従来、3相交流入力電力を受電してその3相交流電圧よりも高い直流電圧を負荷に供給する装置として、図6に示すような回路構成のものがある。図6により従来装置を説明する。先ず制御回路9について説明すると、誤差増幅器9Aは平滑用コンデンサ7の両端の電圧、つまり直流出力電圧と基準値との差を増幅してなる誤差信号を出力する。線間電圧−相電圧変換器9Bはそれぞれの線間電圧を対応する相電圧信号に変換する。
U相電圧は、図7(1),(4)で示すようにU−V相間電圧の位相を30度遅延した正弦波電圧となる。V相電圧及びW相電圧も図7(2)と(5)、図7(3)と(6)でそれぞれ示すように、V−W相間電圧,W−U相間電圧の位相をそれぞれ30度遅延した正弦波電圧となる。相間電圧−相電圧変換器9Bからの各相電圧信号は、乗算器9Cにおいて誤差増幅器9Aからの誤差信号と掛け算され、それら乗算された信号は比較回路9Fに送られる。
基準パルス発生器9Eは3相全波整流回路6のスイッチング半導体素子Q1〜Q6のオン時点を決める基準パルスを発生する。その基準パルスの周波数は、例えば20kHzである。比較回路9Fは、電流検出回路4からの各相ラインを流れる電流に対応する各電流検出信号と乗算器9Cからの各相の信号とを比較し、3相全波整流回路6のスイッチング半導体素子Q1〜Q6のターンオフ時点を決めるAVR信号を同期論理回路9Gに与える。
休止信号発生回路9Hは、線間電圧−相電圧変換器9Bからの各相電圧信号を受けて、各相のスイッチング半導体素子の動作を休止させるため、休止信号を各相電圧の1周期(2π)においてπ/3〜2π/3及び4π/3〜5π/3の期間のみ発生する。この休止信号は前述のように、その休止信号の開始と終了は各相電圧に関連して決められるのに対して、高周波のAVR信号の開始と終了は固定周波数の基準パルスと出力電圧値に関連して決められる。したがって、休止信号の開始と終了はAVR信号に対して任意に発生する。
休止設定回路9Iは、休止信号発生回路9Hからの休止信号の開始と終了を基準パルスに同期させるものである。休止設定回路9Iは、比較回路9Fの出力であるAVR信号が存在する途中で休止信号発生回路9Hから休止信号を受けるとき、その休止信号の開始端を基準パルスに同期させる。また、比較回路9F出力のAVR信号が存在する途中で休止信号発生回路9Hから休止信号が終了するとき、その終了端を基準パルスに同期させる。
同期論理回路9Gは、AVR信号を比較回路9Fから入力されると共に、休止設定信号を休止設定回路9Iから入力され、休止設定信号が入力されている間はAVR信号を駆動回路10へ供給するのを休止する。休止設定信号もAVR信号も基準パルスに同期しているので、休止開始時と休止終了時にAVR信号のパルス幅が不要に欠けることはない。駆動回路10は、同期論理回路9Gからの制御信号により、あらかじめ決められたシーケンスで各スイッチング半導体素子を駆動する。
次にスイッチング半導体素子Q1〜Q6の1周期Tの動作説明を行う。先ずその概略を説明すると、3相交流入力の周波数(50/60Hz)に比べて十分に高い周波数、例えば20kHzの駆動信号a,b,c,d,e,fは、図7(7)〜(12)の高レベルで示されるほぼ60°に相当する制御可能な各期間において、駆動回路10からそれぞれスイッチング半導体素子Q1〜Q6の制御端子に印加される。したがって、スイッチング半導体素子Q1〜Q6は図7(7)〜(12)の高レベルで示される制御可能な各期間において高周波でスイッチング動作を行う。
この回路では、各相電圧が正極性のときスイッチング半導体素子Q2、Q4、Q6が対応する相電圧のほぼ0〜60度及び120〜180度の範囲で高周波スイッチング動作を行い、また各相電圧が負極性のときスイッチング半導体素子Q1、Q3、Q5が対応する相電圧のほぼ180〜240度及び300〜360度の範囲で高周波スイッチング動作を行う。
