JP6591374B2 - 励磁装置 - Google Patents

Description

本発明は、励磁装置に関する。

従来、回転電気機械である同期機を 励磁する励磁装置としてサイリスタ位相制御方式を用いたサイリスタ励磁装置が知られている。

この種のサイリスタ励磁装置は、例えば、交流電流が入力される双方向サイリスタ、逆相励磁機、三相グレッツ結線されたダイオードを備えた回転整流器及び同期機界磁巻線を備えており、双方向サイリスタを構成しているサイリスタの位相角を制御することにより、サイリスタに流す電流のタイミングを制御し、ひいては、電流量を制御することにより逆相励磁機の一次側に印加する電圧を連続的に変更する。このとき逆相励磁機は、回転型変圧器として機能するため、一次側入力電圧が変更されることにより、逆相励磁機の二次側より回転整流器を介して同期機界磁巻線の印加電圧を変更し、同期機界磁巻線に流す励磁電流を制御するようになっている。

特開２０１６−０１５８２４号公報

ところで、サイリスタ位相制御においては、サイリスタをオン状態とするためのゲート信号の位相を変更しているため、ゲート信号の位相を遅らせるほどサイリスタがオフ状態となっている時間が増加し、実効出力電圧が下がるようになっている。

上述したようにサイリスタ位相制御においては、サイリスタを流れる電流のタイミングを制御しているため、サイリスタに入力される交流電流が正弦波形であっても、出力される交流電流の波形は矩形波（パルス波）となり、入力された交流電流の周波数の整数倍の高調波が合成されたものと等価となる。

この結果、逆相励磁機の一次側に印加される電圧は、高調波を含むこととなるとともに、ゲート信号の位相を遅らせる量は一定ではないので、逆相励磁機の一次側に印加される電圧にも固定の周波数が現れないこととなっていた。

また、回転整流器による整流の際には、同期機に入力される交流電流の周波数に比例した周波数（同期機の入力交流電流の周波数の６倍の周波数）の電圧リップルが発生するので、回転整流器の故障検出に際しては、回転整流器の正常時に出力される電圧リップルよりも長周期の電圧リップルを検出することにより故障検出を行うようにしていた。

したがって、逆相励磁機の一次側に印加される電圧の周波数が固定ではないことに起因して、回転整流器の故障検出精度も低下するという問題点があった。
そこで、本発明は、同期機を始動するための励磁装置において、回転整流器の故障検出を容易とし、故障検出精度を高くすることが可能な励磁装置を提供することを目的としている。

本発明の励磁装置のマルチレベルインバータは、回転子に電磁的に結合された固定子を介して可変電圧−固定周波数の励磁電力を回転子に供給する。
これにより、回転整流器は、回転子に電気的に接続され、同期機に電磁的に結合可能な同期機界磁巻線を介して同期機を励磁する励磁電力を供給する。
これらと並行して故障検出装置は、回転子に故障検出巻線を介して電磁的に結合され、回転整流器の故障検出を行う。

本発明によれば、故障検出装置は、マルチレベルインバータにより供給された可変電圧−固定周波数の励磁電力に基づいて回転整流器の故障検出を行うこととなるので、回転整流器の故障検出が容易となり、故障検出精度を高くすることが可能となる。

図１は、実施形態の励磁装置の概要構成ブロック図である。 図２は、電力変換器の詳細構成図である。 図３は、サイリスタ位相制御方式の電力変換器の原理説明図である。 図４は、サイリスタ位相制御方式の電力変換器の入出力波形の説明図である。 図５は、三相グレッツ結線のダイオードを有する回転整流器を用いた場合の励磁装置の概要構成ブロック図である。 図６は、三相グレッツ結線のダイオードの電圧リップルの説明図である。 図７は、回転整流器を構成しているダイオードのうち、一つのダイオードが故障（断線）した場合の整流波形の説明図である。 図８は、三相３レベルインバータの出力線間（相間電圧）の一例の説明図である。 図９は、ＰＷＭコントローラで用いられるキャリア信号と、相電圧出力及び出力線間電圧の関係説明図である。

