JP2009089550A - 電力変換装置および電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】キャリア周波数の高調波ノイズをより均一化することができる電力変換装置および電力変換方法を提供することにある。
【解決手段】インバータシステム１は、ＰＷＭインバータ２から出力値を出力させるための制御信号を生成する比較器８ａ、８ｂ、８ｃと、比較器８ａ、８ｂ、８ｃにキャリア信号を出力するキャリア信号生成部７と、キャリア信号の周波数を変化させるキャリア周波数変化部９とを備えている。更に、キャリア周波数変化部９は、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚのうちの一の値ｆｃ１が大きくなる程、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを昇順に並べた場合における一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差を小さくする。
【選択図】図５

Description

本発明は、モータ制御などに使用される電力変換装置および電力変換方法に関する。

従来、ＰＷＭ(Pulse-Width Modulation)変調方式を使用した電力変換装置がある（特許文献１参照）。当該電力変換装置では、スイッチの開閉によって発生する高調波ノイズを低減するために、キャリア周波数を時間変化させている。これにより、高調波ノイズのエネルギーを広周波数帯域で拡散させることができ、高調波ノイズのピークレベルを低減している。
特開２０００−１８４７３１号公報

しかしながら、従来の電力変換装置では、デジタル制御により、キャリア周波数を時間変化させているため、キャリア周波数の値は離散的になる。また、キャリア周波数が一の値を保持した後、他の値に離散的に変化する周期である割込み周期は、キャリア周波数の逆数であるキャリア周期に等しい。また、ある周波数帯域内における高調波ノイズのエネルギーは、キャリア周波数の値が上記帯域内に存在する時間に比例する。更に、キャリア周波数の値は等間隔であるので、上記帯域幅も等間隔である。これから、キャリア周波数の値が大きい程、上記帯域幅当りの上記エネルギーは小さくなる。よって、キャリア周波数を時間変化させて、上記帯域内で拡散させた高調波ノイズの各ピークレベルは不均一となり、十分にピークレベルを低減できていないという問題があった。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、キャリア周波数の高調波ノイズをより均一化することができる電力変換装置および電力変換方法を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明に係る電力変換装置では、出力手段から出力値を出力させるための制御信号を生成する制御信号生成手段に出力される搬送波の周波数を変化させる搬送波周波数変化手段は、搬送波の周波数の複数の値のうちの一の値が大きくなる程、上記複数の値を昇順または降順に並べた場合における上記一の値と上記一の値に隣接する値との差を小さくすることを特徴としている。

本発明により、キャリア周波数の高調波ノイズをより均一化することができる。

本発明に係る電力変換装置の一例として、直流電源の出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状の交流電力をモータに供給するインバータを備えるインバータシステムについて説明する。以下に、本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムについて、図１乃至図１１を参照して説明する。

（第１の実施形態）
（インバータシステムの構成）
以下、図１を参照して、インバータシステム１の構成と動作について説明する。図１は本発明の第１の実施形態に係るインバータシステム１の構成を示す図、図２は図１に示すキャリア周波数変化部９で変化するキャリア周波数とキャリア周期Ｔｃの関係を示す図である。電力変換装置であるインバータシステム１は、図１に示すように、出力手段であるＰＷＭインバータ２、三相ブラシレス直流モータ（以下、モータとする。）３を備える。更に、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃを含む電流検出部４、演算装置（以下、ＣＰＵとする。）を内蔵する制御装置１０、電池ＢおよびコンデンサＣを主な構成要素として備える。また、制御装置１０は、指令値出力手段である電流指令生成部５、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃ、搬送波出力手段であるキャリア信号生成部７を備える。更に、制御信号生成手段である比較器８ａ、８ｂ、８ｃおよび搬送波周波数変化手段であるキャリア周波数変化部９を備える。

上記ＰＷＭインバータ２は、６個のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備える。これらのスイッチング素子は、比較器８ａ、８ｂ、８ｃの制御に従って電池ＢおよびコンデンサＣからなる直流電源の正極又は負極を選択し、選択した電極をモータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極に接続する。スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子により構成されている。