したがって、スイッチング半導体素子Q1〜Q6は相電圧のピーク値を中心に両側にほぼ30度高周波スイッチング動作を休止する。時刻t0直前では各相の昇圧用インダクタ5U,5V,5Wを流れる電流の値は、それぞれゼロ、−I,+Iであるものとする。また、各相の電流は従来と同様に各相電圧と同相になるよう制御される。
時刻t0でスイッチング半導体素子Q2,Q6が高周波スイッチング動作を開始するとこのスイッチング動作によりインダクタに蓄えられるエネルギーは、U相入力電流の増加分となって、相ライン2Uから昇圧用インダクタ5U→スイッチング半導体素子Q2→ダイオードD4→昇圧用インダクタ5V→相ライン2Vに流れる。また、W相入力電流は相ライン2Wから昇圧用インダクタ5W→スイッチング半導体素子Q6→ダイオードD4→昇圧用インダクタ5V→相ライン2Vに流れる。V相入力電流はU相入力電流とW相入力電流との和である。
そしてU相入力電流が乗算器9Cで決められた基準値に達すると、スイッチング半導体素子Q2がターンオフし、昇圧用インダクタ5Uに蓄えられたエネルギーは相ライン2U→ダイオードD1→平滑用コンデンサ7又は負荷8→ダイオードD4→昇圧用インダクタ5V→相ライン2V→相ライン2Uに流れ、負荷側に放出されて減少して行く。
次にW相入力電流が基準値に達すると、スイッチング半導体素子Q6がターンオフし、昇圧用インダクタ5Wに蓄えられたエネルギーは相ライン2W→ダイオードD5→平滑用コンデンサ7又は負荷8→ダイオードD4→昇圧用インダクタ5V→相ライン2V→相ライン2Wに流れ、負荷側に放出されて減少して行く。以後、時刻t1までこの動作モードでスイッチング動作が行われ、U相電流は正弦波状に増加し、W相電流は正弦波状に減少する。
図7に示すように、時刻t1でU相電流はI,V相電流は−I、W相電流はゼロとなり、スイッチング半導体素子Q3、Q5が前述と同様に高周波スイッチング動作を開始する。次に時刻t2でU相電流はI,V相電流はゼロ、W相電流は−Iとなり、スイッチング半導体素子Q2、Q4が前述と同様に高周波スイッチング動作を開始する。さらに、時刻t3でU相電流はゼロ,V相電流はI、W相電流は−Iとなり、スイッチング半導体素子Q1、Q5が前述と同様に高周波スイッチング動作を開始する。
また、時刻t4でU相電流は−I,V相電流はI、W相電流はゼロとなり、スイッチング半導体素子Q4、Q6が前述と同様に高周波スイッチング動作を開始する。時刻t5でU相電流は−I,V相電流はゼロ、W相電流はIとなり、スイッチング半導体素子Q1、Q3が前述と同様に高周波スイッチング動作を開始する。そして再びスイッチング半導体素子Q2,Q6が高周波動作を行う周期となる。以上の動作を繰り返すように各スイッチング半導体素子を制御している(例えば、特許文献1参照。)。
しかしながら、三相電圧の各相毎に負荷電圧のフィードバックによるリアクタのスイッチング制御を行うため、乗算器、比較回路、休止信号発生回路、休止設定回路、同期論理回路などについて、それぞれ3系統の回路を用意しなければならないために回路が複雑になり、コストが上昇してしまうという問題があった。
特許第3315586号公報(第3−4頁、図1)
図1は本発明による三相電力変換装置の実施例を示すブロック図である。
この三相電力変換装置は、R相、S相、T相の電源がそれぞれ接続される入力端子1、2、3と、この各入力端子にそれぞれ接続されるR相ライン7、S相ライン8、T相ライン9と、それぞれの相ラインの電流を検出する電流センサ4、5、6と、各相ラインにそれぞれ一端を接続されたリアクタ10、11、12と、並列にダイオードが接続された2つのNPN型トランジスタ(スイッチング素子)をトーテムポール型に接続し、この2つのトランジスタの接続点にリアクタ10、11、12の他端を1つずつ接続し、合計3組のトーテムポール型トランジスタを備えた三相ブリッジコンバータ13と、3組のトーテムポールの上段トランジスタの各コレクタ端子に接続された+端子23と、3組のトーテムポールの下段トランジスタのエミッタ端子に接続された−端子24と、+端子23に一端が、また、他端が−端子24にそれぞれ接続された平滑コンデンサ25とを備えている。なお、−端子24と+端子23との間に図示しない負荷、例えば空気調和機に備えられた圧縮機の電動機を駆動するインバータ回路等が接続される。
