JP7424915B2

JP7424915B2 - Ｐｗｍインバータ制御装置およびｐｗｍインバータ制御方法

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Publication number: JP7424915B2
Application number: JP2020098371A
Authority: JP
Inventors: 邦晃大塚; 徹郎児島; 渉初瀬
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2020-06-05
Filing date: 2020-06-05
Publication date: 2024-01-30
Anticipated expiration: 2040-06-05
Also published as: JP2021192564A

Description

本発明は、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルスによりインバータ装置を制御し負荷を駆動するＰＷＭインバータ制御装置およびＰＷＭインバータ制御方法に関し、特に、負荷駆動時の電磁騒音を低減するための搬送波周波数拡散制御に関する。

鉄道車両用のＰＷＭインバータ制御装置では、スイッチング素子の発熱の制約により、ＰＷＭパルスを生成する際の搬送波周波数を数百から数千Ｈｚ程度として電動機を駆動している。また、駆動周波数が低い低速域では、搬送波と変調波の周波数が非同期である非同期ＰＷＭモードで駆動を行い、高速域になると、変調波と搬送波の周波数を同期させる同期ＰＷＭモードに切替える方式を、一般的に採用している。そのため、搬送波周波数とその高調波によって生じる交流電動機の電磁騒音が人間の可聴域に入り、耳障りになることがある。特に、車両の機械騒音が小さい低速域では、非同期ＰＷＭモード時の電磁騒音が相対的に大きく聞こえる。

そこで、非同期ＰＷＭモード駆動時において、搬送波周波数を拡散させて電磁騒音の周波数スペクトルをホワイトノイズ化する、いわゆる搬送波周波数拡散制御の研究が行われている。この一例として、以下の方式が開示されている。

例えば、特許文献１では、ランダム関数を用いて所定変動範囲で周波数をランダムに変動させる方式（以下、「ランダム方式」と称す）が開示されている。

また、特許文献２では、図２に示すように、変移確率に基づいて所定変動範囲両端の２値周波数で切替える方式（以下、「変移確率方式」と称す）が開示されている。

ここで、特許文献２に記載があるように、ランダム方式で周波数を切替える場合は、周波数の平均値成分が騒音ピークとして発生する問題が知られている。そのため、変移確率方式は、所定変動範囲両端の２値周波数で切替えを行うことで、周波数の分散を大きくし、ランダム方式よりも電磁騒音をホワイトノイズ化できる。また、変移確率を調整することで、電磁騒音の周波数スペクトルを任意の形状に調整できるため、交流電動機の共振点等を回避することができる。その一方で、変移確率方式は、２値の周波数のみを用いるため、２値の音が聞こえやすくなる問題がある。

特開２００７－２０３２０号公報特許第６３０４９４２号公報

周波数の切替えを行う場合、ある周波数の音が別の周波数の音で妨害されて聞こえなくなる現象（マスキング効果）が作用し、聴感が向上することが一般に知られている。マスキング効果は、互いの周波数が隣接するほど効果が大きいため、所定変動範囲両端の２値のみで切替えを行う変移確率方式は、マスキング効果の影響が小さく、２値の音が聞こえやすくなる。また、ランダム方式においても、周波数を一様ランダムに切替えるため、周波数変動範囲を小さくしないとマスキング効果の影響が小さくなる。

そこで、本発明は、非同期ＰＷＭモード駆動時の低騒音化を目的とし、搬送波周波数に起因した電磁騒音をホワイトノイズ化し、かつ、マスキング効果による聴感向上が可能なＰＷＭインバータ制御装置を提供することを課題とする。

上記課題を達成するために、本発明に係る代表的なＰＷＭインバータ制御装置は、ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子をＰＷＭパルスによってオンオフ制御するに際し、ＰＷＭパルスを変調波と搬送波とを用いて生成するＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭインバータの出力電流に応じた変調波を生成する変調波生成部と、一様分布乱数を生成する乱数生成部と、整形関数に基づいて一様分布乱数をバスタブ分布乱数に整形する乱数整形部と、バスタブ分布乱数に基づいて搬送波の周波数変動幅の範囲でバスタブ形状の周波数分布を持つ搬送波を生成する搬送波生成部とを有することを特徴とする。