次に図面を参照して実施形態について詳細に説明する。
図１は、実施形態の励磁装置の概要構成ブロック図である。
励磁装置１０は、入力された交流電力の電圧を変換して出力する電力変換器１１と、電力変換器１１の出力に基づいて逆相励磁を行う逆相励磁機１２と、逆相励磁機１２の出力の整流を行う回転整流器１３と、回転整流器１３の出力を同期電動機１４に伝えるための同期電動機界磁巻線１５と、故障検出巻線１６を有し、回転整流器１３の故障検出を行うための回転整流器故障検出装置１７と、を備えている。

上記構成において、電力変換器１１は、入力された交流電力を整流して３電圧レベル（プラス電位レベル、ゼロ（０）電位レベル、マイナス電位レベル）の直流電力として出力する３レベルコンバータ１１Ａと、３レベルコンバータ１１Ａの出力に基づいて、可変電圧固定周波数の三相交流電力として出力可能な三相３レベルインバータ１１Ｂと、２個の直列接続されたコンデンサにより構成されたフィルタコンデンサ１１Ｃと、３レベルコンバータ１１Ａ及び三相３レベルインバータ１１ＢをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御するＰＷＭコントローラ１１Ｄと、を備えている。

図２は、電力変換器の詳細構成図である。
電力変換器１１の３レベルコンバータ１１Ａは、プラス電位レベル、ゼロ（０）電位レベル、マイナス電位レベルに相当する高電位電圧、中間電位電圧及び低電位電圧を生成するコンバータである。

３レベルコンバータ１１Ａは、三相交流電力のＵ相、Ｖ相あるいはＷ相のうちの第１の相（図２の例の場合Ｗ相）が接続された第１アーム部Ａ１１と、三相交流電力のＵ相、Ｖ相あるいはＷ相のうちの第２の相（図２の例の場合Ｖ相）が接続された第２アーム部Ａ１２と、三相交流電力のＵ相、Ｖ相あるいはＷ相のうちの第３の相（図２の例の場合Ｕ相）が接続された第３アーム部Ａ１３と、を備えている。

第１アーム部Ａ１１、第２アーム部Ａ１２及び第３アーム部Ａ１３は、同一構成をしており、それぞれ直列接続された第１スイッチング素子（上アーム）Ｓ１１、第２スイッチング素子（上アーム）Ｓ１２、第３スイッチング素子（下アーム）Ｓ１３、第４スイッチング素子（下アーム）Ｓ１４、第１スイッチング素子Ｓ１１と並列に接続された第１還流ダイオード（上アーム）Ｄ１１、第２スイッチング素子Ｓ１２と並列に接続された第２還流ダイオード（上アーム）Ｄ１２、第３スイッチング素子Ｓ１３と並列に接続された第３還流ダイオード（下アーム）Ｄ１３、第４スイッチング素子Ｓ１４と並列に接続された第４還流ダイオード（下アーム）Ｄ１４、フィルタコンデンサ１１Ｃ１及びフィルタコンデンサ１１Ｃ２の接続点（＝ゼロ電位ライン）と第１スイッチング素子Ｓ１１及び第２スイッチング素子Ｓ１２の接続点との間に接続された第１逆流防止ダイオード（上アーム）Ｄ２１並びにフィルタコンデンサ１１Ｃ１及びフィルタコンデンサ１１Ｃ２の接続点と第３スイッチング素子Ｓ１３及び第４スイッチング素子Ｓ１４の接続点との間に接続された第２逆流防止ダイオード（下アーム）Ｄ２２と、を備えている。

一方、電力変換器１１の三相３レベルインバータ１１Ｂは、３レベルコンバータ１１Ａが出力したプラス電位レベル、ゼロ（０）電位レベル、マイナス電位レベルの電圧に基づいて電圧可変で一定周波数（ＶＶＣＦ）の交流電力を生成するマルチレベルインバータである。

三相３レベルインバータ１１Ｂは、３レベルコンバータ１１Ａの高電位ラインＨＬ、中電位ラインＭＬ及び低電位ラインＬＬにそれぞれ接続された第１アーム部Ａ２１、第２アーム部Ａ２２及び第３アーム部Ａ２３と、を備えている。