また、この三相電力変換装置は、3組の線間電圧を3組の相電圧として検出する相電圧検出回路15と、同相電圧検出回路15から出力される各相電圧のゼロクロスポイントを検出するゼロクロスポイント検出回路16と、電流センサ4、5、6が接続され、相電流を検出する相電流検出回路17と、相電流検出回路17から出力される各相電流の極性を+極性として絶対値化する絶対値化回路18と、絶対値化回路18から出力される各相の電流値と、指示された上限リミット、及び下限リミットの電流値とを比較し、各相の電流値が各リミットを越えた時にオン又はオフのパルス信号を出力するヒステリシスコンパレータ19と、ヒステリシスコンパレータ19の出力パルスと各相許可信号との論理積を行い、三相ブリッジコンバータ13内の各相毎に指定されたトランジスタを選択・駆動するSW素子選択回路20と、−端子24と+端子23との間の負荷電圧を検出するDC電圧検出回路14と、ヒステリシスコンパレータ19に上限/下限のリミット電流値を与える目標電流指示回路21と、ゼロクロスポイント検出回路16からの信号と検出した負荷電圧を入力し、これらの信号に基づいてSW素子選択回路20へスイッチング許可信号を、また、目標電流指示回路21へ目標電流値の指示を行う制御部22とを備えている。
なお、ヒステリシスコンパレータ19はスイッチングパルス発生手段の1つである。ヒステリシスコンパレータ19は2つの目標電流値と1つの電流測定値とを比較して、この比較結果に対応してスイッチングパルスを発生させるものであるが、ヒステリシスコンパレータ19の代わりに図示しないPWM(Pulse Width Modulation)回路を用いてもよい。また、ヒステリシスコンパレータ19やPWM回路は、所定のプログラムとこれを実行するマイコンとでも構成可能である。従って、これらがスイッチングパルス発生手段である。
この場合、目標電流値は1つであり、この目標電流値と電流測定値との比較結果により、PWM回路から出力するパルス幅を変化させる制御を行う。なお、PWM回路を用いる場合は、目標電流指示回路21の入力は1つの目標電流値であり、出力は1つの目標電流値と対応する1つの電圧信号である。PWM回路では絶対値化回路18から出力される各相の電流値と対応する電圧と、目標電流指示回路21から出力される目標電流値と対応する電圧信号とを入力し、目標電流値と対応する電圧信号よりも各相の電流値と対応する電圧が大きい場合はPWM回路の出力パルスのオンデューティパルス幅を狭くし、目標電流値と対応する電圧信号よりも各相の電流値と対応する電圧が小さい場合はPWM回路のオンデューティパルス幅を広くする。
相電圧検出回路15は、R相ライン7、S相ライン8、T相ライン9の各ラインごとに1つの検出回路が設けられており、R相ライン7−S相ライン8の間の線間電圧をR相の相電圧、S相ライン8−T相ライン9の間の線間電圧をS相の相電圧、T相ライン9−R相ライン7の間の線間電圧をT相の相電圧としてそれぞれ変換・検出している。
ゼロクロスポイント検出回路16は、相電圧検出回路15から出力される3つ各相電圧のゼロクロスポイントを検出し、そのタイミングを制御部22へ出力している。従って、制御部22では、各相電圧の位相を把握することができる。なお、相電圧検出回路15とゼロクロスポイント検出回路16とで位相検出回路を構成している。
相電流検出回路17は、電流センサ4、5、6が検出した各センサの信号をそれぞれ入力し、入力した相電流値と対応する電圧信号を各相ごとにそれぞれ出力している。
