WO2018087892A1

WO2018087892A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2018087892A1
Application number: PCT/JP2016/083561
Authority: WO
Inventors: 慎也豊留; 成雄梅原; 有澤　浩一
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2016-11-11
Filing date: 2016-11-11
Publication date: 2018-05-17
Also published as: JP6647421B2; JPWO2018087892A1

Abstract

電力変換装置（１００）は、第１の三相巻線部（３）に交流電力を供給する第１のインバータ（５）と、第２の三相巻線部（４）に交流電力を供給する第２のインバータ（６）と、第１のインバータ（５）と第１の三相巻線部（３）との間に流れる電流と、第２のインバータ（６）と第２の三相巻線部（４）との間に流れる電流とを検出する電流検出回路（４０）と、第１のインバータ（５）及び第２のインバータ（６）を制御する制御部（１１）とを備え、制御部（１１）は、電流検出回路（４０）で検出された電流に含まれる周波数成分のうち、基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分を検出して電動機（２００）に流れる電流のリップルが低減するようにキャリア信号を生成する。

Description

電力変換装置

　本発明は、第１の三相巻線部及び第２の三相巻線部を備える電動機を駆動する電力変換装置に関する。

　特許文献１に開示される電力変換装置は、モータ鉄損及びキャリア騒音を低減するため運転条件に応じてキャリア信号の位相差を９０°又は１８０°に設定する。９０°はπ／２［ｒａｄ］であり、１８０°はπ［ｒａｄ］である。キャリア騒音は、キャリア周波数に起因して電動機又はインバータ回路が振動することで発生する騒音である。

特開２０１４－００３７８３号公報

　特許文献１に開示される電力変換装置では、キャリア信号の位相差が９０°又は１８０°に設定されるが、９０°又は１８０°の位相差がモータ損失を最も抑えることができる位相差であるとは限らず、モータ損失の更なる低減が望まれている。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、更なるモータ損失の低減が可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、第１の三相巻線部及び第２の三相巻線部を備える電動機を駆動する電力変換装置であって、第１の三相巻線部に交流電力を供給する第１のインバータと、第２の三相巻線部に交流電力を供給する第２のインバータと、第１のインバータと第１の三相巻線部との間に流れる電流と、第２のインバータと第２の三相巻線部との間に流れる電流とを検出する電流検出回路と、第１のインバータ及び第２のインバータを制御する制御部とを備える。制御部は、電流検出回路で検出された電流に含まれる周波数成分のうち、基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分を検出して電動機に流れる電流のリップルが低減するようにキャリア信号を生成する。

　本発明に係る電力変換装置は、更なるモータ損失の低減ができるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図本発明の実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示す図本発明の実施の形態１に係る電力変換装置で生成される第１及び第２のキャリア信号と、第１及び第２のキャリア信号の位相差とを示す図図２に示す周波数検出部の出力結果の具体例を示す図本発明の実施の形態１に係る電力変換装置で生成されるキャリア信号の位相差を説明する第１の図本発明の実施の形態１に係る電力変換装置で生成されるキャリア信号の位相差を説明する第２の図本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示すフローチャート本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の動作例を示すフローチャート図１に示す制御部のハードウェア構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を図面に基づき詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図である。図１には実施の形態１に係る電力変換装置１００と電力変換装置１００により駆動される二重三相の電動機２００とが示される。

　電動機２００は、第１の三相巻線部３及び第２の三相巻線部４を有する。第１の三相巻線部３は、第１のＵ相巻線３ａ、第１のＶ相巻線３ｂ及び第１のＷ相巻線３ｃを有する。第１のＵ相巻線３ａは電動機２００の第１のＵ相端子２０１に接続され、第１のＶ相巻線３ｂは電動機２００の第１のＶ相端子２０２に接続され、第１のＷ相巻線３ｃは電動機２００の第１のＷ相端子２０３に接続される。