上記電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃはそれぞれ、ＰＷＭインバータ２からモータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する。上記電流指令生成部５は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。上記ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値が、電流指令生成部５が生成した電流指令値に従うように、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの電流検出値をＰＩＤ制御する。

また、キャリア周波数変化部９は、キャリア信号生成部７で生成された搬送波であるキャリア信号の周波数（以下、キャリア周波数とする。後述する図５および図６参照）を変化させる。その際、キャリア周波数変化部９は、キャリア信号の周期（以下、キャリア周期とする。）Ｔｃを複数設定する。図２に示すように、キャリア周波数とキャリア周期Ｔｃとは反比例（逆数）の関係にあるので、キャリア周期Ｔｃを複数設定することで、キャリア周波数を変化させることができる。更に、キャリア周波数が一の値を保持した後、他の値に離散的に変化する周期である割込み周期を、キャリア周期Ｔｃに等しくする。そして、キャリア信号生成部７は、搬送波の周波数であるキャリア周波数を有する三角波状のキャリア信号を比較器８ａ、８ｂ、８ｃに出力する。

上記比較器８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部６ａ、６ｂ、６ｃの出力値と三角波状のキャリア信号の大小関係を比較する。そして、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２に入力する。Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として比較器８ａの動作を具体的に説明する。比較器８ａは、ＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状のキャリア信号よりも大きい場合、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態およびオフ状態に制御することにより正の電圧をモータ３のＵ相に印加する。逆にＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状のキャリア信号よりも小さい場合には、Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態およびオン状態に制御することにより、負の電圧をモータ３のＵ相に印加する。

（キャリア周波数の値を等間隔で変化させた場合）
次に、従来の電力変換装置で用いられた、キャリア周波数の値を等間隔で変化させた場合のキャリア周波数の時間変化について説明する。図３は、等間隔で変化させた場合のキャリア周波数の時間変化の図である。図３に示すように、キャリア周波数の複数の値は離散的な値となる。図３は、キャリア周波数の複数の値における最小値から最大値まで昇順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定した場合の時間変化を示している。また、図３では、半周期分の時間変化を示している。もう半周期は、キャリア周波数の複数の値における最大値から最小値まで降順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定した場合の時間変化である。図３と図示しない半周期の時間変化を合わせて、１周期分の時間変化となる。これから、キャリア周波数の１周期分の時間変化は、三角波状になる。

具体的には、図３では、キャリア周波数の複数の値として、５ｋＨｚ、６ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの１１個の値を使用している。そして、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの間隔は全て１ｋＨｚであり、等しくなっている。更に、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚにおける最小値５ｋＨｚから最大値１５ｋＨｚまでは、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚが昇順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定している。同様に、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚにおける最大値１５ｋＨｚから最小値５ｋＨｚまでは、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚが降順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定している。また、キャリア周期Ｔｃの各設定値と割込み周期を等しくする。これより、割込み周期未満の間、キャリア周波数の値は変化せず、一定値を保持する。そして、割込み周期毎に、キャリア周波数の値が離散的に変化する。これから、キャリア周波数の値が大きくなる程、キャリア周期Ｔｃの設定値が小さくなる。よって、キャリア周波数の値が大きくなる程、割込み周期も小さくなる。

更に、上記の時間変化の場合のノイズスペクトルと周波数密度について説明する。図４は、図３に示す時間変化の場合のノイズスペクトルと周波数密度を示す図である。図４（ａ）は図３に示す時間変化の場合の基本周波数（１次高調波）の周波数密度であり、図４（ｂ）は図３に示す時間変化の場合の基本周波数のノイズスペクトルである。ここで、ある周波数帯域内の高調波ノイズのエネルギーを上記周波数帯域の帯域幅で割った値を周波数密度とする。すると、ある周波数帯域内の高調波ノイズのピークレベルは、周波数密度に比例する。また、ある周波数帯域内の高調波ノイズのエネルギーは、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値のｎ（ｎ＝１、２、・・）次高調波が上記周波数帯域内に存在する時間に比例する。

