JP6358508B2 - 不平衡補正装置、不平衡補正方法及びプログラム - Google Patents

Description

本発明は、不平衡補正装置、不平衡補正方法及びプログラムに関する。

三相交流電源から供給される交流電圧に基づいてモータを駆動する電圧を生成するシステムがある。一般的に、モータを駆動する電圧を生成するシステムは、ＡＣ−ＤＣコンバータとインバータとを備える。そして、そのシステムは、三相交流電源から供給される交流電圧をＡＣ−ＤＣコンバータで交流電圧から直流電圧に変換し、インバータでＡＣ−ＤＣコンバータが変換した直流電圧を交流電圧に変換する。こうすることで、システムは、モータを駆動するのに適したＤＣ電圧を生成している。
特許文献１には、関連する技術として、モータを駆動するシステムにおける高調波電流を低減する技術が記載されている。

特許第５５５８５３０号公報

ところで、一般的なモータを駆動する電圧を生成するシステムにおいて、三相交流電源のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれの電圧が不平衡状態となると、三相交流電源から電力が供給される装置、あるいは、その装置の後段に接続される装置に過大な電流が流れることがある。その場合、システムに不具合が発生してしまう可能性がある。
そのため、システムに電力を供給する交流電源における複数の相のそれぞれの電圧が不平衡状態になった場合に、その不平衡状態を容易に特定し、システムを保護する技術が求められていた。

そこで、この発明は、上記の課題を解決することのできる不平衡補正装置、不平衡補正方法及びプログラムを提供することを目的としている。

本発明の第１の態様によれば、不平衡補正装置は、電源から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定する位相特定部と、前記位相特定部が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電源から出力される前記複数の交流電圧の整流後の整流電圧を特定する電圧特定部と、前記電圧特定部が特定した前記整流電圧に基づいて不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成する補正値生成部と、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路における平衡状態を想定したスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間との比と、前記補正値生成部が生成した前記補正値とに基づいて、前記昇圧回路におけるスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する昇圧回路制御部と、を備える。

本発明の第２の態様によれば、第１の態様による不平衡補正装置において、前記補正値生成部は、前記位相特定部が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電圧特定部が特定した前記整流電圧に基づいて前記補正値を生成するものであってもよい。

本発明の第３の態様によれば、不平衡補正方法において、位相特定部は、電源から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定し、電圧特定部は、前記位相特定部が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電源から出力される前記複数の交流電圧の整流後の整流電圧を特定し、補正値生成部は、前記電圧特定部が特定した前記整流電圧に基づいて不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成し、昇圧回路制御部は、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路における平衡状態を想定したスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間との比と、前記補正値とに基づいて、前記昇圧回路におけるスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する。

本発明の第４の態様によれば、プログラムは、コンピュータを、電源から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定する位相特定手段、前記位相特定手段が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電源から出力される前記複数の交流電圧の整流後の整流電圧を特定する電圧特定手段、前記電圧特定手段が特定した前記整流電圧に基づいて不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成する補正値生成手段、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路における平衡状態を想定したスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間との比と、前記補正値生成手段が生成した前記補正値とに基づいて、前記昇圧回路におけるスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する昇圧回路制御手段、として機能させる。

本発明の実施形態による不平衡補正装置によれば、システムに電力を供給する交流電源における複数の相のそれぞれの電圧が不平衡状態になった場合に、その不平衡状態を容易に特定することができ、システムを保護することができる。

本発明の一実施形態による電力制御装置の構成を示す第一の図である。 本発明の一実施形態による昇圧回路制御部の構成を示す図である。 本発明の一実施形態による三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）交流電圧が平衡状態の場合の電圧及び電流のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の一実施形態による三相交流電圧が不平衡状態の場合の電圧及び電流のシミュレーション波形を示す図である。 本発明の一実施形態による電力制御装置の通常状態の処理フローを示す図である。 本発明の一実施形態による電力制御装置の不平衡を補正する処理フローを示す図である。 本発明の一実施形態による電力制御装置が不平衡を補正する処理に使用される信号を示す図である。 本発明の一実施形態による電力制御装置が不平衡を補正する処理を行った場合のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流を示す図である。 本発明の一実施形態による電力制御装置の構成を示す第二の図である。

＜実施形態＞
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
まず、本実施形態による不平衡補正装置８０を備える電力制御装置１の構成について説明する。
図１で示すように、本実施形態による電力制御装置１は、交流電源１０と、ＡＣ（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｖｅ Ｃｕｒｒｅｎｔ）−ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）コンバータ２０と、インバータ３０と、モータ４０と、インバータ制御部５０と、昇圧回路電圧指令部６０と、直流電圧検出部７０と、不平衡補正装置８０と、を備える。

交流電源１０は、複数の交流電圧を出力する。例えば、交流電源１０は、互いに位相が１２０度ずれた３つの正弦波交流電圧（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）をＡＣ−ＤＣコンバータ２０に出力する。

ＡＣ−ＤＣコンバータ２０は、整流回路２０１と、昇圧回路２０２と、キャパシタ２０３と、を備える。
ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が備える整流回路２０１は、交流電源１０が出力する交流電圧を整流する。例えば、整流回路２０１は、６つのダイオードＤ１〜Ｄ６を備える。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続されている。また、ダイオードＤ３のアノードは、ダイオードＤ４のカソードに接続されている。また、ダイオードＤ５のアノードは、ダイオードＤ６のカソードに接続されている。交流電源１０は、Ｒ相の交流電圧をこのダイオードＤ１のアノードに出力する。また、交流電源１０は、Ｓ相の交流電圧をこのダイオードＤ３のアノードに出力する。また、交流電源１０は、Ｔ相の交流電圧をこのダイオードＤ５のアノードに出力する。これにより、整流回路２０１は、交流電源１０が整流部１０１に出力する交流電圧を全波整流する。