　第２の三相巻線部４は、第２のＵ相巻線４ａ、第２のＶ相巻線４ｂ及び第２のＷ相巻線４ｃを有する。第２のＵ相巻線４ａは電動機２００の第２のＵ相端子２０４に接続され、第２のＶ相巻線４ｂは電動機２００の第２のＶ相端子２０５に接続され、第２のＷ相巻線４ｃは電動機２００の第２のＷ相端子２０６に接続される。

　電力変換装置１００は、入力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサ１と、平滑コンデンサ１に並列接続されると共に第１の三相巻線部３に接続される第１のインバータ５と、平滑コンデンサ１に並列接続されると共に第２の三相巻線部４に接続される第２のインバータ６と、第１のインバータ５及び第２のインバータ６を制御する制御部１１とを備える。

　また電力変換装置１００は、第１の三相巻線部３の第１のＵ相巻線３ａに流れる電流Ｉｕ１を検出する第１の電流検出部７と、第１の三相巻線部３の第１のＷ相巻線３ｃに流れる電流Ｉｗ１を検出する第２の電流検出部８と、第２の三相巻線部４の第２のＵ相巻線４ａに流れる電流Ｉｕ２を検出する第３の電流検出部９と、第２の三相巻線部４の第２のＷ相巻線４ｃに流れる電流Ｉｗ２を検出する第４の電流検出部１０とを備える。第１の電流検出部７、第２の電流検出部８、第３の電流検出部９及び第４の電流検出部１０のそれぞれは抵抗を含む電流変換器である。第１の電流検出部７、第２の電流検出部８、第３の電流検出部９及び第４の電流検出部１０は、電流検出回路４０を構成する。

　第１のインバータ５は、直列接続された一対のスイッチング素子５ａ，５ｂと、直列接続された一対のスイッチング素子５ｃ，５ｄと、直列接続された一対のスイッチング素子５ｅ，５ｆとを備える。スイッチング素子５ａ，５ｂのスイッチング素子対と、スイッチング素子５ｃ，５ｄのスイッチング素子対と、スイッチング素子５ｅ，５ｆのスイッチング素子対とは、それぞれがアームを構成する。スイッチング素子５ａ及びスイッチング素子５ｂで構成されるアームは、第１のＵ相端子２０１に接続され、スイッチング素子５ｃ及びスイッチング素子５ｄで構成されるアームは、第１のＶ相端子２０２に接続され、スイッチング素子５ｅ及びスイッチング素子５ｆで構成されるアームは、第１のＷ相端子２０３に接続される。

　第２のインバータ６は、直列接続された一対のスイッチング素子６ａ，６ｂと、直列接続された一対のスイッチング素子６ｃ，６ｄと、直列接続された一対のスイッチング素子６ｅ，６ｆとを備える。スイッチング素子６ａ，６ｂのスイッチング素子対と、スイッチング素子６ｃ，６ｄのスイッチング素子対と、スイッチング素子６ｅ，６ｆのスイッチング素子対とは、それぞれがアームを構成する。スイッチング素子６ａ及びスイッチング素子６ｂで構成されるアームは、第２のＵ相端子２０４に接続され、スイッチング素子６ｃ及びスイッチング素子６ｄで構成されるアームは、第２のＶ相端子２０５に接続され、スイッチング素子６ｅ及びスイッチング素子６ｆで構成されるアームは、第２のＷ相端子２０６に接続される。

　第１のインバータ５及び第２のインバータ６を構成する複数のスイッチング素子の少なくとも１つは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体によって形成されている。ワイドバンドギャップ半導体は低損失であり耐電圧性が高いため、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたスイッチング素子を用いることにより、シリコン系材料により形成されたスイッチング素子を用いた場合に比べて、電力変換効率が向上し、また許容電流密度が高まるため電力変換装置１００を小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は耐熱性も高いため、電力変換装置１００に設けられる不図示の放熱フィンの小型化が可能である。

　以下では図２から図７を用いて制御部１１の構成と電力変換装置１００の動作とを説明する。図２は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示す図である。制御部１１は、電流入力部２０、周波数検出部２１、キャリア信号生成部２２、第１のキャリア比較部２３、第２のキャリア比較部２４、第１の電圧指令演算部２５及び第２の電圧指令演算部２６を備える。