なお、この電流センサを含めた回路が相電流検出回路17になる。さらに、三相の内、二相の電流値が測定できれば、三相目は算出できるため、二相分だけの回路構成でもよい。
絶対値化回路18は、相電流検出回路17から出力される各相電流と対応する電圧信号を入力し、逆方向に流れる相電流、つまり、ゼロクロスポイントを基準としてマイナス側に振れる各相電流と対応する電圧信号をプラス側の電圧として置き換える。具体的には、入力した各相電流と対応する電圧信号を全波整流することで入力した信号を絶対値化して出力する。
ヒステリシスコンパレータ19は、目標電流指示回路21から出力される2つの信号、つまり、各相電流を制御する目標電流である上限リミット電流値、及び下限リミット電流値とに対応する2つの電圧信号を入力する。また、ヒステリシスコンパレータ19は、絶対値化回路18で絶対値化された各相電流と対応する電圧信号を入力し、この各相電流と対応する電圧信号と、上限リミットと下限のリミット電流値と対応する電圧信号とを比較する。
ヒステリシスコンパレータ19は、検出した相電流が下限のリミット電流値より小さい場合に、ヒステリシスコンパレータ19の出力信号をオン(+5ボルト)にする。また、検出した相電流が上限リミット電流値より大きい場合にヒステリシスコンパレータ19の出力信号をオフ(0ボルト)にする。このヒステリシスコンパレータ19の出力信号のオン/オフ(スイッチング信号)により、SW素子選択回路20を介して三相ブリッジコンバータ13のトランジスタがスイッチングされる。なお、このヒステリシスコンパレータ19の動作原理については後で詳細に説明する。
目標電流指示回路21は、例えばD/Aコンバータを備えており、制御部22から目標とする上限リミット電流値と下限リミット電流値とを入力し、これと対応するそれぞれの電圧値としてヒステリシスコンパレータ19へ出力する。なお、各リミット電流値が制御部22から間欠的に送られる場合は、適度な時定数を持たせて電圧を出力するとよい。
一方、制御部22は、ゼロクロスポイント検出回路16からの信号を入力することで、各相電圧の位相を把握している。そして、各相電圧ごとにゼロクロスポイントから位相角で1/6πの期間(スイッチング期間)、目標電流指示回路21へ目標とする上限リミット電流値と下限リミット電流値とを指示する。なお、この各リミット値はDC電圧検出回路14から出力される負荷電圧信号によって逐次、値が変更される。この制御については後で詳細に説明する。
また、制御部22は前述したスイッチング期間の間、スイッチング許可信号をスイッチングの『許可』として、各相電圧ごとにSW素子選択回路20へ出力している。なお、DC電圧検出回路14は、マイコン内蔵のA/Dコンバータを利用し、このマイコンが特定のプログラムを実行することでも実現可能である。従って、DC電圧検出回路14が負荷電圧検出手段である。
SW素子選択回路20は、ヒステリシスコンパレータ19から出力されるオン/オフのパルス信号と、制御部22から出力されるスイッチング許可信号との論理積の結果に基づいて6種類の素子スイッチング信号を三相ブリッジコンバータ13へ出力する。三相ブリッジコンバータ13では、この6種類の素子スイッチング信号と対応する6個のトランジスタがそれぞれスイッチングされ、これに対応して各相の各リアクタの電気エネルギーが蓄積/放出制御される。
三相ブリッジコンバータ13は、トランジスタQ1のエミッタ端子とトランジスタQ2のコレクタ端子とを接続した組と、トランジスタQ3のエミッタ端子とトランジスタQ4のコレクタ端子とを接続した組と、トランジスタQ5のエミッタ端子とトランジスタQ6のコレクタ端子とを接続した組とのトーテムポール型のスイッチング素子群を3組備えている。また、各トランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子との間にそれぞれ、1つのダイオードD1〜D6が接続されている。各ダイオードは各トランジスタのコレクタ端子にカソード端子が、また、各トランジスタのエミッタ端子には各ダイオードのアノード端子がそれぞれ接続されている。