昇圧回路２０２は、スイッチング素子２０４と、リアクトル２０５と、ダイオード２０６と、を備える。
昇圧回路２０２が備えるリアクトル２０５の一端は、整流回路２０１が備えるダイオードＤ１のカソードに接続されている。また、リアクトル２０５の他端は、スイッチング素子２０４の端子Ａとダイオード２０６のアノードとに接続されている。また、スイッチング素子２０４の端子Ｂは、不平衡補正装置８０に接続されている。また、スイッチング素子２０４の端子Ｃは、整流回路２０１が備えるダイオードＤ２のアノードに接続されている。また、ダイオード２０６のカソードは、キャパシタ２０３のプラス電荷を蓄える電極の端子に接続されている。
スイッチング素子２０４は、不平衡補正装置８０から入力するスイッチング制御信号に基づいて、オン状態またはオフ状態になる。なお、スイッチング制御信号は、スイッチング素子２０４をオン状態またはオフ状態にさせる制御信号である。スイッチング素子２０４は、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ − Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタなどのトランジスタスイッチである。

スイッチング素子２０４がオン状態になると、スイッチング素子２０４の端子Ａと端子Ｃがほぼ短絡状態となりダイオード２０６のアノードの電位がカソードの電位よりも低くなる。そのため、ダイオード２０６は逆バイアスされ電流を流さず、リアクトル２０５は、整流回路２０１の出力電圧により磁気エネルギを蓄積する。また、スイッチング素子２０４がオフ状態になると、スイッチング素子２０４の端子Ａと端子Ｃがほぼ開放状態となりダイオード２０６のアノードの電位がカソードの電位よりも高くなる。そのため、ダイオード２０６は順バイアスされ、リアクトル２０５は、磁気エネルギとして蓄積したエネルギをダイオード２０６を介してキャパシタ２０３に放出する。

キャパシタ２０３は、リアクトル２０５が放出したエネルギに基づいて、電荷を蓄積する。昇圧回路２０２は、キャパシタ２０３に電荷を蓄積することを繰り返すことにより整流回路２０１の出力電圧を昇圧する。

インバータ３０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が出力する直流電圧を交流電圧に変換する。例えば、インバータ３０は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）により構成されるインバータである。
モータ４０は、インバータ３０が出力する交流電圧に応じて動作する。

インバータ制御部５０は、電力制御装置１を備える装置（例えば、空気調和機）から入力したモータ４０の回転数を所望の回転数にするための制御信号であるモータ回転数指令ｍ１に基づいて、インバータ３０のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する。
また、インバータ制御部５０は、モータ４０に流れる電流値を示すモータ電流検出値ｉ１に基づいて、インバータ３０を過変調領域で制御するための過変調制御信号ｎ１を昇圧回路電圧指令部６０に出力する。

昇圧回路電圧指令部６０は、電力制御装置１を備える装置から入力したモータ回転数指令ｍ１と、インバータ制御部５０から入力した過変調制御信号ｎ１とに基づいて、不平衡補正装置８０に電圧指令ｖ１を出力する。
直流電圧検出部７０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が備える昇圧回路２０２の出力電圧である直流電圧を検出する。そして、直流電圧検出部７０は、検出した直流電圧の検出値を示す直流電圧検出値ｖ２を不平衡補正装置８０に出力する。

不平衡補正装置８０は、位相特定部８０１と、電圧特定部８０２と、補正値生成部８０３と、昇圧回路制御部８０４と、を備える。
不平衡補正装置８０が備える位相特定部８０１は、交流電源１０から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定する。例えば、位相特定部８０１は、ゼロクロス検出回路を備える。位相特定部８０１が備えるゼロクロス検出回路は、線間電圧または相電圧を用いてゼロクロス点を検出する。そして、位相特定部８０１は、検出したゼロクロス点に基づいて、複数の交流電圧それぞれの位相を特定する。なお、ゼロクロス点とは、交流電圧の振幅ゼロを示すバイアス電圧と交流電圧とが交差する点である。

例えば、相電圧を用いてゼロクロス点を検出する場合、位相特定部８０１が備えるゼロクロス検出回路は、Ｒ相の交流電圧のゼロクロス点を検出する。位相特定部８０１は、ゼロクロス検出回路が検出したＲ相の交流電圧のゼロクロス点に基づいて、Ｒ相の交流電圧のゼロクロスタイミングを特定する。位相特定部８０１は、特定したＲ相の交流電圧のゼロクロスタイミングを＋１２０度の位相に相当するタイミングの分（＋３分の１周期分）だけずらしたタイミングをＳ相の交流電圧のゼロクロスタイミングと特定する。また、位相特定部８０１は、特定したＳ相の交流電圧のゼロクロスタイミングを＋１２０度の位相に相当するタイミングの分だけずらしたタイミングをＴ相の交流電圧のゼロクロスタイミングと特定する。