第１アーム部Ａ２１、第２アーム部Ａ２２及び第３アーム部Ａ２３は、同一構成をしており、それぞれ直列接続された第１スイッチング素子（上アーム）Ｓ３１、第２スイッチング素子（上アーム）Ｓ３２、第３スイッチング素子（下アーム）Ｓ３３、第４スイッチング素子（下アーム）Ｓ３４、第１スイッチング素子Ｓ３１と並列に接続された第１還流ダイオード（上アーム）Ｄ３１、第２スイッチング素子Ｓ３２と並列に接続された第２還流ダイオード（上アーム）Ｄ３２、第３スイッチング素子Ｓ３３と並列に接続された第３還流ダイオード（下アーム）Ｄ３３、第４スイッチング素子Ｓ３４と並列に接続された第４還流ダイオード（下アーム）Ｄ３４、フィルタコンデンサ１１Ｃ１及びフィルタコンデンサ１１Ｃ２の接続点と第１スイッチング素子Ｓ３１及び第２スイッチング素子Ｓ３２の接続点との間に接続された第１逆流防止ダイオード（上アーム）Ｄ４１並びにフィルタコンデンサ１１Ｃ１及びフィルタコンデンサ１１Ｃ２の接続点と第３スイッチング素子Ｓ３３及び第４スイッチング素子Ｓ３４の接続点との間に接続された第２逆流防止ダイオード（下アーム）Ｄ４２を備えている。

次に実施形態の動作説明に先立ち、サイリスタ位相制御方式の電力変換器の問題点について詳細に説明する。
図３は、サイリスタ位相制御方式の電力変換器の原理説明図である。
図４は、サイリスタ位相制御方式の電力変換器の入出力波形の説明図である。
サイリスタ位相制御方式の電力変換器を構成しているサイリスタＴＨ１及びサイリスタＴＨ２で構成される双方向サイリスタに対する入力交流電力の電圧をＶｉｎとし、負荷（Ｒ）に対する出力電圧をＶｏｕｔとすると、入力交流電力の電圧Ｖｉｎの波形が図４（Ａ）に示すように正弦波形であっても、ゲート信号Ｇ１の位相がα（＝時刻ｔ１−時刻ｔ０、＝時刻ｔ５−時刻ｔ４）だけずれているため、サイリスタＴＨ１における電圧波形は、図４（Ｂ）に示すようにパルス波形形状となる。

同様に、ゲート信号Ｇ２の位相がα（＝時刻ｔ３−時刻ｔ２）だけずれているため、サイリスタＴＨ２における電圧波形は、図４（Ｃ）に示すようにパルス波形形状となる。
従って電力変換器の負荷（Ｒ）に対する出力電圧Ｖｏｕｔは、図４（Ｄ）に示すような波形となる。ここで、パルス波形が基本周波数成分の高調波成分（高調波ノイズ成分）を含んで構成されていることは周知である。

しかもゲート信号の位相αは、出力しようとする電圧に応じて一定ではない。
これらをまとめると、サイリスタ位相制御方式の電力変換器の入力電圧Ｖｉｎから見ると入力電圧Ｖｉｎに高次の電圧成分（高調波ノイズ成分）を含めて供給していることと等価となり、逆相励磁機の一次側に印加される電圧信号には、大量の高調波ノイズ成分が含まれるとともに、パルス信号の周波数も不定となる。

図５は、三相グレッツ結線のダイオードを有する回転整流器を用いた場合の励磁装置の概要構成ブロック図である。
励磁装置１０においては、逆相励磁機１２の固定子１２Ａの磁界内で回転子１２Ｂが回転することにより、逆相励磁機１２の回転子１２Ｂには、三相交流電圧が発生し、回転整流器１３によって整流されて同期電動機界磁巻線１５に電力が供給される。

このとき、回転整流器１３による整流に際して発生する電圧リップルが逆相励磁機１２の回転子１２Ｂに伝わり、故障検出巻線１６を介して電圧リップルとして回転整流器故障検出装置１７において検出される。