　図３は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置で生成される第１及び第２のキャリア信号と、第１及び第２のキャリア信号の位相差とを示す図である。図３には、実線で示す第１のキャリア信号２２ａと点線で示す第２のキャリア信号２２ｂとの位相差Δθが示される。

　図４は図２に示す周波数検出部の出力結果の具体例を示す図である。図４において、横軸は周波数、縦軸は電流の値であり、Ｆ_Ａｍａｘは周波数検出部２１で検出された最大の振幅を有する周波数成分の周波数である。ただし周波数Ｆ_Ａｍａｘは、当該周波数成分のうち、基本波成分が除かれたものである。

　図５は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置で生成されるキャリア信号の位相差を説明する第１の図である。図５の上から１番目には、第１のキャリア信号２２ａの波形と第２のキャリア信号２２ｂの波形が示され、さらに第１のキャリア信号２２ａ及び第２のキャリア信号２２ｂの位相差Δθが示される。位相差Δθは９０°である。

　図５の上から２番目には、キャリア信号の位相差Δθが９０°のときの一群の電流リップル２８が示され、図５の上から３番目には、キャリア信号の位相差Δθが９０°のときの二群の電流リップル２９が示される。これらは周波数検出部２１により検出された最大の振幅を有する周波数成分の周波数に等しい。一群の電流リップルは、第１のインバータ５から出力されて第１のＵ相巻線３ａ、第１のＶ相巻線３ｂ及び第１のＷ相巻線３ｃの巻線群に供給される三相交流電力の内の１つの相に流れる電流リップルを示す。二群の電流リップルは、第２のインバータ６から出力されて第２のＵ相巻線４ａ、第２のＶ相巻線４ｂ及び第２のＷ相巻線４ｃの巻線群に供給される三相交流電力の内の１つの相に流れる電流リップルを示す。二群の電流リップルは一群の電流リップルと同相の電流である。

　図６は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置で生成されるキャリア信号の位相差を説明する第２の図である。図６の上から１番目には、第１のキャリア信号２２ａの波形と第２のキャリア信号２２ｂの波形が示され、さらに第１のキャリア信号２２ａ及び第２のキャリア信号２２ｂの位相差Δθが示される。位相差Δθは１８０°である。

　図６の上から２番目には、キャリア信号の位相差Δθが１８０°のときの一群の電流リップル３０が示される。図６の上から３番目には、キャリア信号の位相差Δθが１８０°のときの二群の電流リップル３１が示される。これらは周波数検出部２１により検出された最大の振幅を有する周波数成分の周波数に等しい。

　次に電力変換装置１００の動作を説明する。図７は本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作例を示すフローチャートである。図７に示すフローチャートの処理は、予め設定された時間毎に実施され、スタートからエンドまでの処理が実行されると、次の割り込みのタイミングで再びスタートからエンドまでの処理が実行される。また図７に示すフローチャートの処理は、キャリア信号の位相差Δθが０°の状態で電動機２００が駆動された後に実行される。キャリア信号の位相差Δθが０°の場合、１台のインバータで１つの電動機２００を動かすときの電流が半分にされた電流波形が得られるため、ここでは、この電流波形を基準にして電動機２００が駆動されるものとする。なお実施の形態１に係る電力変換装置１００は、後述する最大周波数成分を低減できる位相差に設定されればよいため、電動機２００の駆動開始時のキャリア信号の位相差Δθは０°に限定されるものではない。

　第１の電流検出部７及び第２の電流検出部８のそれぞれは、一定のサンプリングレートで第１のインバータ５及び電動機２００の間の電流経路上の抵抗値を測定して、測定した抵抗値を電流入力部２０に入力可能な電流レンジに変換し、変換した電流を電流Ｉｕ１，電流Ｉｗ１として電流入力部２０に出力する。同様に第３の電流検出部９及び第４の電流検出部１０のそれぞれは、一定のサンプリングレートで第２のインバータ６及び電動機２００の間の電流経路上の抵抗値を測定して、測定した抵抗値を電流入力部２０に入力可能な電流レンジに変換し、変換した電流を電流Ｉｕ２，電流Ｉｗ２として電流入力部２０に出力する。