また、例えば、線間電圧を用いてゼロクロス点を検出する場合、位相特定部８０１が備えるゼロクロス検出回路は、Ｒ−Ｓ電圧のゼロクロス点を検出する。位相特定部８０１は、ゼロクロス検出回路が検出したＲ−Ｓ電圧のゼロクロス点に基づいて、Ｒ−Ｓ電圧のゼロクロスタイミングを特定する。位相特定部８０１は、特定したＲ−Ｓ電圧のゼロクロスタイミングを＋１２０度の位相に相当するタイミングの分（＋３分の１周期分）だけずらしたタイミングをＳ−Ｔ電圧のゼロクロスタイミングと特定する。また、位相特定部８０１は、特定したＳ−Ｔ電圧のゼロクロスタイミングを＋１２０度の位相に相当するタイミングの分だけずらしたタイミングをＴ−Ｒ電圧のゼロクロスタイミングと特定する。

なお、位相特定部８０１が備えるゼロクロス検出回路は、三相交流電圧の１相のゼロクロス点（相電圧を用いてゼロクロス点を検出する場合にはＲ相の交流電圧のゼロクロス点、線間電圧を用いてゼロクロス点を検出する場合にはＲ−Ｓ電圧のゼロクロス点）を検出するものに限定するものではない。例えば、ゼロクロス検出回路は、三相交流電圧の２相のゼロクロス点を検出するものであってもよい。また、ゼロクロス検出回路は、三相交流電圧の３相のゼロクロス点を検出するものであってもよい。なお、ゼロクロス検出回路がゼロクロス点を検出するために用いる交流電圧の数が多い程、ノイズや検出誤差による位相検出結果への影響を低減することができる。

電圧特定部８０２は、位相特定部８０１が特定した複数の交流電圧の１周期において直近の２つのゼロクロスタイミングによって示される各期間（複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔）において、複数の交流電圧の整流後の電圧を特定する。例えば、電圧特定部８０２は、整流回路２０１の両端に生じる複数の交流電圧のそれぞれに対応する整流後の電圧を特定する。なお、電圧特定部８０２は、自機能部が整流後の電圧を検出し、特定するものであってもよいし、他の装置が検出した整流後の電圧を特定するものであってもよい。
電圧特定部８０２は、特定した電圧に基づいて、複数の交流電圧の１周期全体の平均電圧（以下、全体平均電圧）と、複数の交流電圧の１周期において直近の２つのゼロクロスタイミングによって示される各期間の平均電圧（以下、期間平均電圧）とを特定する。
電圧特定部８０２は、全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧のそれぞれとを補正値生成部８０３に出力する。

補正値生成部８０３は、電圧特定部８０２から入力した全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧のそれぞれとに基づいて、不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成する。補正値生成部８０３は、生成した補正値を昇圧回路制御部８０４に出力する。

昇圧回路制御部８０４は、昇圧回路電圧指令部６０から入力した電圧指令ｖ１と、直流電圧検出部７０から入力した直流電圧検出値ｖ２とから、整流電圧を昇圧する昇圧回路２０２における平衡状態を想定したスイッチング素子２０４のオン状態の時間とオフ状態の時間との比を示すＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成する。そして、昇圧回路制御部８０４は、生成したＰＷＭ信号と、補正値生成部８０３が生成した不平衡電圧の補正値とに基づいて、昇圧回路２０２におけるスイッチング素子２０４のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する。

次に、本実施形態による昇圧回路制御部８０４について詳細に説明する。
昇圧回路制御部８０４は、図２に示すように、偏差算出部８０５と、積分制御部８０６と、ＰＷＭ信号生成部８０７と、デューティ指令電圧補正部８０８と、を備える。
昇圧回路制御部８０４が備える偏差算出部８０５は、昇圧回路電圧指令部６０から電圧指令ｖ１を入力する。また、偏差算出部８０５は、直流電圧検出部７０から直流電圧検出値ｖ２を入力する。偏差算出部８０５は、入力した電圧指令ｖ１から直流電圧検出値ｖ２を減じて偏差を算出する。そして、偏差算出部８０５は、算出した偏差を積分制御部８０６に出力する。

積分制御部８０６は、偏差算出部８０５から偏差を入力すると、入力した偏差に応じた平衡状態を想定したデューティ指令電圧ｄ１を生成する。そして、積分制御部８０６は、生成したデューティ指令電圧ｄ１をデューティ指令電圧補正部８０８に出力する。
デューティ指令電圧補正部８０８は、積分制御部８０６からデューティ指令電圧ｄ１を入力する。また、デューティ指令電圧補正部８０８は、補正値生成部８０３から補正値ｈ１を入力する。デューティ指令電圧補正部８０８は、積分制御部８０６から入力したデューティ指令電圧ｄ１と、補正値生成部８０３から入力した補正値ｈ１とを乗算した補正デューティ指令電圧ｄｈ１を生成する。そして、デューティ指令電圧補正部８０８は、生成した補正デューティ指令電圧ｄｈ１をＰＷＭ信号生成部８０７に出力する。

ＰＷＭ信号生成部８０７は、交流電源１０の周期に比べ数十倍から数百倍程度の周期を有する三角波電圧を常時生成している。ＰＷＭ信号生成部８０７は、デューティ指令電圧補正部８０８から補正デューティ指令電圧ｄｈ１を入力すると、入力した補正デューティ指令電圧ｄｈ１と三角波電圧とを比較する。そして、ＰＷＭ信号生成部８０７は、補正デューティ指令電圧ｄｈ１が三角波電圧よりも低い期間にＬｏｗ電圧となり、補正デューティ指令電圧ｄｈ１が三角波電圧よりも高い期間にＨｉｇｈ電圧となるＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部８０７は、生成したＰＷＭ信号を昇圧回路２０２が備えるスイッチング素子２０４に出力する。