そして、トランジスタQ1のエミッタ端子とトランジスタQ2のコレクタ端子との接続点にはリアクタ10の一端が、トランジスタQ3のエミッタ端子とトランジスタQ4のコレクタ端子との接続点にはリアクタ11の一端が、トランジスタQ5のエミッタ端子とトランジスタQ6のコレクタ端子との接続点にはリアクタ12の一端が、それぞれ接続されている。また、トランジスタQ1、Q3、Q5の各コレクタ端子は+端子23に、トランジスタQ2、Q4、Q6の各エミッタ端子は−端子24にそれぞれ接続されている。
なお、R相ラインのスイッチングとは、リアクタ10とリアクタ11とが三相ブリッジコンバータ13内のトランジスタがオン/オフすることにより短絡/開放されることである。R相の場合、トランジスタQ1がオフ、トランジスタQ2がオンすることで、R相の入力端子1→リアクタ10→トランジスタQ2→ダイオードD4→リアクタ11→S相の入力端子2の短絡ループで増加方向の電流が流れ、リアクタ10とリアクタ11とにエネルギーが蓄積される。一方、トランジスタQ2がオフすることで、R相の入力端子1→リアクタ10→ダイオードD1→平滑コンデンサ25→+端子23(ここに接続された負荷)へリアクタ10、11からエネルギーが放出される。
同様に、S相ラインのスイッチングとは、リアクタ11とリアクタ12とが、また、T相ラインのスイッチングとは、リアクタ12とリアクタ10とが三相ブリッジコンバータ13内のトランジスタがオン/オフすることによりそれぞれ短絡/開放されることであり、S相の場合、トランジスタQ3、Q4とが、T相の場合、トランジスタQ5、Q6とが、それぞれR相の場合のトランジスタQ2、Q1に対応した動作を行う。
なお、トランジスタQ1、Q3、Q5は各相の蓄積/放出の電流の向きが前述した説明と逆の場合、つまり、各相電圧が負の電圧である場合に、トランジスタQ2、Q4、Q6と同様に制御される。
次に本発明の特徴である相電流を目標とする値に制御する構成を説明する。図5は本発明による三相電力変換装置のスイッチングタイミングの制御原理を説明するタイムチャートである。代表としてR相電圧を用いて説明する。
図5(1)はR相電圧を、また、図5(2)はR相電流を、図5(3)はヒステリシスコンパレータ19から出力される信号を、図5(4)は負荷電圧をそれぞれ示している。なお、図5(2)のR相電流で点線の電流波形は、絶対値化回路18でマイナス側の電流波形をプラス側へ変換して絶対値化した波形を示している。
図5(2)に示すように、本実施例では各相電圧のゼロクロスポイントを基準として、ここから位相角で1/6π(30度)だけスイッチング素子のスイッチングを行う構成にしているが、本発明では全ての相の中で次のゼロクロスポイントが来るまでの期間、つまり、1/3π(60度)までの期間でスイッチングを行うことができる。
制御部22はR相電圧のゼロクロスポイントを監視し、このタイミングで制御すべき電流目標とする目電流値を上限と下限の値の中心の値とするように規定した上限リミット電流値(正の閾値)と下限リミット電流値(負の閾値)とを目標電流指示回路21へ出力を開始する。ただし、図5(2)の上限/下限リミット(直線の点線)に示すように、この目電流値は、相電流のゼロクロスポイントから時間の経過と共に値が直線状に変化するため、制御部22は連続、又は、間欠的に上限リミット電流値と下限リミット電流値とを目標電流指示回路21へ出力する必要がある。