　第１の電流検出部７で検出された電流Ｉｕ１と第３の電流検出部９で検出された電流Ｉｕ２とは、電流入力部２０を介して、周波数検出部２１に入力される（ステップＳ１）。

　周波数検出部２１は電流Ｉｕ１及び電流Ｉｕ２の総和である電流Ｉｕを演算する（ステップＳ２）。周波数検出部２１は、電流Ｉｕの波形に、周波数解析の一例である高速フーリエ変換の演算を施すことにより、電流Ｉｕに含まれる周波数成分のうち、基本波成分を除いて最も電流量が大きい最大周波数成分、すなわち最も振幅が大きい最大周波数成分を検出する（ステップＳ３）。具体的には、周波数検出部２１は、図４に示す出力結果から、電流Ｉｕに含まれる周波数成分のうち、最も電流量が大きい周波数成分である周波数Ｆ_Ａｍａｘを検出する。周波数検出部２１は検出した周波数Ｆ_Ａｍａｘをキャリア信号生成部２２に出力する。

　キャリア信号生成部２２は、（１）式より、周波数検出部２１から出力された周波数Ｆ_Ａｍａｘとキャリア周波数ｆｃとに基づいて、キャリア信号の位相差Δθを決定し（ステップＳ４）、位相差Δθを有する等しい周波数の２つの第１のキャリア信号２２ａ及び第２のキャリア信号２２ｂを生成する（ステップＳ５）。なお、第１のキャリア信号２２ａ及び第２のキャリア信号２２ｂには一般的に三角波が用いられる。

　図５に示す一群の電流リップル２８及び二群の電流リップル２９のそれぞれは、Ｆ＝２ｆｃの場合に発生する２ｆｃの周波数である電流Ｉｕ１，Ｉｕ２の電流リップルを模擬している。（１）式よりキャリア信号の位相差はΔθ＝９０°と定まり、一群の電流リップル２８及び二群の電流リップル２９が足し合わされることにより、電流波形のリップル幅が低減する。電流波形のリップル幅が低減することにより、第１の三相巻線部３及び第２の三相巻線部４に電流が流れることによって発生する磁束も低減するため、磁束の通路である不図示の鉄心で発生する鉄損を低減できる。従ってモータ損失を低減できる。

　図６に示す一群の電流リップル３０及び二群の電流リップル３１のそれぞれは、Ｆ＝ｆｃの場合に発生するｆｃの周波数である電流Ｉｕ１，Ｉｕ２の電流リップルを模擬している。（１）式よりキャリア信号の位相差はΔθ＝１８０°と定まり、一群の電流リップル３０及び二群の電流リップル３１が足し合わされることにより、電流波形のリップル幅が低減する。電流波形のリップル幅が低減することにより、第１の三相巻線部３及び第２の三相巻線部４に電流が流れることによって発生する磁束も低減するため、磁束の通路である不図示の鉄心で発生する鉄損を低減できる。従ってモータ損失を低減できる。

　第１のキャリア比較部２３は、第１の電圧指令演算部２５で演算された三相電圧指令である第１の電圧指令２５ａの振幅と、キャリア信号生成部２２で生成された第１のキャリア信号２２ａの振幅とを比較することにより、パルス幅変調処理されたパルス幅変調信号を生成し、パルス幅変調信号を増幅してゲート駆動信号を生成する（ステップＳ６）。第１のキャリア比較部２３で生成されたゲート駆動信号は第１のインバータ５を構成する複数のスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆに入力され、複数のスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆのそれぞれがオンオフ動作することにより、第１のインバータ５から第１の三相巻線部３に三相交流電力が供給される。