具体的に説明すると、図４（ａ）に示すように、キャリア周波数が時間変化した場合、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚで各スペクトル（実線）が表れる。すなわち、５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚでスペクトルが表れる。上記のように、キャリア周波数の値が大きくなる程、割込み周期が小さくなる。例えば、キャリア周波数の複数の値における最小値５ｋＨｚの割込み周期は０．２ｍｓｅｃであるが、キャリア周波数の複数の値における最大値１５ｋＨｚの割込み周期は０．０６６・・ｍｓｅｃである。そのため、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値の基本周波数が上記周波数帯域内に存在する時間は、キャリア周波数の値が大きくなる程、短くなる。これから、図４（ａ）に示したように、キャリア周波数の値が大きくなる程、上記周波数帯域内における高調波ノイズのエネルギーが小さくなり、スペクトルが小さくなる。

また、キャリア周波数の複数の値の基本周波数に対する各周波数帯域を規定する。図３では、上記のように、キャリア周波数の複数の値として、５ｋＨｚ、６ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの１１個の値を使用している。そのため、図４（ａ）では、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに対する周波数帯域として、１１個示している。なお、１１個の上記周波数帯域は、高調波ノイズをより均一化するため、互いに重ならないようにする。更に、１１個の上記周波数帯域の帯域幅を全て等しくする。これから、上記のように、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの間隔は全て１ｋＨｚであることから、１１個の上記周波数帯域の帯域幅も１ｋＨｚとなる。すなわち、キャリア周波数の複数の値における最小値５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚに対する周波数帯域は４．５ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚとなる。一方、キャリア周波数の複数の値における最大値１５ｋＨｚの基本周波数１５ｋＨｚに対する周波数帯域は１４．５ｋＨｚ〜１５．５ｋＨｚとなる。

図４（ａ）では、上記周波数帯域毎の周波数密度（点線）も示している。上記のように、キャリア周波数の値が大きくなる程、上記周波数帯域内における高調波ノイズのエネルギーが小さくなる。そして、１１個の上記周波数帯域の帯域幅は全て等しい。これから、上記周波数帯域毎の周波数密度は、キャリア周波数の値が大きくなる程、小さくなる。すなわち、最大値１５ｋＨｚの基本周波数１５ｋＨｚに対する周波数帯域１４．５ｋＨｚ〜１５．５ｋＨｚの周波数密度は、最小値５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚに対する周波数帯域４．５ｋＨｚ〜５．５ｋＨｚの周波数密度より小さい。よって、図３に示した時間変化の場合のノイズスペクトルは、結果的に、図４（ｂ）のように、キャリア周波数の値が大きくなる程、小さくなる。これは、上記周波数帯域毎の高調波ノイズのピークレベルが上記周波数帯域毎の周波数密度に比例することから、明らかである。すなわち、キャリア周波数を時間変化させて拡散させた場合でも、上記周波数帯域毎の高調波ノイズのピークレベルが不均一となり、当該ピークレベルを十分に低減できていない。そこで、第１の実施形態では、１１個の上記周波数帯域の帯域幅を不等にするため、キャリア周波数の値を不等間隔で変化させている。

（キャリア周波数の値を不等間隔で変化させた場合）
次に、本発明の第１の実施形態に係る、キャリア周波数の値を不等間隔で変化させた場合のキャリア周波数の時間変化について説明する。図５は第１の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化の半周期を示す図、図６は図５に示す時間変化に続く半周期を示す図である。図３と同様に、キャリア周波数の複数の値は離散的な値となる。図５は、キャリア周波数の複数の値における最小値から最大値まで昇順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定した場合の時間変化を示している。図６は、キャリア周波数の複数の値における最大値から最小値まで降順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定した場合の時間変化を示している。図５および図６に示す時間変化を合わせて、１周期分の時間変化となる。これから、キャリア周波数の１周期分の時間変化は三角波状になる。

具体的には、図５および図６では、図３と同様に、キャリア周波数の複数の値として、５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの１１個の値を使用している。そして、図３と同様に、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚにおける最小値５ｋＨｚから最大値１５ｋＨｚまでは、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚが昇順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定している。更に、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚにおける最大値１５ｋＨｚから最小値５ｋＨｚまでは、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚが降順になるように、キャリア周期Ｔｃを複数設定している。また、図３と同様に、キャリア周期Ｔｃの各設定値と割込み周期を等しくする。これから、割込み周期未満の間、キャリア周波数の値は変化せず、一定値を保持する。そして、割込み周期毎に、キャリア周波数の値が離散的に変化する。これから、図３と同様に、キャリア周波数の値が大きくなる程、キャリア周期Ｔｃの設定値が小さくなる。よって、キャリア周波数の値が大きくなる程、割込み周期も小さくなる。しかし、第１の実施形態では、図３と異なり、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを不等間隔で変化させている。