そして、この上限/下限リミットの点線で示す目標電流値の変化は直線的に傾斜しており、この傾斜角度は負荷電圧の値によって一定期間毎に修正される。負荷電圧が標準電圧(設計値)より低い場合は、これを補うように相電流を多く流す必要があり、負荷電圧が標準電圧より高い場合はこれを修正するように相電流を少なくする必要がある。従って、負荷電圧が低めの場合は目標電流の傾斜角度を大きく(目標電流値を短時間に大きな変化に)、負荷電圧が高めの場合は目標電流の傾斜角度を小さく(目標電流値を長めの時間で小さな変化に)するようにしている。この制御は制御部22で行われる。なお、この負荷電圧の変動は負荷の種類によって異なるが、例えば空気調和機の圧縮機用モータを駆動する場合などは負荷電圧変動の周期が比較的長く、入力電源の電源周期の5周期程度毎に目標電流値を確認・再設定すればよい。
図5(2)において、ヒステリシスコンパレータ19は、目標電流値と検出した相電流の差分を取り出し、この差分が前述した正の閾値(上限リミット電流値)を越えるまで出力信号をオン状態で維持し、正の閾値を越えたら出力信号をオフする。また、ヒステリシスコンパレータ19は、目標電流値と検出した相電流の差分を取り出し、この差分が前述した負の閾値(下限リミット電流値)を下まわるまで出力信号をオフ状態で維持し、負の閾値を下まわったら出力信号をオンする機能を備えている。従ってヒステリシスコンパレータ19の出力信号はオン/オフとなるスイッチング信号である。
このヒステリシスコンパレータ19から出力されるスイッチング信号により三相ブリッジコンバータ13のトランジスタがスイッチングされ、対応する各相ラインの各リアクタでエネルギーが蓄積/放出される。この結果は各相電流の変化として相電流検出回路17で検出されてフィードバックが行われ、結果的に各相電流を上限リミット電流値と下限リミット電流値との間になるように電流制御が行われる。
次に図2を用いて実施例1の全体動作を説明する。図2は本発明による三相電力変換装置の動作を説明するタイムチャートである。横軸はt0〜t12まで12区間に区分けされており、各区間は位相角で1/3πである。縦軸は各回路の信号を示しており、図2(1)はR相電圧を、図2(2)はS相電圧を、図2(3)はT相電圧をそれぞれ示している。
また、図2(4)〜図2(6)は、制御部22からそれぞれ出力されるスイッチング許可信号であり、図2(4)はR相を、図2(5)はS相を、図2(6)はT相をそれぞれ示している。そして、図2(7)〜図2(9)は、ヒステリシスコンパレータ19からそれぞれ出力されるスイッチング信号であり、図2(7)はR相、図2(8)はS相、図2(9)はT相の信号をそれぞれ示している。また、図2(10)はR相電流を、図2(11)はS相電流を、図2(12)はT相電流をそれぞれ示している。
図2(1)〜図2(3)に示すように、R相電圧を基準とすると、S相電圧はこれより位相角で2/3π遅れており、さらにT相電圧はこれから2/3π遅れている。そして、図2(4)〜図2(6)に示すように、各相電圧はそのゼロクロスポイントがπ毎の周期で現れる。なお、前述したように本実施例ではゼロクロスポイントから1/6πの期間だけスイッチングを行うため、各スイッチング許可信号は1/6π幅の許可信号をπの周期で現れるように制御部22が出力する。
図2(7)〜図2(9)に示すように、制御部22が指示する上限/下限のリミット電流値と、現在の各相電流値に従ってヒステリシスコンパレータ19からスイッチング信号が連続的に出力される。各相ごとにスイッチング許可信号とヒステリシスコンパレータ19からのスイッチング信号とがSW素子選択回路20で論理積演算されるため、三相ブリッジコンバータ13のトランジスタは1/6πの期間だけスイッチング動作を行う。
ところで、リアクタを備えた電力変換装置は交流電源を整流し、この整流した電圧を平滑コンデンサで平滑する構成が基本である。この場合、平滑コンデンサは充電されて一定の電圧となっている。従って、もし前述した電流制御を行わない場合には、整流された電圧がこの平滑コンデンサの電圧以上にならないと電流が流れないため、一般的には各相のピーク電圧付近(位相角で1/3π〜2/3πの付近)と、リアクタに蓄積されたエネルギーが放出される各相のピーク電圧以降から次のゼロクロスポイント付近、つまり、位相角で2/3π〜πまでの期間のみ電流が流れることになる。