本発明に係るＰＷＭインバータ制御装置によれば、搬送波周波数に起因した電磁騒音をホワイトノイズ化し、かつ、マスキング効果による聴感向上が可能となる。

本発明に係るＰＷＭインバータ制御装置を含む全体構成の一例を示す図である。搬送波、変調波およびＰＷＭパルスのタイミングチャートを示す図である。シグモイド関数を用いた場合の一様分布乱数ｘとバスタブ分布乱数ｙとの関係を示す図である。折れ線関数を用いた場合の一様分布乱数ｘとバスタブ分布乱数ｙとの関係を示す図である。搬送波周波数生成部によって生成される搬送波周波数Ｆｃのヒストグラムを示す図である。所定変動範囲内に機械共振点がある場合の整形関数Ｆ（ｘ）を示す図である。搬送波周波数生成部によって生成される搬送波周波数Ｆｃの時間変化を示す図である。

以下、本発明に係る実施形態として、実施例を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明に係るＰＷＭインバータ制御装置を含む全体構成の一例を示す図である。図１では、負荷を交流電動機とした場合の適用例であり、直流電力源６、インバータ装置７、交流電動機８、電流検出器９ａ～９ｃおよび制御部１０によって構成される。

インバータ装置７は、直流電圧Ｖｄを供給する直流電力源６により、交流電動機８を駆動するために、制御部１０が出力するＰＷＭパルスＳｐｗｍに基づいて、直流電力を可変電圧、可変周波数の３相交流電力に変換する。

本発明に係るＰＷＭインバータ制御装置に対応する制御部１０は、一様分布乱数ｘを生成する乱数生成部１、一様分布乱数ｘをバスタブ分布乱数ｙに整形する乱数整形部２、搬送波周波数Ｆｃを生成する搬送波周波数生成部３、変調波の変調率Ｙｍと変調波周波数Ｆｉｎｖとを演算する変調波演算部４およびＰＷＭパルスＳｐｗｍを生成するＰＷＭパルス生成部５によって構成される。また、制御部１０の各部の処理を、搬送波の１／２周期（１／２Ｆｃ周期）で更新する。

次に、制御部１０を構成する各部の動作について説明する。
変調波演算部４は、交流電動機８を駆動する際の目標電流値と、電流検出器９ａ～９ｃによって検出した交流電動機８のモータ電流Ｉｕ、ＩｖおよびＩｗとに基づいて、変調波の変調率Ｙｍと変調波周波数Ｆｉｎｖとを演算し、その結果をＰＷＭパルス生成部５に出力する。

ＰＷＭパルス生成部５は、変調波演算部４が出力する変調率Ｙｍと変調波周波数Ｆｉｎｖとを基にして変調波を生成し、また、搬送波周波数生成部３が出力する搬送波周波数Ｆｃを基にして搬送波を生成し、図２に示すように、搬送波と変調波の振幅比較によりＰＷＭパルスＳｐｗｍを生成する。

本実施例では、ＰＷＭパルス生成部５が、変調波の生成機能および搬送波の生成機能を有する構成を示したが、これに限定されるものではない。例えば、変調波演算部４に変調率Ｙｍと変調波周波数Ｆｉｎｖとを基にして変調波を生成する機能まで持たせて変調波生成部とし、搬送波周波数生成部３に搬送波周波数Ｆｃを基にして搬送波を生成する機能まで持たせて搬送波生成部としてもよい。この場合、ＰＷＭパルス生成部５は、搬送波と変調波の振幅比較によりＰＷＭパルスＳｐｗｍを生成する機能のみを有することになる。また、ＰＷＭパルス生成部が、変調波の生成機能または搬送波の生成機能のどちらかを有する構成としてもよい。要するに、搬送波周波数生成部３、変調波演算部４およびＰＷＭパルス生成部５により、本発明に係る搬送波および変調波を生成するように機能分担すればよい。

ここで、搬送波は、０［Ｖ］とＶｄ［Ｖ］の２つの電圧レベルを繰り返す三角波で、搬送波周波数Ｆｃは、搬送波周波数生成部３によって決定される。また、変調波は、変調波演算部４によって演算される変調率Ｙｍと変調波周波数Ｆｉｎｖとに基づいた正弦波である。

ＰＷＭパルスは、変調波より搬送波の振幅が大きい場合を‘０’とし、変調波より搬送波の振幅が小さい場合を‘１’として、ＰＷＭパルスＳｐｗｍが、‘１’の場合にインバータ装置７を構成するスイッチング素子（図示せず）をオンし、‘０’の場合にスイッチング素子をオフする。なお、図２では、説明のために搬送波周波数Ｆｃを一定の値としている。