更に、上記の時間変化の場合のノイズスペクトルと周波数密度についても説明する。図７は、図５および図６に示す時間変化の場合のノイズスペクトルと周波数密度を示す図である。図７（ａ）は、図５および図６に示す時間変化の場合の基本周波数（１次高調波）の周波数密度であり、図７（ｂ）は図５および図６に示す時間変化の場合の基本周波数のノイズスペクトルである。図７（ａ）に示すように、図４（ａ）と同様に、キャリア周波数が時間変化した場合、キャリア周波数の複数の値の基本周波数で各スペクトル（実線）が表れる。すなわち、５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚでスペクトルが表れる。上記のように、キャリア周波数の値が大きくなる程、割込み周期が小さくなる。そのため、図４（ａ）と同様に、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値の基本周波数がある周波数帯域内に存在する時間は、キャリア周波数の値が大きくなる程、短くなる。これから、図４（ａ）と同様に、キャリア周波数の値が大きくなる程、上記周波数帯域内における高調波ノイズのエネルギーが小さくなり、スペクトルが小さくなる。

図５および図６に示すように、キャリア周波数の複数の値として、５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの１１個の値を使用している。そのため、図７（ａ）では、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに対する周波数帯域として、１１個示している。なお、１１個の上記周波数帯域は、高調波ノイズをより均一化するため、互いに重ならないようにする。ここで、第１の実施形態では、図４（ａ）と異なり、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを不等間隔で変化させている。具体的には、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚのうちの一の値ｆｃ１（図８参照）が大きくなる程、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを昇順に並べた場合における一の値ｆｃ１と隣接する値ｆｃ２（図８参照）との差を小さくする。そのため、上記周波数帯域毎の帯域幅は、キャリア周波数の値が大きくなる程、小さくなる。第１の実施形態に係る１１個の上記周波数帯域（点線）を図７（ａ）に示す。

上記のように、キャリア周波数の値が大きくなる程、上記周波数帯域内における高調波ノイズのエネルギーが小さくなる。しかし、第１の実施形態では、上記のように、キャリア周波数の値が大きくなる程、上記帯域幅を小さくしているので、図７（ａ）に示したように、上記周波数帯域毎の周波数密度をより平坦にすることができる。すなわち、キャリア周波数の複数の値の基本周波数に表れる各スペクトルはピークが異なるが、キャリア周波数の時間変化により、各スペクトルは、キャリア周波数の複数の値の基本周波数に対する周波数帯域内で拡散される。例えば、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値の基本周波数に表れるスペクトルは、上記一の値より大きい他の値の基本周波数に表れるスペクトルよりレベルが高くなるが、隣り合うスペクトルとの間隔が広くなる。一方、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値の基本周波数に表れるスペクトルは、上記一の値より小さい他の値の基本周波数に表れるスペクトルよりレベルが低くなるが、隣り合うスペクトルとの間隔が狭くなる。したがって、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに対する周波数帯域全体で見た場合、当該周波数帯域毎の周波数密度をより均一にすることができる。よって、図５および図６に示した時間変化の場合のノイズスペクトルは、図７（ｂ）に示すように均一となる。これから、上記周波数帯域毎の高調波ノイズのピークレベルが均一となり、当該ピークレベルをより低減できる。