図６は、三相グレッツ結線のダイオードの電圧リップルの説明図である。
図６においては、電圧リップルＤＥＴと、交流最大電圧ＡＣｍａｘ及び交流最小電圧ＡＣｍｉｎとの関係を示している。

故障検出巻線１６を介して回転整流器故障検出装置１７において検出される電圧リップルＤＥＴは、図６に示すように、三相グレッツ結線のダイオードＤ５１〜Ｄ５６の電圧リップルであるため同期電動機１４の回転数の６倍の周波数となっている。

図７は、回転整流器を構成しているダイオードのうち、一つのダイオードが故障（断線）した場合の整流波形の説明図である。
図７においても、一つのダイオードが故障（断線）した場合の電圧リップルＤＥＴ１と、交流最大電圧ＡＣｍａｘ及び交流最小電圧ＡＣｍｉｎとの関係を示している。

図７に示すように、回転整流器１３を構成している三相グレッツ結線のダイオードＤ５１〜Ｄ５６のうち、一つのダイオードが故障した場合には、図６に示したような電圧リップルＤＥＴよりも長周期の電圧リップルＤＥＴ１が検出される。
したがって、回転整流器故障検出装置１７は、回転整流器１３を構成している三相グレッツ結線のダイオードＤ５１〜Ｄ５６の正常動作時の電圧リップルＤＥＴよりも長周期の電圧リップルＤＥＴ１を検出した場合に回転整流器１３のいずれかのダイオードＤ５１〜Ｄ５６が故障したことを検出することとなる。

ところで、上述したようにサイリスタ位相制御方式の電力変換器においては、大量の高調波ノイズ成分が含まれるとともに、パルス信号の周波数も出力電圧の設定により不定となっていることから、回転整流器１３を構成している三相グレッツ結線のダイオードＤ５１〜Ｄ５６の正常動作時よりも長周期の電圧リップルを検出する方式の回転整流器故障検出装置１７においては、故障検出巻線１６において周期的な電圧リップルを得にくいことから検出精度が低下することとなっていた。

そこで、本実施形態では、サイリスタ位相制御方式の電力変換器に代えて、入力された交流電力を整流して３電圧レベル（プラス電位レベル、ゼロ（０）電位レベル、マイナス電位レベル）の直流電力として出力する３レベルコンバータ１１Ａと、３レベルコンバータ１１Ａの出力に基づいて、可変電圧固定周波数の三相交流電力として出力可能な三相３レベルインバータ１１Ｂと、を備えた電力変換器１１を用いて上記問題点を解決しているのである。

以下、実施形態の動作について具体的に説明する。
まず励磁装置１０の電力変換器１１に交流電力が供給されると、ＰＷＭコントローラ１１Ｄの制御下で３レベルコンバータ１１Ａは、一般的な交流／直流電力変換手順で入力された交流電力を整流して３電圧レベル（プラス電位レベル、ゼロ（０）電位レベル、マイナス電位レベル）の直流電力としてプラス電位ラインＨＬ、ゼロ電位ラインＭＬ及びマイナス電位ラインＬＬを介して、三相３レベルインバータ１１Ｂに出力する。

この３電圧レベルの直流電力は、フィルタコンデンサ１１Ｃを介してノイズが除去された状態で三相３レベルインバータ１１Ｂに出力されることとなる。
図８は、三相３レベルインバータの出力線間（相間電圧）の一例の説明図である。
図８（Ａ）に、Ｕ相（−中性点間）の相電圧出力及びＶ相（−中性点間）の相電圧出力を示す。
図８（Ａ）に示すようにＵ相の相電圧出力及びＶ相の相電圧出力は、それぞれ３レベルとなっている。
この結果、Ｕ−Ｖ相間の出力線間電圧は、図８（Ｂ）に示すように、５レベルとなり、より正弦波形に近い出力電圧波形を得ることが可能となっていることが分かる。