乱数整形部２は、乱数生成部１が出力する一様分布乱数ｘ（０≦ｘ≦１）を、整形関数Ｆ（ｘ）によって任意の分布乱数に整形する。本実施例における乱数整形部２は、以下に説示するように、バスタブ分布乱数ｙ（０≦ｙ≦１）に整形する。

本実施例では、整形関数Ｆ（ｘ）の一例として、（１）式に示すシグモイド関数を用いて、バスタブ分布乱数ｙを生成する。図３は、（１）式のシグモイド関数のグラフを示す図であり、横軸が一様分布乱数ｘ、縦軸がバスタブ分布乱数ｙを示す。
図３に示すように、ｘに対するｙの変化は、ｘの両端の０と１の付近で緩やか、中央値付近で急峻となるため、乱数整形部２から出力されるｙの値は、バスタブ形状の分布となる。

また、（１）式のＧは、調整用ゲインを示し、Ｇを大きくすることで中央値付近の変化がより急峻となり、バスタブの深さを調整できる。このように、本実施例では、関数を用いた簡易的な方法でバスタブ乱数を設計できる。

ここで、乱数生成部１は、疑似乱数を直接演算してもよいし、一様分布乱数を複数記憶した乱数テーブルを参照してもよい。同様に、乱数整形部２は、（１）式のシグモイド関数Ｆ（ｘ）を直接演算してもよいし、シグモイド関数Ｆ（ｘ）の値を複数記憶した整形関数テーブルを参照してもよい。

さらに、本実施例では、整形関数Ｆ（ｘ）として、上記のシグモイド関数以外にも、所定範囲の両端付近の変化が緩やかで、所定範囲の中央付近の変化が急峻となる関数であれば、他の関数を用いることもできる。例えば、図４に示すように、ｘｙ座標中の複数の任意座標を定義し、それら座標と（０、０）、（１、１）をリニアに変化させる折れ線関数を採用してもよい。図４の場合、２つの座標（ｘ１、ｙ１）および（ｘ２、ｙ２）を定義し、（０、０）と（ｘ１、ｙ１）、（ｘ１、ｙ１）と（ｘ２、ｙ２）、（ｘ２、ｙ２）と（１、１）、それぞれをリニアに変化させる。

搬送波周波数生成部３は、乱数整形部２が出力するバスタブ分布乱数ｙと搬送波周波数Ｆｃの最大値Ｆｍａｘおよび最小値Ｆｍｉｎとを用いて、（２）式によって搬送波周波数Ｆｃを生成する。

図５は、（２）式によって生成した搬送波周波数Ｆｃのヒストグラムを示す図である。図５に示すように、バスタブ分布乱数ｙを用いることで、搬送波周波数Ｆｃをバスタブ形状に分布させることができる。

ここで、搬送波周波数Ｆｃの最大値Ｆｍａｘは、インバータ装置７の発熱の制約を受ける。そのため、最大値Ｆｍａｘは、インバータ装置７を構成するスイッチング素子の寿命や温度が目標値に収まる値に設定する。

また、搬送波周波数Ｆｃの最小値Ｆｍｉｎは、小さくすると制御周期の最大値（１／２Ｆｍｉｎ）が大きくなるため、目標とする制御応答に対して制御周期が十分小さくなる値に設定する。

万が一、交流電動機８の機械共振周波数Ｆｚが、搬送波周波数Ｆｃの変動範囲（Ｆｍｉｎ≦Ｆｚ≦Ｆｍａｘ）にある場合には、対策が必要となる。例えば、図６に示すように、搬送波周波数Ｆｃが機械共振周波数Ｆｚの値に近くなるｙの領域（ｙａ≦ｙ≦ｙｂ）において、バスタブ分布乱数ｙが生成されないように、整形関数Ｆ（ｘ）の傾きを無限大にして変化させる。これにより、共振点を回避できることになる。

もしくは、整形関数Ｆ（ｘ）を不連続な形状にせず、搬送波周波数Ｆｃが機械共振周波数Ｆｚの値に近くなるｙの領域（ｙａ≦ｙ≦ｙｂ）において、搬送波周波数生成部３が出力する搬送波周波数Ｆｃの前回値を保持する（変化前の搬送波周波数Ｆｃのままとする）方法を採用してもよい。

図７は、整形関数Ｆ（ｘ）に（１）式のシグモイド関数を使用し、（２）式のゲインＧを３０、搬送波周波数Ｆｃの最大値Ｆｍａｘを１１００［Ｈｚ］、最小値Ｆｍｉｎを９００［Ｈｚ］とした場合の、搬送波周波数Ｆｃの時間変化を示す図である。