次に、本実施形態による整流回路２０１が行う交流電圧の全波整流について説明する。
図３に示す三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）交流電圧が平衡状態の場合の電圧及び電流のシミュレーションのシミュレーション条件は、三相交流電圧の周波数が５０ヘルツである。また、シミュレーション条件は、三相交流電圧の振幅が３８０ボルトである。

図３（Ａ）は、三相交流電圧の整流後の線間電圧ＶＲ（Ｒ−Ｓ電圧、Ｓ−Ｔ電圧、Ｔ−Ｒ電圧）のシミュレーション波形である。横軸は時間を示している。また、縦軸は電圧を示している。
Ｒ−Ｓ電圧、Ｓ−Ｔ電圧、Ｔ−Ｒ電圧のそれぞれのシミュレーション波形は、位相が互いに１２０度ずつずれている。また、三相交流電圧が平衡状態であるため、Ｒ−Ｓ電圧、Ｓ−Ｔ電圧、Ｔ−Ｒ電圧のそれぞれのシミュレーション波形は、振幅が同一である。

図３（Ｂ）は、三相交流電圧のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流Ｉのシミュレーション波形である。横軸は時間を示している。また、縦軸は電流を示している。
Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流は、三相交流電圧が平衡状態であるため、位相が互いに１２０度ずつずれているが、それぞれの電流波形はほぼ同一である。

図４に示す三相交流電圧が不平衡状態の場合の電圧及び電流のシミュレーションのシミュレーション条件は、三相交流電圧の周波数を５０ヘルツである。また、シミュレーション条件は、三相交流電圧の振幅を３８０ボルトである。なお、電圧及び電流のシミュレーション条件において、不平衡率として３パーセントのばらつきを持たせている。具体的には、Ｓ相とＴ相の交流電圧の振幅は、Ｒ相の交流電圧の振幅に比べて３パーセント大きくしている。

図４（Ａ）は、不平衡状態における三相交流電圧の整流後の線間電圧（Ｒ−Ｓ電圧、Ｓ−Ｔ電圧、Ｔ−Ｒ電圧）のシミュレーション波形である。横軸は時間を示している。また、縦軸は電圧を示している。
Ｒ−Ｓ電圧、Ｓ−Ｔ電圧、Ｔ−Ｒ電圧のそれぞれのシミュレーション波形は、位相が互いに１２０度ずつずれている。また、三相交流電圧が不平衡率３パーセントの不平衡状態であるため、Ｓ−Ｔ電圧のシミュレーション波形は、Ｒ−Ｓ電圧、Ｔ−Ｒ電圧のそれぞれのシミュレーション波形に比べて、振幅が大きくなっている。

図４（Ｂ）は、三相交流電圧のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流のシミュレーション波形である。横軸は時間を示している。また、縦軸は電流を示している。
三相交流電圧が不平衡状態であるため、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流の波形は、三相交流電圧が平衡状態である場合とは異なり、互いに異なる電流波形となっている。

ここで、図４に示すように、期間１〜期間６に分け、図４（Ｂ）に注目する。
期間１と期間４は、図４（Ｂ）に示すように、三相交流電圧のＴ相に対応する電流が流れず、Ｓ相とＲ相に対応する電流が流れる期間である。
また、期間２と期間５は、図４（Ｂ）に示すように、三相交流電圧のＳ相に対応する電流が流れず、Ｔ相とＲ相に対応する電流も比較的少ない期間である。
また、期間３と期間６は、図４（Ｂ）に示すように、三相交流電圧のＲ相に対応する電流が流れず、Ｔ相とＳ相に対応する電流が流れる期間である。
したがって、図４に示す不平衡状態の場合、三相交流電圧のＳ相に対応する電流は、Ｒ相とＴ相に対応する電流よりも大きな電流が流れる。
本発明の実施形態による不平衡補正装置８０は、図４に示すような三相交流電圧が不平衡状態にある場合にＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流が図３で示した平衡状態の電流となるように制御するものである。

次に、本実施形態による電力制御装置１が行う処理について説明する。
なお、ここでは、図１で示した電力制御装置１を例に処理について説明する。

まず、電力制御装置１が三相交流電圧を整流して直流電圧を生成し、生成した直流電圧からモータ４０を駆動する交流電圧を生成する通常状態の処理について説明する。
図５に示す本実施形態による電力制御装置１の通常状態の処理フローについて以下で説明する。
電力制御装置１が備える交流電源１０は、互いに位相が１２０度ずつずれた三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）交流電圧をＡＣ−ＤＣコンバータ２０に出力する。

交流電源１０は、三相交流電圧をＡＣ−ＤＣコンバータ２０に出力する。すると、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が備える整流回路２０１は、交流電源１０から三相交流電圧を入力する（ステップＳ１）。より具体的には、例えば、整流回路２０１は、図１に示すように、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとの接続ノードからＲ相の交流電圧を入力する。また、整流回路２０１は、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとの接続ノードからＳ相の交流電圧を入力する。また、整流回路２０１は、ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソードとの接続ノードからＴ相の交流電圧を入力する。
そして、整流回路２０１は、入力した三相交流電圧を全波整流する（ステップＳ２）。整流回路２０１は、整流後の電圧を昇圧回路２０２に出力する。