ところが、前述した電流制御を行った場合には、図2(10)〜図2(12)に示すように、本来であれば電流が流れないゼロクロスポイントから位相角で1/6πの期間に強制的に電流を流すようにしているため、力率の改善と高調波の低減を行うようになっている。
以上説明したように、三相電力変換装置でのスイッチングによる電流制御を、各相電圧のゼロクロスポイントから位相角1/3π以内だけスイッチング制御を行う。この期間は他の相の制御と時間的に重ならないので1相分の回路でよい。また、位相角1/3πまでしか制御しないので目標電流値として非正弦波(直線など)での代用が可能な為、高価な乗算器が不要になる。さらに、目標電流値を3つの相に対して1種類だけ用いるため、回路を簡略化してコストダウンを図ることができる。
また、目標電流値を徐々に増加、又は徐々に減少させるように直線的な変化としている。そして、この傾きを負荷電圧に対応して対応して調整するため、相電流を負荷電圧に対応して調整することができる。各相電圧のゼロクロスポイントから位相角1/3π以内は、目標とするサイン波電流波形が直線で近似できるため、目標とするサイン波電流波形が大小に変化しても、傾きの調整だけで追従可能であり、結果的に簡単な回路で目標電流を指示できる。
また、上限/下限のリミット電流値からなる目標電流値を徐々に増加、又は徐々に減少させるように直線的な変化としている。このように傾きを持った2つの目標電流値の間に入るように、実際の電流値を制御するため、背景技術で説明した基準パルス発生器のような特定周波数の周波数発振器が不要であり、簡単なスイッチング回路とすることができる。また、スイッチングパルス発生手段にヒステリシスコンパレータを用いた場合は、スイッチング周波数が逐次変化するため、高周波ノイズ成分が分散され、結果的にノイズレベルが減少する。
次に図3と図4とを用いて実施例1の構成をさらに簡略化してコストダウンを図った構成を説明する。なお、実施例1と同じ構成や機能を有するものは同じ番号を付与し、詳細な説明を省略する。
実施例1との相違点は相電流検出回路17’と絶対値化回路18’とヒステリシスコンパレータ19’での各処理が3系統でなく1系統にしたことにある。本来であれば実施例1で説明したように、R相ライン7、S相ライン8、T相ライン9の各ラインごとに対応して、前述の各回路が必要であるが、空気調和機の圧縮機など、短期間に負荷変動の少ない圧縮機のモータ負荷などの場合、電源の周波数の5周期程度の期間であれば急激な負荷変動はないと考えられる。
そこで、例えばR相ライン7の相電流のみ検出し、これによるヒステリシスコンパレータ19’出力信号をデータとして一時的に記録し、この記録したヒステリシスコンパレータ19’出力信号のデータを所定のタイミングで再生することで、S相とT相と対応する三相ブリッジコンバータ13内の各ストランジスタをスイッチングするようにしている。なお、記録されるデータはR相ライン7に限るものでなく、S相ライン8やT相ライン9のデータを用いてもよい。
次に図3のブロック図を用いて図1の回路との相違点を中心に説明する。相電流検出回路17’と絶対値化回路18’とヒステリシスコンパレータ19’は前述のようにR相ライン7の1系統のみの回路である。そして、ヒステリシスコンパレータ19’とSW素子選択回路20の間にタイミング記録/再生回路26が設けられている。
このタイミング記録/再生回路26は2つの機能を有しており、制御部22の動作指示信号を入力し、これに従って2つの機能を選択して実行する。1つ目は入力信号をそのままスルーで出力し、同時にタイミング記録/再生回路26内部に時系列で記録する機能である。2つ目はタイミング記録/再生回路26内部に記録した信号を時系列で再生して出力する機能である。