図７に示すように、搬送波周波数Ｆｃが最小値Ｆｍｉｎと最大値Ｆｍａｘの周辺に偏るため、変移確率方式と同様に、搬送波周波数に起因した電磁騒音をホワイトノイズ化でき、かつ、周波数平均値の騒音ピークを抑制することができる。

さらに、バスタブ分布の乱数を使用しているため、変移確率方式とは異なり、搬送波周波数Ｆｃの最大値Ｆｍａｘおよび最小値Ｆｍｉｎの近傍で搬送波周波数を微小変動させることができる。その結果、マスキング効果が積極的に作用し、変移確率方式よりも最大値Ｆｍａｘおよび最小値Ｆｍｉｎの音を聞こえづらくすることができる。

以上、本発明に係る実施の形態として実施例について説明したが、本発明は、上述した実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。

１：乱数生成部、２：乱数整形部、３：搬送波周波数生成部、４：電圧指令生成部、
５：ＰＷＭパルス生成部、６：直流電力源、７：インバータ装置、８：交流電動機、
９ａ，９ｂ，９ｃ：電流検出器、１０：制御部、
ｘ：一様分布乱数、ｙ：バスタブ分布乱数、Ｆｃ：搬送波周波数、
Ｆｉｎｖ：変調波周波数、Ｙｍ：変調率、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ：モータ電流、
Ｓｐｗｍ：ＰＷＭパルス

Claims

ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子をＰＷＭパルスによってオンオフ制御するＰＷＭインバータ制御装置であって、
前記ＰＷＭパルスを変調波と搬送波とを用いて生成するＰＷＭパルス生成部と、
前記ＰＷＭインバータの出力電流に応じた前記変調波を生成する変調波生成部と、
一様分布乱数を生成する乱数生成部と、
整形関数に基づいて前記一様分布乱数をバスタブ分布乱数に整形する乱数整形部と、
前記バスタブ分布乱数に基づいて前記搬送波の周波数変動幅の範囲でバスタブ形状の周波数分布を持つ前記搬送波を生成する搬送波生成部と
を有するＰＷＭインバータ制御装置。
請求項１に記載のＰＷＭインバータ制御装置であって、
前記搬送波生成部は、さらに前記バスタブ形状の両端近傍で前記搬送波の周波数を微小変動させる
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
請求項１または２に記載のＰＷＭインバータ制御装置であって、
前記整形関数が、シグモイド関数である
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
請求項１または２に記載のＰＷＭインバータ制御装置であって、
前記整形関数が、前記一様分布乱数の所定の複数の座標間をリニアに変化させる関数である
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
請求項１または２に記載のＰＷＭインバータ制御装置であって、
前記乱数整形部は、特定の領域では前記整形関数の傾きを無限大にして前記バスタブ分布乱数を生成させない
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
請求項１または２に記載のＰＷＭインバータ制御装置であって、
前記搬送波生成部は、前記搬送波の周波数が特定の周波数になる場合に、生成する前記搬送波の周波数として当該特定の周波数に変化する前の前回値の周波数を保持する
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
請求項５に記載のＰＷＭインバータ制御装置の前記特定の領域または請求項６に記載のＰＷＭインバータ制御装置の前記特定の周波数は、前記ＰＷＭインバータが駆動する交流電動機の機械共振周波数に対応する
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
ＰＷＭインバータを構成するスイッチング素子をＰＷＭパルスによってオンオフ制御するＰＷＭインバータ制御方法であって、
一様分布乱数を生成する乱数生成ステップと、
整形関数に基づいて前記一様分布乱数をバスタブ分布乱数に整形する乱数整形ステップと、
前記バスタブ分布乱数に基づいて搬送波の周波数変動幅の範囲でバスタブ形状の周波数分布を持つ当該搬送波を生成する搬送波生成ステップと、
前記ＰＷＭインバータの出力電流に応じた変調波を生成する変調波生成ステップと、
前記搬送波と前記変調波とを用いて前記ＰＷＭパルスを生成するＰＷＭパルス生成ステップと
を有するＰＷＭインバータ制御方法。
請求項８に記載のＰＷＭインバータ制御方法であって、
前記搬送波生成ステップは、さらに前記バスタブ形状の両端近傍で前記搬送波の周波数を微小変動させる
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御方法。