昇圧回路２０２は、スイッチング素子２０４がオン状態にある間にリアクトル２０５が蓄積したエネルギをスイッチング素子２０４がオフ状態にある間にダイオード２０６を介してキャパシタ２０３に放出することで、整流後の電圧を平滑化する（ステップＳ３）。そして、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０は、平滑化後の直流電圧をインバータ３０に出力する。

すると、インバータ３０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０から入力した直流電圧からモータ４０を駆動するための交流電圧を生成する（ステップＳ４）。インバータ３０は、生成した交流電圧をモータ４０に出力する。
すると、モータ４０は、インバータ３０から入力した交流電圧に応じて動作する（ステップＳ５）。
以上、電力制御装置１が通常状態である場合の処理について説明した。電力制御装置１は、通常状態では上述のような処理を行うことでモータ４０を動作させる。

次に、電力制御装置１が通常状態の処理と並行に行う不平衡を補正する処理について説明する。
図６に示す本実施形態による電力制御装置１の不平衡を補正する処理フローについて以下で説明する。
交流電源１０は、三相交流電圧をＡＣ−ＤＣコンバータ２０に出力する。すると、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が備える位相特定部８０１は、交流電源１０から三相交流電圧を入力する。そして、位相特定部８０１は、入力した三相交流電圧のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれの電圧の位相を特定する（ステップＳ１１）。
位相特定部８０１は、特定した三相交流電圧のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれの電圧の位相を電圧特定部８０２に出力する。例えば、位相特定部８０１は、図３について説明した、三相交流電圧のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれの電圧の位相を示す特定線間電圧（Ｒ−Ｓ電圧、Ｓ−Ｔ電圧、Ｔ−Ｒ電圧）のそれぞれのゼロクロスタイミングを電圧特定部８０２に出力する。

すると、電圧特定部８０２は、位相特定部８０１からゼロクロスタイミングを入力し、ゼロクロスタイミングによって示される各期間において、複数の交流電圧の整流後の電圧ＶＲを特定する（ステップＳ１２）。電圧特定部８０２は、例えば、図７（Ａ）に示すように、整流回路２０１の両端に生じる複数の交流電圧のそれぞれに対応する整流後の電圧ＶＲ（Ｖａｃ１〜Ｖａｃ６）を算出し、特定する。
電圧特定部８０２は、特定した電圧ＶＲに基づいて、複数の交流電圧の１周期全体の平均電圧である全体平均電圧Ｖａｖと、複数の交流電圧の１周期Ｔにおいて直近の２つのゼロクロスタイミングによって示される各期間の平均電圧である期間平均電圧Ｖａｖ１〜Ｖａｖ６とを特定する（ステップＳ１３）。例えば、交流電源１０が出力する三相交流電圧がＲＳ線間電圧２００ボルト、ＳＴ線間電圧２００ボルト、ＴＲ線間電圧２１０ボルトの不平衡電圧にある場合に、電圧特定部８０２は、図７（Ａ）に示すように、整流後の電圧ＶＲを特定し、全体平均電圧Ｖａｖを２７２．６８６ボルトと算出し、特定する。また、電圧特定部８０２は、図７（Ａ）に示すように、期間平均電圧Ｖａｖ１を２６８．１１７ボルト、期間平均電圧Ｖａｖ２を２６８．８７４ボルト、期間平均電圧Ｖａｖ３を２８１．０７４ボルト、期間平均電圧Ｖａｖ４を２６８．１１９ボルト、期間平均電圧Ｖａｖ５を２６８．８６９ボルト、期間平均電圧Ｖａｖ６を２８１．０７６ボルトと算出し、特定する。なお、以降の説明において使用する数値例は、ここで示した不平衡状態に対応する数値例である。なお、期間平均電圧Ｖａｖ１は、図３で示した「１．（Ｒ，Ｓ）」の期間の平均電圧である。また、期間平均電圧Ｖａｖ２は、「２．（Ｒ，Ｔ）」の期間の平均電圧である。また、期間平均電圧Ｖａｖ３は、「３．（Ｓ，Ｔ）」の期間の平均電圧である。また、期間平均電圧Ｖａｖ４は、「４．（Ｓ，Ｒ）」の期間の平均電圧である。また、期間平均電圧Ｖａｖ５は、「５．（Ｔ，Ｒ）」の期間の平均電圧である。また、期間平均電圧Ｖａｖ６は、「６．（Ｔ，Ｓ）」の期間の平均電圧である。また、全体平均電圧Ｖａｖは、「１．（Ｒ，Ｓ）〜６．（Ｔ，Ｓ）」の全期間の平均電圧である。
そして、電圧特定部８０２は、特定した全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧Ｖａｖ１〜Ｖａｖ６のそれぞれとを補正値生成部８０３に出力する。