　第２のキャリア比較部２４は、第２の電圧指令演算部２６で演算された三相電圧指令である第２の電圧指令２６ａの振幅と、キャリア信号生成部２２で生成された第２のキャリア信号２２ｂの振幅とを比較することにより、パルス幅変調処理されたパルス幅変調信号を生成し、パルス幅変調信号を増幅してゲート駆動信号を生成する（ステップＳ６）。第２のキャリア比較部２４で生成されたゲート駆動信号は第２のインバータ６を構成する複数のスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆに入力され、複数のスイッチング素子６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆのそれぞれがオンオフ動作することにより、第２のインバータ６から第２の三相巻線部４に三相交流電力が供給される。

　第１のキャリア信号２２ａ及び第２のキャリア信号２２ｂの位相差Δθにより電動機２００が駆動される（ステップＳ７）。

　実施の形態１に係る電力変換装置１００は、電流検出回路４０で検出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部２１を備え、電動機２００に流れる電流のリップルが低減するように、当該周波数成分を低減するキャリア信号を生成する構成であるため、電流の高調波含有率と相関関係にある電動機２００の鉄損を低減でき、モータ損失を低減できると共に、キャリア周波数に起因して電動機２００、第１のインバータ５又は第２のインバータ６が振動することで発生するキャリア騒音も低減できる。なお周波数検出部２１は、電流検出回路４０で検出された電流波形から、第１のインバータ５及び第２のインバータ６へ流れる電流の電流波形を算出し、算出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出するように構成したものでもよい。このように構成された周波数検出部２１を備えた電力変換装置１００においても上記同様の効果を得ることができる。

実施の形態２．
　実施の形態１に係る電力変換装置１００は、相電流の波形の電流リップルから最大周波数成分を検出し、その周波数成分を低減するような構成とすることで、電流の高調波含有率と相関関係にある電動機２００の鉄損を低減するように構成されているが、実施の形態２では別の動作例を説明する。実施の形態２に係る電力変換装置１００の構成は、実施の形態１と同様であるため、実施の形態２ではその説明を省略する。

　図８は本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の動作例を示すフローチャートである。図７に示すフローチャートと図８に示すフローチャートとの相違点は、図８に示すフローチャートではステップＳ４の処理の代わりにステップＳ４ａの処理が実行されることである。図８に示すフローチャートのステップＳ１からステップＳ３までの処理は、図７に示すフローチャートと同様にあるため、実施の形態２ではその説明を省略する。

　電動機２００の高調波鉄損にはキャリア周波数の２乗付近の周波数成分が最も影響を及ぼすため、キャリア信号生成部２２は、（２）式より、キャリア周波数ｆｃを２乗した値とキャリア周波数ｆｃとに基づいて、キャリア信号の位相差Δθを決定する（ステップＳ４ａ）。

　そしてキャリア信号生成部２２は、位相差Δθを有する等しい周波数の２つの第１のキャリア信号２２ａ及び第２のキャリア信号２２ｂを生成する（ステップＳ５）。図８に示すフローチャートのステップＳ６，Ｓ７の処理は、図７に示すフローチャートと同様であるため、実施の形態２ではその説明を省略する。実施の形態２に係る電力変換装置１００によれば、実施の形態１の効果に加えて電動機２００の高調波鉄損を低減でき、モータ損失をより一層低減できる。

　図９は図１に示す制御部のハードウェア構成例を示す図である。制御部１１は、図９に示した制御回路３００、すなわちプロセッサ３０１及びメモリ３０２により実現することができる。プロセッサ３０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）である。この場合、制御部１１の機能は、ソフトウェアにより実現され、ファームウェアにより実現され又はソフトウェア及びファームウェアの組合せにより実現される。ソフトウェア及びファームウェアはプログラムとして記述され、メモリ３０２に記憶される。

　プロセッサ３０１は、メモリ３０２に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、制御部１１の機能を実現する。これらのプログラムは、制御部１１が実行する手順をコンピュータに実行させるものであるともいえる。

