徴とする系統連系装置。
  8. 　前記分散電源と、請求項１に記載の電力変換装置とを備え、
    　前記電力変換装置は、前記分散電源を配電系統に連系可能に構成されていることを特徴とする系統連系システム。
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