（一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２の計算方法）
次に、第１の実施形態に係るインバータシステム１のキャリア周波数の複数の値のうちの一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２の計算方法について説明する。図８は、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２の計算方法を示す図である。図８において、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２（ｆｃ１＜ｆｃ２）を計算する。ここで、一の値ｆｃ１のキャリア周期ＴｃをＴｃ１と、隣接する値ｆｃ２のキャリア周期ＴｃをＴｃ２とする。更に、一の値ｆｃ１の基本周波数に対する周波数帯域をΔｆｃ１と、隣接する値ｆｃ２の基本周波数に対する周波数帯域をΔｆｃ２（Δｆｃ１＞Δｆｃ２）とする。なお、上記周波数帯域Δｆｃ１の最小値と上記周波数帯域Δｆｃ１の最大値の合計を２で割った値が、一の値ｆｃ１となる。同様に、上記周波数帯域Δｆｃ２の最小値と上記周波数帯域Δｆｃ２の最大値の合計を２で割った値が、隣接する値ｆｃ２となる。

ここで、図８より、次に関係式が導かれる。

更に、詳細な関係式を求めると、次に関係式が導かれる。

これから、次に関係式が導かれる。

このように、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値ｆｃ１と、一の値ｆｃ１の基本周波数に対する周波数帯域Δｆｃ１を設定することで、一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２を計算することが可能となる。これから、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値ｆｃ１が大きくなる程、複数の値を昇順に並べた場合における一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差が小さくなるように、隣接する値ｆｃ２を計算できる。

（キャリア周波数変化部９の内部構成とそれで実行される制御処理）
次に、キャリア周波数変化部９の内部構成とキャリア周波数変化部９で実行される制御処理について説明する。図９は、図１に示すキャリア周波数変化部９の内部構成を示すブロック図である。図９に示すように、キャリア周波数変化部９は、キャリア周波数の複数の値における最小値である初期値、キャリア周波数の複数の値における最大値および当該初期値の基本周波数に対する周波数帯域を設定させる設定部９１を備える。更に、図８に示した計算方法を実行する演算部９２と、演算部９２が計算した計算値の逆数であるキャリア周期Ｔｃを格納する記憶部９４と、上記最大値より当該計算値が大きいか否か判定する計算値判定部９５とを備える。また、キャリア周波数を一の値に保持した後、他の値に離散的に変化させるための割込み信号を発生する割込み信号発生部９６と、割込み周期をカウントする計時部９７とを備える。また、カウンタの値が、記憶部９４に格納されたキャリア周期Ｔｃ以上か否か判定するカウント値判定部９８を備える。更に、主に、設定部９１、演算部９２、記憶部９４、計算値判定部９５、割込み信号発生部９６、計時部９７およびカウント値判定部９８をタイミング制御する制御部９３と備えている。

図１０は、図８に示す計算方法を実行するフローチャートである。図１０に示すように、設定部９１は、キャリア周波数の複数の値における最小値である初期値、キャリア周波数の複数の値における最大値および当該初期値の基本周波数に対する周波数帯域をユーザに設定させる（ステップＳ１０１）。ここで、キャリア周波数の値として使用可能な範囲が与えられる場合がある。例えば、システム要件（例えば、ＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−の発熱の抑制、音響ノイズの発生の抑制等）による。キャリア周波数の複数の値における最小値は、上記使用可能な範囲の最小周波数であり、キャリア周波数の複数の値における最大値は、上記使用可能な範囲の最大周波数である。第１の実施形態では、最小値を５ｋＨｚ、最大値を１５ｋＨｚとしている。次に、演算部９２は、図８に示した計算方法により、設定部９１で設定された初期値および当該初期値の基本周波数に対する周波数帯域から計算値を計算する（ステップＳ１０２）。

次に、計算値判定部９５は、演算部９２で計算された計算値と設定部９１で設定された最大値とを比較し、上記計算値が上記最大値より大きいか否か判定する（ステップＳ１０３）。上記計算値が上記最大値より大きくないと計算値判定部９５が判定した場合（ステップＳ１０３：Ｎｏ）、演算部９２は上記計算値を初期値に代入する（ステップＳ１０４）。次に、演算部９２は、上記計算値の逆数であるキャリア周期Ｔｃを計算する（ステップＳ１０５）。制御部９３は、演算部９２で計算されたキャリア周期Ｔｃを記憶部９４に格納する。第１の実施形態では、記憶部９４のある配列に複数のキャリア周期Ｔｃを格納する。その後、ステップＳ１０２に移行し、設定部９１で設定された上記周波数帯域と演算部９２により代入された現状の初期値とから、次の計算値を計算する。以降、上記計算値が上記最大値より大きいと計算値判定部９５が判定するまで、ステップＳ１０２〜ステップＳ１０５の制御処理を繰り返し実行する。これにより、複数の計算値および複数のキャリア周期Ｔｃを自動的に計算できる。また、演算部９２が図８に示した計算方法を実行しているので、上記計算値のうちの一の値ｆｃ１が大きくなる程、一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差を小さくすることができる。