　メモリ３０２は、制御部１１の記憶部の機能を実現する。メモリ３０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）及びＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった揮発性又は不揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク及びＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）が該当する。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　平滑コンデンサ、３　第１の三相巻線部、３ａ　第１のＵ相巻線、３ｂ　第１のＶ相巻線、３ｃ　第１のＷ相巻線、４　第２の三相巻線部、４ａ　第２のＵ相巻線、４ｂ　第２のＶ相巻線、４ｃ　第２のＷ相巻線、５　第１のインバータ、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ，６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ　スイッチング素子、６　第２のインバータ、７　第１の電流検出部、８　第２の電流検出部、９　第３の電流検出部、１０　第４の電流検出部、１１　制御部、２０　電流入力部、２１　周波数検出部、２２　キャリア信号生成部、２２ａ　第１のキャリア信号、２２ｂ　第２のキャリア信号、２３　第１のキャリア比較部、２４　第２のキャリア比較部、２５　第１の電圧指令演算部、２５ａ　第１の電圧指令、２６　第２の電圧指令演算部、２６ａ　第２の電圧指令、２８，２９，３０，３１　電流リップル、４０　電流検出回路、１００　電力変換装置、２００　電動機、２０１　第１のＵ相端子、２０２　第１のＶ相端子、２０３　第１のＷ相端子、２０４　第２のＵ相端子、２０５　第２のＶ相端子、２０６　第２のＷ相端子、３００　制御回路、３０１　プロセッサ、３０２　メモリ。

Claims

　第１の三相巻線部及び第２の三相巻線部を備える電動機を駆動する電力変換装置であって、
　前記第１の三相巻線部に交流電力を供給する第１のインバータと、
　前記第２の三相巻線部に交流電力を供給する第２のインバータと、
　前記第１のインバータと前記第１の三相巻線部との間に流れる電流と、前記第２のインバータと前記第２の三相巻線部との間に流れる電流とを検出する電流検出回路と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータを制御する制御部と
　を備え、
　前記制御部は、前記電流検出回路で検出された電流に含まれる周波数成分のうち、基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分を検出して前記電動機に流れる電流のリップルが低減するようにキャリア信号を生成する電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記電流検出回路で検出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、前記基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータのそれぞれをパルス幅変調制御するための複数のキャリア信号を等しい周波数で生成するキャリア信号生成部と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータのそれぞれの三相電圧指令を生成する電圧指令演算部と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータのそれぞれの前記三相電圧指令と前記複数のキャリア信号のそれぞれとを比較してパルス幅変調信号を生成するキャリア比較部とを備え、
　前記キャリア信号生成部は、前記周波数検出部で検出された前記最大振幅を有する周波数成分の周波数とキャリア周波数とに基づいて決定される位相差を与えて前記複数のキャリア信号を生成する請求項１に記載の電力変換装置。
　前記制御部は、
　前記電流検出回路で検出された電流波形から、前記第１のインバータ及び前記第２のインバータへ流れる電流の電流波形を算出し、算出された時間方向の電流波形に周波数分析を施すことにより、前記基本波成分を除いた中で最大振幅を有する周波数成分の周波数を検出する周波数検出部と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータのそれぞれをパルス幅変調制御するための複数のキャリア信号を等しい周波数で生成するキャリア信号生成部と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータのそれぞれの三相電圧指令を生成する電圧指令演算部と、
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータのそれぞれの前記三相電圧指令と前記複数のキャリア信号のそれぞれとを比較してパルス幅変調信号を生成するキャリア比較部とを備え、
　前記キャリア信号生成部は、前記周波数検出部で検出された前記最大振幅を有する周波数成分の周波数とキャリア周波数とに基づいて決定される位相差を与えて前記複数のキャリア信号を生成する請求項１に記載の電力変換装置。
　前記キャリア信号生成部で決定される複数のキャリア信号の前記位相差をΔθとし、前記キャリア周波数をｆｃとし、前記周波数検出部で検出された前記最大振幅を有する周波数成分の周波数をＦ_Ａｍａｘとしたとき、
　前記位相差は、Δθ＝（ｆｃ／Ｆ_Ａｍａｘ）×１８０で演算される請求項２または請求項３に記載の電力変換装置。
　前記第１のインバータ及び前記第２のインバータを構成する複数のスイッチング素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から請求項４の何れか一項に記載の電力変換装置。