図９は、ＰＷＭコントローラで用いられるキャリア信号と、相電圧出力及び出力線間電圧の関係説明図である。
そして、逆相励磁機１２及び三相３レベルインバータ１１Ｂを用いて（逆相励磁式の）同期電動機１４を励磁する際には、図８で示したＰＷＭ方式の出力線間電圧が印加されるが、この際にＰＷＭコントローラ１１Ｄで用いられるキャリア信号（図９（Ａ）参照）の周波数は一定とされ、かつ、可能なかぎりキャリア信号の周波数を高く設定することで、相電圧の変動周波数を高くし（図９（Ｂ）参照）、出力線間電圧（図９（Ｃ）参照）の周波数を一定に保ちつつ、より正弦波に近づけることができる。

以上の説明のように、本実施形態によれば、逆相励磁機１２の一次側（電力変換器１１側）に印加される電圧の波形をより正弦波に近づけつつ、その周波数を一定に保っているので、逆相励磁機１２の二次側で回転整流器１３により整流を行うに際し、回転整流器故障検出装置１７は、回転整流器１３を構成している三相グレッツ結線のダイオードＤ５１〜Ｄ５６の正常動作時の電圧リップルＤＥＴよりも長周期かつ一定周期の電圧リップルＤＥＴ１を確実に検出することができ、回転整流器１３のいずれかのダイオードＤ５１〜Ｄ５６が故障したことを確実に検出して、検出精度を向上させることができる。

本発明の実施形態を説明したが、この実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

例えば、以上の説明においては、３レベルのマルチレベルインバータを用いていたが、５レベル以上のマルチレベルインバータを用いることにより、マルチレベルインバータが同期機に出力可能な励磁電力をより正弦波に近づけることができるため、より一層の低ノイズ化を図り検出精度を向上させることが可能である。

さらにこの場合スイッチング素子には、３レベルのマルチレベルインバータと比較して１回のスイッチング動作当りの電圧変動幅を２／３以下とすることができるため、スイッチング損失も概ね２／３以下とすることができ、励磁装置から発生するノイズを低減することが可能となる。

１０ 励磁装置
１１ 電力変換器
１１Ａ ３レベルコンバータ
１１Ｂ 三相３レベルインバータ
１１Ｃ フィルタコンデンサ
１１Ｄ ＰＷＭコントローラ
１２ 逆相励磁機
１２Ａ 固定子
１２Ｂ 回転子
１３ 回転整流器
１４ 同期電動機
１５ 同期電動機界磁巻線
１６ 故障検出巻線
１７ 回転整流器故障検出装置
ＤＥＴ、ＤＥＴ１ 電圧リップル

Claims (6)

1. 回転子に電気的に接続され、同期機に電磁的に結合可能な同期機界磁巻線を介して前記同期機を励磁する励磁電力を供給する回転整流器と、
   前記回転子に電磁的に結合された固定子を介して可変電圧−固定周波数の前記励磁電力を前記回転子に供給するマルチレベルインバータと、
   前記回転子に故障検出巻線を介して電磁的に結合され、前記回転整流器の故障検出を行う故障検出装置と、
   を備えた励磁装置。
2. 前記回転整流器は、三相グレッツ結線された複数のダイオードを備えている、
   請求項１記載の励磁装置。
3. 前記故障検出装置は、前記ダイオードに起因する電圧リップルの周期が正常時の周期よりも長周期の電圧リップルを検出して前記回転整流器の故障検出を行う、
   請求項２記載の励磁装置。
4. 前記マルチレベルインバータは、ＰＷＭ制御のインバータとして構成されており、
   前記ＰＷＭ制御に用いるキャリア周波数を一定としている、
   請求項１乃至請求項３のいずれか一項記載の励磁装置。
5. 外部からの交流電力を複数の電位レベルの直流電力に変換して前記マルチレベルインバータに供給するマルチレベルコンバータと、
   前記マルチレベルコンバータと前記マルチレベルインバータとの間の電力供給経路に介挿されたフィルタコンデンサと、
   を備えた請求項１乃至請求項４のいずれか一項記載の励磁装置。
6. 前記マルチレベルインバータは前記励磁電力として逆相励磁電力を供給する、
   請求項１乃至請求項４のいずれか一項記載の励磁装置。
   

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