一方、上記計算値が上記最大値より大きいと計算値判定部９５が判定した場合（ステップＳ１０３：Ｙｅｓ）、制御部９３は、記憶部９４に格納された複数のキャリア周期Ｔｃを並べ替え（ステップＳ１０６）、本制御処理を終了する。具体的には、第１の実施形態では、記憶部９４のある配列に格納された複数のキャリア周期Ｔｃは降順に並んでいる。そこで、降順に並んだ複数のキャリア周期Ｔｃを、記憶部９４の他の配列に格納する。更に、記憶部９４のある配列に格納された複数のキャリア周期Ｔｃを昇順に並べ替え、上記他の配列に格納する。このとき、降順に並んだキャリア周期Ｔｃに続いて、昇順に並べ替えたキャリア周期Ｔｃを格納する。このようにして、キャリア周期Ｔｃの設定値を複数設定している。

図１１は、図５および図６に示す時間変化を実行するフローチャートである。図１１に示すように、まず、カウント値判定部９８は、記憶部９４の他の配列に格納されたキャリア周期Ｔｃの最初の設定値を、割込み周期として取得する。
次に、カウント値判定部９８は、キャリア周波数を一の値に保持した後、他の値に離散的に変化させるための割込み信号を割込み信号発生部９６から発生させる（ステップＳ２０１）。次に、計時部９７は、割込み信号発生部９６からの割込み信号に基づいて、内蔵されたカウンタによりカウント動作を開始する（ステップＳ２０２）。次に、カウント値判定部９８は、割込み信号に基づいて、カウンタの値（以下、カウント値とする。）が割込み周期、すなわち、キャリア周期Ｔｃの最初の設定値以上になったか否か判定する（ステップＳ２０３）。カウント値が割込み周期以上でないとカウント値判定部９８が判定した場合（ステップＳ２０３：Ｎｏ）、カウント値が割込み周期以上であるとカウント値判定部９８が判定するまで、キャリア周波数変化部９は待機する。

一方、カウント値が割込み周期以上であるとカウント値判定部９８が判定した場合（ステップＳ２０３：Ｙｅｓ）、カウント値判定部９８は、キャリア周期Ｔｃの次の設定値を、割込み周期として取得する（ステップＳ２０４）。その後、ステップＳ２０１に戻り、カウント値判定部９８は、割込み信号を割込み信号発生部９６から再度発生させる。以降、ステップＳ２０１〜ステップＳ２０４の制御処理を繰り返し実行する。これにより、記憶部９４の他の配列に格納されたキャリア周期Ｔｃの設定値の順番で、割込み信号を発生させることができる。これから、キャリア周波数の複数の値における最小値から最大値までは複数の値が昇順になるように、最大値から最小値までは複数の値が降順になるように、キャリア周波数を変化させることができる。よって、図５および図６に示したキャリア周波数の時間変化を実現することができる。

以上より、第１の実施形態に係るインバータシステム１では、指令値を出力する電流指令生成部５と、キャリア信号を出力するキャリア信号生成部７と、キャリア周波数を変化させるキャリア周波数変化部９とを備える。また、上記指令値とキャリア信号とを比較し、該比較結果に応じた制御信号を生成する比較器８ａ、８ｂ、８ｃと、上記制御信号に基づいた出力値を出力するＰＷＭインバータ２とを備える。そして、キャリア周波数変化部９は、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値ｆｃ１が大きくなる程、複数の値を昇順に並べた場合における一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差を小さくしている。これから、キャリア周波数の高調波ノイズをより均一化することができる。