補正値生成部８０３は、電圧特定部８０２から全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧Ｖａｖ１〜Ｖａｖ６のそれぞれとを入力すると、全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧Ｖａｖ１〜Ｖａｖ６のそれぞれとに基づいて、複数の交流電圧の１周期Ｔにおいて直近の２つのゼロクロスタイミングによって示される各期間に対して、不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値ｈ１を生成する（ステップＳ１４）。例えば、交流電源１０が出力する三相交流電圧がＲＳ線間電圧２００ボルト、ＳＴ線間電圧２００ボルト、ＴＲ線間電圧２１０ボルトの不平衡電圧にあり、昇圧回路電圧指令部６０が不平衡補正装置８０に出力する電圧指令ｖ１が３５６ボルトである場合、補正値生成部８０３は、次のように補正値ｈ１を生成する。
まず、補正値生成部８０３は、「１．（Ｒ，Ｓ）〜６．（Ｔ，Ｓ）」の各期間に対して制御値（Ｄ１〜Ｄ６）を算出する。理想的な昇圧回路の場合、一般的に制御値（ＤＵＴＹ）は、入力電圧（Ｖａｖ）と出力電圧（Ｖｄｃ）から１−Ｖａｖ／Ｖｄｃと計算することができる。そのため、「１．（Ｒ，Ｓ）〜６．（Ｔ，Ｓ）」の各期間に対する制御値は、１−期間平均電圧÷電圧指令ｖ１と算出することができる。具体的には、補正値生成部８０３は、「１．（Ｒ，Ｓ）」の期間に対して、制御値Ｄ１＝１−Ｖａｖ１÷電圧指令ｖ１＝１−２６８．１１７ボルト÷３５６ボルト＝０．２４６８６２３６と算出する。また、補正値生成部８０３は、「２．（Ｒ，Ｔ）」の期間に対して、制御値Ｄ２＝１−Ｖａｖ２÷電圧指令ｖ１＝１−２６８．８７４ボルト÷３５６ボルト＝０．２４４７３５９５と算出する。また、補正値生成部８０３は、「３．（Ｓ，Ｔ）」の期間に対して、制御値Ｄ３＝１−Ｖａｖ３÷電圧指令ｖ１＝１−２８１．０７４ボルト÷３５６ボルト＝０．２１０４６６２９と算出する。また、補正値生成部８０３は、「４．（Ｓ，Ｒ）」の期間に対して、制御値Ｄ４＝１−Ｖａｖ４÷電圧指令ｖ１＝１−２６８．１１９ボルト÷３５６ボルト＝０．２４６８５６７４と算出する。また、補正値生成部８０３は、「５．（Ｔ，Ｒ）」の期間に対して、制御値Ｄ５＝１−Ｖａｖ５÷電圧指令ｖ１＝１−２６８．８６９ボルト÷３５６ボルト＝０．２４４７５０００と算出する。また、補正値生成部８０３は、「６．（Ｔ，Ｓ）」の期間に対して、制御値Ｄ６＝１−Ｖａｖ６÷電圧指令ｖ１＝１−２８１．０７６ボルト÷３５６ボルト＝０．２１０４６０６７と算出する。
次に、補正値生成部８０３は、１周期全体に対する制御値Ｄを算出する。具体的には、補正値生成部８０３は、制御値Ｄ＝１−Ｖａｖ÷電圧指令ｖ１＝１−２７２．６８６ボルト÷３５６ボルト＝０．２３４０２８０９と算出する。
次に、補正値生成部８０３は、補正値ｈ１を「１．（Ｒ，Ｓ）〜６．（Ｔ，Ｓ）」の各期間に対して生成する。「１．（Ｒ，Ｓ）〜６．（Ｔ，Ｓ）」の各期間に対して補正値は、各期間に対する制御値÷１周期全体に対する制御値と算出することができる。具体的には、補正値生成部８０３は、「１．（Ｒ，Ｓ）」の期間に対して、補正値Ｈ１＝Ｄ１÷Ｄ＝１．０５４７２４３６と算出し、生成する。また、補正値生成部８０３は、「２．（Ｒ，Ｔ）」の期間に対して、補正値Ｈ２＝Ｄ２÷Ｄ＝１．０４５６３９２５と算出し、生成する。また、補正値生成部８０３は、「３．（Ｓ，Ｔ）」の期間に対して、補正値Ｈ３＝Ｄ３÷Ｄ＝０．８９９２２１４３と算出し、生成する。また、補正値生成部８０３は、「４．（Ｓ，Ｒ）」の期間に対して、補正値Ｈ４＝Ｄ４÷Ｄ＝１．０５４７００３６と算出し、生成する。また、補正値生成部８０３は、「５．（Ｔ，Ｒ）」の期間に対して、補正値Ｈ５＝Ｄ５÷Ｄ＝１．０４５６９９２６６と算出し、生成する。また、補正値生成部８０３は、「６．（Ｔ，Ｓ）」の期間に対して、補正値Ｈ６＝Ｄ６÷Ｄ＝０．８９９１９７４３と算出し、生成する（図７（Ｂ）参照）。
以上のように、補正値生成部８０３は、補正値ｈ１を生成する。
そして、補正値生成部８０３は、生成した補正値ｈ１を昇圧回路制御部８０４に出力する。

昇圧回路制御部８０４が備える偏差算出部８０５は、通常状態において昇圧回路電圧指令部６０から電圧指令ｖ１を所定のタイミングで入力している。また、偏差算出部８０５は、通常状態において直流電圧検出部７０から直流電圧検出値ｖ２を電圧指令ｖ１と同様の所定のタイミングで入力している。偏差算出部８０５は、入力した電圧指令ｖ１から直流電圧検出値ｖ２を減じて偏差を算出する（ステップＳ１５）。そして、偏差算出部８０５は、算出した偏差を積分制御部８０６に出力する。

積分制御部８０６は、偏差算出部８０５から偏差を入力すると、入力した偏差に応じたデューティ指令電圧ｄ１（図７（Ｃ）参照）を生成する（ステップＳ１６）。そして、積分制御部８０６は、生成したデューティ指令電圧ｄ１をデューティ指令電圧補正部８０８に出力する。