つまり、R相ライン7で実行した動作を時系列で記録し、S相ライン8とT相ライン9との制御では、記録しておいたR相ライン7でのスイッチング信号を用いて制御する構成になっている。なお、タイミング記録/再生回路26はマイコンとこれに内蔵されたメモリを用いて、このマイコンが特定のプログラムを実行することでも実現可能である。従って、このタイミング記録/再生回路26がタイミング記録/再生手段である。
なお、実施例1で説明したように、ヒステリシスコンパレータ19の代わりに図示しないPWM回路を用いてもよい。詳細な説明は実施例1で説明しているので、ここでの説明を省略する。
次に図4のタイムチャートを用いて、図3の回路の動作を説明する。図4(1)〜図4(7)までと、図4(10)〜図4(12)までは、図2(1)〜図2(7)までと、図2(10)〜図2(12)までと同じ動作であるため、説明を省略する。
図4(9)はタイミング記録/再生回路26に対して、制御部22から出力される動作指示信号である。前述したように、図4(4)のR相スイッチング許可信号において『許可』のタイミングで『記録』と『スルー』を指示し、図4(5)のS相スイッチング許可信号における『許可』のタイミングで『再生』を、また、図4(6)のT相スイッチング許可信号における『許可』のタイミングで『再生』をそれぞれ指示している。
従って、図4(8)のタイミング記録/再生回路出力に示すように、R相ライン7で実施されたスイッチング制御が、S相ライン8とT相ライン9のでも同じように行われる。R相ライン7用の記録は、このラインのゼロクロスポイント、つまり、1/2周期(π)ごとの短期間に行われるため、他の相の相電流が負荷によって変動したとしても、この状態をR相ライン7用の記録に迅速に反映させ、この結果でS相とT相のスイッチング制御にフィードバック可能である。
以上説明したように、少なくとも1つの相と対応するスイッチングデータ(ヒステリシスコンパレータ19の出力)で、他の相も制御するため、3つの相全てを制御する場合よりも回路が簡単になる。また、基準となるスイッチングデータは位相角でπ毎に抽出し、この抽出結果を位相角でπの期間に存在する他の相のスイッチングデータとして使用するため、短期間に負荷変動の少ない圧縮機のモータ負荷などに対して、比較的精度の高い制御を行うことができる。
また、実施例1と2では、三相ブリッジコンバータを用いているが、これに限るものでなく、三相整流器と各相の線間のスイッチング回路とを組み合わせた回路でもよい。さらに、制御部やSW素子選択回路や絶対値化回路やヒステリシスコンパレータや目標電流指示回路をハードウェアで構成しているが、これに限るものでなく、これらを部分的にマイコンで実現したり、これら全てを1つのマイコンで実現してもよい。また、DC電圧検出回路をハードウェアで実現しているが、これもマイコンに内蔵ののA/D変換回路を流用してもよい。
また、実施例1と2では、ゼロクロスポイント直後からスイッチングの制御を開始しているが、これに限るものでなく、ゼロクロスポイントから位相角で1/3π以内の期間であれば任意のタイミングでスイッチングの制御を行ってもよい。
また、三相ブリッジコンバータ内のスイッチング素子のスイッチング回数を各相のスイッチング許可信号の『許可』期間毎にカウントし、このカウント回数によって相電流を制限するようにしてもよい。これにより、各相のスイッチング許可信号の『許可』期間が終了したために極端に短時間のスイッチング素子駆動パルスが発生する場合を防止し、素子の保護を図ることができる。また、回数を制限することにより相電流を直接制限することができ、スイッチングによる損失を低減できる。(スイッチング回数が少ない方が損失が小さい)
また、実施例1では三相分の相電流を検出しているが、これに限るものでなく、例えば相電流検出回路17に出力信号の切替回路を設け、処理に必要な相電流に対応して測定した相電流を逐次切り替えて出力するようにしてもよい。この場合、制御部22から出力されるスイッチング許可信号の指示に従って相電流検出回路17の出力信号を切り替えるようにすればよい。