なお、以上に述べた実施形態は、本発明の実施の一例であり、本発明の範囲はこれらに限定されるものでなく、特許請求の範囲に記載した範囲内で、他の様々な実施形態に適用可能である。例えば、第１の実施形態では、インバータシステム１について本発明を適用したが、特にこれに限定されるものでない。例えば、Ｈブリッジ構成のＤＣモータ駆動システムやＤＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチングにより電力を変換するシステムにおいて、スイッチングの周波数を離散的な値で時間とともに変化させるシステムであれば、適用可能である。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数の時間変化を三角波状に変化させているが、特にこれに限定されるものでなく、他の形状でも良い。キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚのうちの一の値ｆｃ１が大きくなる程、複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを昇順に並べた場合における一の値ｆｃ１と隣接する値ｆｃ２との差を小さくすれば、どの形状でも良い。例えば、図５に示した時間変化を１周期とした場合の時間変化、すなわち、のこぎり波状としても良い。同様に、図６に示した時間変化を１周期とした場合の時間変化、すなわち、のこぎり波状としても良い。更に、キャリア周波数の時間変化を、図１２に示すようにランダムに変化させても良い。なお、キャリア周波数の時間変化の形状は、図１０のステップＳ１０６の制御処理、すなわち、制御部９３によるキャリア周期Ｔｃの並べ替え処理で容易に変更することできる。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数の複数の値として、５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを使用しているが、特にこれに限定されるものでなく、他の値でも良い。また、キャリア周波数の複数の値として、１１個の値を使用しているが、特にこれに限定されるものでなく、何個でも良い。

また、第１の実施形態では、増加時（図５参照）のキャリア周波数の値と、減少時（図６参照）のキャリア周波数の値とを同じ値にしているが、特にこれに限定されるものでなく、異なっていても良い。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを昇順に並べた場合における一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差を小さくしているが、特にこれに限定されるものでない。キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを降順に並べた場合における一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差を小さくしても良い。

また、第１の実施形態では、図８に示した計算方法を使用して、一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２を計算しているが、特にこれに限定されるものでない。一の値ｆｃ１と一の値ｆｃ１に隣接する値ｆｃ２との差を小さくできれば、程度の差はあるが、他の方法でも良い。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数変化部９の演算部９２は、図８に示した計算方法で計算値を計算し、キャリア周期Ｔｃを計算しているが、特にこれに限定されるものでなく、ユーザが予め計算していても良い。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数の複数の値における最小値を初期値として、ユーザに設定させているが、特にこれに限定されるものでなく、上記最小値と異なる値を初期値としても良い。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに対する周波数帯域毎の帯域幅を、キャリア周波数の値が大きくなる程、小さくしている。そして、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに表れる各スペクトルを上記帯域幅で割ることで、周波数密度をより均一にしている。しかし、特にこれに限定されるものでない。キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚのｍ（ｍ：任意の整数のうちの一の整数）次高調波ｍ×５ｋＨｚ、・・、ｍ×１５ｋＨｚに表れる各スペクトルを上記帯域幅で割っても、同様の効果を取得できる。

また、第１の実施形態では、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚを増加時（図５参照）と、減少時（図６参照）との２回使用している。また、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値の基本周波数が上記周波数帯域内に存在する時間は、キャリア周波数の値が大きくなる程、短くなるので、上記周波数帯域内における高調波ノイズのエネルギーも小さくなる。そこで、第１の実施形態では、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに対する周波数帯域毎の帯域幅を、キャリア周波数の値が大きくなる程、小さくする。そして、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、・・、１５ｋＨｚに表れる各スペクトルを上記帯域幅で割ることで、周波数密度をより均一にしている。しかし、特にこれに限定されるものでない。

キャリア周波数の複数の値の基本周波数に対する周波数帯域毎の帯域幅を等しくしたまま、キャリア周波数の複数の値のうちの一の値の基本周波数が上記周波数帯域内に存在する時間を同じにしても、同様の効果を取得できる。すなわち、キャリア周波数の複数の値の使用回数を異ならせて、上記存在する時間を同じにすれば良い。具体的には、例えば、キャリア周波数の複数の値が５ｋＨｚ、１０ｋＨｚおよび１５ｋＨｚの３個の場合を考える。キャリア周波数の１周期の時間変化を、１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、５ｋＨｚ、１５ｋＨｚ、１０ｋＨｚとする。すなわち、１周期の間に、５ｋＨｚを１回、１０ｋＨｚを２回、１５ｋＨｚを３回使用する。これから、キャリア周波数の複数の値５ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚの基本周波数５ｋＨｚ、１０ｋＨｚ、１５ｋＨｚが各周波数帯域内に存在する時間は、下記のようになる。