デューティ指令電圧補正部８０８は、積分制御部８０６からデューティ指令電圧ｄ１を入力する。また、デューティ指令電圧補正部８０８は、補正値生成部８０３から補正値ｈ１を入力する。デューティ指令電圧補正部８０８は、積分制御部８０６から入力したデューティ指令電圧ｄ１と、補正値生成部８０３から入力した補正値ｈ１とを乗算した補正デューティ指令電圧ｄｈ１（図７（Ｄ）参照）を生成する（ステップＳ１７）。なお、デューティ指令電圧補正部８０８が積分制御部８０６からデューティ指令電圧ｄ１を入力するタイミングは、補正値生成部８０３から補正値ｈ１を入力するタイミングと同一である。また、デューティ指令電圧補正部８０８が補正値生成部８０３から入力する補正値ｈ１は、同一タイミングに積分制御部８０６から入力したデューティ指令電圧ｄ１に対して算出された補正値である。そして、デューティ指令電圧補正部８０８は、生成した補正デューティ指令電圧ｄｈ１をＰＷＭ信号生成部８０７に出力する。

ＰＷＭ信号生成部８０７は、交流電源１０の周期に比べ数十倍から数百倍程度の周期を有する三角波電圧を常時生成している。ＰＷＭ信号生成部８０７は、デューティ指令電圧補正部８０８から補正デューティ指令電圧ｄｈ１を入力すると、入力した補正デューティ指令電圧ｄｈ１と三角波電圧とを比較する。そして、ＰＷＭ信号生成部８０７は、補正デューティ指令電圧ｄｈ１が三角波電圧よりも低い期間にＬｏｗ電圧となり、補正デューティ指令電圧ｄｈ１が三角波電圧よりも高い期間にＨｉｇｈ電圧となるＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１８）。ＰＷＭ信号生成部８０７は、生成したＰＷＭ信号を昇圧回路２０２が備えるスイッチング素子２０４に出力する。

スイッチング素子２０４は、ＰＷＭ信号生成部８０７からＰＷＭ信号を入力し、入力したＰＷＭ信号に基づいて、オン状態またはオフ状態となる。そして、昇圧回路２０２は、インバータ３０がモータ４０を駆動する交流電圧を生成するのに適した直流電圧をインバータ３０に出力する（ステップＳ１９）。
なお、上述の実施形態による電力制御装置１の処理は、電力制御装置１の動作中に常時行われている。

次に、三相交流電圧が不平衡状態にあるときに、本実施形態による電力制御装置１が不平衡を補正する処理を行った場合のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流を示す。
三相交流電圧が図４で示した電圧と同様の不平衡状態にあるときに電力制御装置１が図６で示した処理を行うことで、図８に示すように、電力制御装置１において、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流が三相交流電圧が平衡状態にあるときと同様の電流となる。したがって、電力制御装置１に電力を供給する交流電源１０における複数の相のそれぞれの電圧が不平衡状態になった場合に、電力制御装置１を保護することができる。

以上、本発明の一実施形態による電力制御装置１の処理フローについて説明した。上述の電力制御装置１の処理において、三相交流電圧が不平衡状態にあるときに、位相特定部８０１は、入力した三相交流電圧のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれの電圧の位相を特定する。電圧特定部８０２は、位相特定部８０１からゼロクロスタイミングを入力すると、ゼロクロスタイミングによって示される各期間において、複数の交流電圧の整流後の電圧を特定する。電圧特定部８０２は、特定した電圧に基づいて、複数の交流電圧の１周期全体の平均電圧（全体平均電圧）と、複数の交流電圧の１周期において直近の２つのゼロクロスタイミングによって示される各期間の平均電圧（期間平均電圧）とを特定する。補正値生成部８０３は、電圧特定部８０２から全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧のそれぞれとを入力すると、全体平均電圧Ｖａｖと、期間平均電圧のそれぞれとに基づいて、不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値ｈ１を生成する。
このようにすれば、三相交流電圧が不平衡状態にあるときにその不平衡状態を容易に特定することができる。そして、ＰＷＭ信号生成部８０７は、デューティ指令電圧補正部８０８が生成した補正デューティ指令電圧ｄｈ１に基づいてＰＷＭ信号を生成する。スイッチング素子２０４は、ＰＷＭ信号生成部８０７が生成したＰＷＭ信号に基づいて、オン状態またはオフ状態となり、昇圧回路２０２は、インバータ３０がモータ４０を駆動するのに適した電圧を出力する。このとき、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれに対応する電流は、三相交流電圧が平衡状態にあるときと同様の電流となり、電力制御装置１を保護することができる。
また、インバータの制御は、キャリア周期毎（３ｋＨｚ〜６ｋＨｚ程度）の演算が必要なため、低コストの１個のＣＰＵを利用してインバータ３０の制御と昇圧回路２０２の制御の両方を演算する場合、コンバータの制御に割ける演算周期は、交流電源１０の１周期（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）程度になる。そこで、交流電源１０の１周期中は、昇圧回路制御部８０４が生成するデューティ指令電圧ｄ１は通常状態と同様に生成し、補正値生成部８０３が生成した補正値ｈ１をデューティ指令電圧ｄ１に乗算することにより補正したＰＷＭ信号を生成することで、演算の複雑さを低減している。

なお、ＰＷＭ信号を補正する方法は、上述の方法に限定するものではない。例えば、図９に示すように、昇圧回路制御部８０４ａにおいて、積分制御部８０６は、平衡状態を想定したデューティ指令電圧ｄ１を生成する。ＰＷＭ信号生成部８０７は、積分制御部８０６が生成したデューティ指令電圧ｄ１に基づいて平衡状態を想定したＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ補正部８０９は、補正値生成部８０３が生成したＰＷＭの補正値とＰＷＭ信号生成部８０７が生成した平衡状態を想定したＰＷＭ信号とに基づいて、補正したＰＷＭ信号を生成するものであってもよい。
このようにすれば、三相交流電圧が不平衡状態にあるときにその不平衡状態を容易に特定することができる。
また、インバータの制御は、キャリア周期毎（３ｋＨｚ〜６ｋＨｚ程度）の演算が必要なため、低コストの１個のＣＰＵを利用してインバータ３０の制御と昇圧回路２０２の制御の両方を演算する場合、コンバータの制御に割ける演算周期は、交流電源１０の１周期（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）程度になる。そこで、交流電源１０の１周期中は、昇圧回路制御部８０４が生成するＰＷＭ信号は通常状態と同様に生成し、補正値生成部８０３が生成した補正値とＰＷＭ信号とに基づいて補正したＰＷＭ信号を生成することで、演算の複雑さを低減している。

なお、本発明の実施形態によるＡＣ−ＤＣコンバータ２０の後段は、インバータ３０とそれに接続されたモータ４０であるものとして説明したが、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０の後段はそれに限定するものではない。例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０の後段は、抵抗やＤＣ−ＤＣコンバータなど、インバータ３０とそれに接続されたモータ４０以外の負荷であってもよい。
また、本発明の実施形態による電力制御装置１の処理フローは、三相交流電圧についての処理を例に説明したが、それに限定するものではない。例えば、電力制御装置１の処理フローは、二相交流電圧や四相以上の交流電圧についての処理であってもよい。ただし、電力制御装置１が二相交流電圧や四相以上の交流電圧についての処理を行う場合、各電圧の位相差は、三相交流電圧の位相差１２０度とは異なる。

なお、本発明の一実施形態における処理フローは、適切な処理が行われる範囲において、処理の順番が入れ替わってもよい。

なお、本発明の実施形態について説明したが、上述の電力制御装置１が備える不平衡補正装置８０は内部に、コンピュータシステムを有している。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリ等をいう。また、このコンピュータプログラムを通信回線によってコンピュータに配信し、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしてもよい。

また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定するものではない。また、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができるものである。

１・・・電力制御装置
１０・・・交流電源
２０・・・ＡＣ−ＤＣコンバータ
３０・・・インバータ
４０・・・モータ
５０・・・インバータ制御部
６０・・・昇圧回路電圧指令部
７０・・・直流電圧検出部
８０・・・不平衡補正装置
２０１・・・整流回路
２０２・・・昇圧回路
２０３・・・キャパシタ
２０４・・・スイッチング素子
２０５・・・リアクトル
２０６、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６・・・ダイオード
８０１・・・位相特定部
８０２・・・電圧特定部
８０３・・・補正値生成部
８０４・・・昇圧回路制御部
８０５・・・偏差算出部
８０６・・・積分制御部乗算部
８０７・・・ＰＷＭ信号生成部
８０８・・・デューティ指令電圧補正部
８０９・・・ＰＷＭ補正部

Claims (4)

1. 電源から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定する位相特定部と、
   前記位相特定部が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電源から出力される前記複数の交流電圧の整流後の整流電圧を特定する電圧特定部と、
   前記電圧特定部が特定した前記整流電圧に基づいて不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成する補正値生成部と、
   前記整流電圧を昇圧する昇圧回路における平衡状態を想定したスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間との比と、前記補正値生成部が生成した前記補正値とに基づいて、前記昇圧回路におけるスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する昇圧回路制御部と、
   を備える不平衡補正装置。
2. 前記補正値生成部は、
   前記位相特定部が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電圧特定部が特定した前記整流電圧に基づいて前記補正値を生成する、
   請求項１に記載の不平衡補正装置。
3. 位相特定部は、電源から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定し、
   電圧特定部は、前記位相特定部が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電源から出力される前記複数の交流電圧の整流後の整流電圧を特定し、
   補正値生成部は、前記電圧特定部が特定した前記整流電圧に基づいて不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成し、
   昇圧回路制御部は、前記整流電圧を昇圧する昇圧回路における平衡状態を想定したスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間との比と、前記補正値とに基づいて、前記昇圧回路におけるスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する、不平衡補正方法。
4. コンピュータを、
   電源から出力される複数の交流電圧それぞれの位相を特定する位相特定手段、
   前記位相特定手段が特定した前記複数の交流電圧それぞれの位相に基づいて決定した時間間隔において、前記電源から出力される前記複数の交流電圧の整流後の整流電圧を特定する電圧特定手段、
   前記電圧特定手段が特定した前記整流電圧に基づいて不平衡電圧に対応する電流を補正する補正値を生成する補正値生成手段、
   前記整流電圧を昇圧する昇圧回路における平衡状態を想定したスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間との比と、前記補正値生成手段が生成した前記補正値とに基づいて、前記昇圧回路におけるスイッチング素子のオン状態の時間とオフ状態の時間とを制御する昇圧回路制御手段、
   として機能させるプログラム。

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