よって、上記存在する時間が等しくなる。このようにしても、周波数密度をより均一にすることが可能となる。

本発明の第１の実施形態に係るインバータシステムの構成を示す図 図１に示すキャリア周波数変化部で変化するキャリア周波数とキャリア周期の関係を示す図 等間隔で変化させた場合のキャリア周波数の時間変化の図 図３に示す時間変化の場合のノイズスペクトルと周波数密度を示す図 第１の実施形態に係るキャリア周波数の時間変化の半周期を示す図 図５に示す時間変化に続く半周期を示す図 図５および図６に示す時間変化の場合のノイズスペクトルと周波数密度を示す図 キャリア周波数の複数の値のうちの一の値に隣接する値の計算方法を示す図 図１に示すキャリア周波数変化部の内部構成を示すブロック図 図８に示す計算方法を実行するフローチャート 図５および図６に示す時間変化を実行するフローチャート 計算値をランダムに設定した場合のキャリア周波数の時間変化の図

符号の説明

１ 電力変換装置であるインバータシステム、
２ 出力手段であるＰＷＭインバータ、３ 三相ブラシレス直流モータ、
４ 電流検出部、４ａ、４ｂ、４ｃ 電流センサ、
５ 指令値出力手段である電流指令生成部、６ａ、６ｂ、６ｃ ＰＩＤ制御部、
７ 搬送波出力手段であるキャリア信号生成部、
８ａ、８ｂ、８ｃ 制御信号生成手段である比較器、
９ 搬送波周波数変化手段であるキャリア周波数変化部、
１０ 制御装置、
９１ 設定部、９２ 演算部、９３ 制御部、９４ 記憶部、
９５ 計算値判定部、９６ 割込み信号発生部、９７ 計時部、
９８ カウント値判定部、
Ｂ 電池、Ｃ コンデンサ、ｆｃ１ 一の値、ｆｃ２ 隣接する値、
Δｆｃ１、Δｆｃ２ 周波数帯域、Ｔｃ、Ｔｃ１、Ｔｃ２ キャリア周期、
Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ− スイッチング素子、
θ 角度

Claims (5)

1. 指令値を出力する指令値出力手段と、
   搬送波を出力する搬送波出力手段と、
   前記搬送波の周波数を変化させる搬送波周波数変化手段と、
   前記指令値と前記搬送波とを比較し、該比較結果に基づいた制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   前記制御信号に基づいた出力値を出力する出力手段とを備え、
   前記搬送波周波数変化手段は、前記周波数の複数の値のうちの一の値が大きくなる程、前記複数の値を昇順または降順に並べた場合における前記一の値と前記一の値に隣接する値との差を小さくすることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記搬送波周波数変化手段は、前記周波数の最小値から最大値までは前記複数の値が昇順になるように、前記最大値から前記最小値までは前記複数の値が降順になるように、前記周波数を変化させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記搬送波周波数変化手段は、前記周波数をランダムに変化させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記一の値をｆｃ１と、前記隣接する値をｆｃ２とすると、
   前記差｜ｆｃ２−ｆｃ１｜は、
   ｜ｆｃ２−ｆｃ１｜＝α×（１／ｆｃ１＋１／ｆｃ２）（但し、αは正数）
   で表されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 制御信号生成手段により、指令値出力手段からの指令値と搬送波出力手段からの搬送波とを比較し、該比較結果に応じた制御信号を生成し、
   出力手段により、前記制御信号に基づいた出力値を出力し、
   搬送波周波数変化手段により、前記周波数の複数の値のうちの一の値が大きくなる程、前記複数の値を昇順または降順に並べた場合における前記一の値と前記一の値に隣接する値との差が小さくなるように、前記搬送波の周波数を変化させることを特徴とする電力変換方法。

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