JP5251026B2 - 電力変換装置の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置及び制御方法に関し、例えば、モータ駆動用制御装置及びその制御方法に係り、特にモータ駆動用スイッチング素子から発生するＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ノイズの他の電子機器への影響を低減する装置及びその方法に関する。

高性能で制御性に優れたモータとして電流駆動ステッピングモータが用いられている。このタイプのモータにおいては、Ｈブリッジ状に構成したスイッチを予め設定された順序で開閉させることにより、直流電源からモータに印加される電流の大きさと向きとをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、パルス幅変調）制御して、所望のモータ回転力を実現している。すなわち、スイッチングによる電流制御を行っているため、スイッチの開閉によるＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，電磁妨害雑音）ノイズの発生は避けられない。このように、電流駆動ステッピングモータの駆動においてはスイッチの開閉によってモータの回転を制御しているため、不可避的にＥＭＩノイズが発生し、このノイズがラジオ受信機やその他の電子機器への障害を引き起こす原因となり、そのノイズ抑圧が問題となっていた。

このＥＭＩノイズ抑圧法としては、下記特許文献１に開示された方法が知られている。この特許文献１によれば、ＥＭＩノイズのレベル低減法として、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を時間と共に変化させることで、ＥＭＩノイズのピークの帯域幅を広げ、その結果ノイズのピークレベルを時間平均して低減させている。しかしながら、ＥＭＩノイズのスペクトルはキャリア周波数及びその高調波のみで決定されるものではなく、モータの制御系における実装条件を含む信号伝達経路の周波数特性の影響も受ける。
特開平７−９９７９５号

上記のように、ＥＭＩノイズの低減法としてキャリア周波数を変化させることによりノイズスペクトルを時間的に平均化し、ノイズスペクトルのピーク値低減は原理的には可能である。しかし、実際にはノイズの発生源となる装置と受信側となる無線受信機等電磁波を感知する装置、及びこれ等両装置間におけるノイズ伝達経路の配線のレイアウトあるいは実装形態により複数のピークを有する周波数特性を生じ、伝達されてくるＥＭＩノイズもこの系の周波数特性の影響を受け、このため上記時間平均のみによるノイズ抑圧の効果が低減されてしまう。ＥＭＩノイズを有効に軽減するためには、このようにモータ駆動のキャリア周波数を変化させ、この時間平均によるノイズスペクトルピークの低減のみでは不十分であり、モータ駆動信号伝送系の周波数特性も考慮してＥＭＩノイズ対策を講ずる必要がある。

以上のことから、本発明は電力変換装置におけるＥＭＩノイズをキャリア周波数に時間的揺らぎを与えて時間平均を求めてスペクトルピークを低減するのではなく、信号伝達系の周波数特性を考慮することにより、ＥＭＩノイズを効果的に低減する電力変換装置の制御装置及びその制御方法を提供することを目的とした。

上記目的を達成するために、本発明においては、ＥＭＩノイズの発生装置、そのノイズの受信装置およびこれら両装置間に介在するノイズ伝達系の周波数特性と逆の特性のスペクトルを有する信号でインバータのスイッチング周波数を制御する構成とした。
すなわち、本発明による電力変換装置の制御装置においては、上記のスイッチング周波数変更手段を備え、このスイッチング周波数変更手段により離散的で複数の周波数を時間的に発振周波数を切り替えてインバータを動作させるようにしている。ここで、離散的で複数の周波数は、ＥＭＩノイズの発生側から受信側までのノイズ伝達系における周波数特性とは逆特性のスペクトル構造を有するように選択することにより装置全体の周波数のピーク構造を打ち消す構成の制御装置について規定している。

以上述べたように本発明においては、スイッチング周波数を時間と共に系の周波数特性を考慮しつつ変化させるものである。これにより、時間変化に用いるスイッチング周波数の離散値それぞれの整数倍の周波数分布が、系の周波数特性の所望の帯域におけるＥＭＩノイズスペクトルのレベルが高くなりやすい周波数帯域には少なく、逆に低くなりやすい周波数帯域に対しては多くそれぞれ配置されるように、時間変化に用いるスイッチング周波数の離散値を選択し、これらを用いてスイッチング周波数を時間変化させている。これにより所望の帯域におけるＥＭＩノイズスペクトルの形状を周波数的、時間的に平均化してスペクトルを平坦なものとし、ラジオノイズ（高周波雑音）としての影響を低減する事を可能とした電力変換装置の制御装置を提供することができる。

本実施の形態において対象としているモータは、三角波形のキャリア信号をこのキャリア信号より低い周波数の正弦波形でＰＷＭにより変調した波形で駆動される。はじめにこの電力変換装置及びその制御装置の動作の概要を、前記特許文献１に開示された電流駆動ステッピングモータの駆動回路図である図１２により、またそのブロック図である図１３により説明する。なお、図１２及び図１３において符号は共通で使用している。

図１３のブロック図に示すように、制御部６においてモータ駆動の正弦波を発生し、周波数制御部９から供給されるキャリア波形により励磁シーケンサ８においてＰＷＭの変調処理が行なわれる。ここで、周波数制御部９から出力される周波数は周波数可変手段１０により制御される。このＰＷＭ波形はバッファ４を経てスイッチング部２に供給される。図１３で、指示入力７、ＣＰＵ５、バッファ４、スイッチング部２及びステッピングモータ１、電源３は、図１３における指示入力７、ＣＰＵ５、バッファ４、スイッチング部２、ステッピングモータ１及び電源３とそれぞれ同じである。

図１２において、スイッチング部２はＨ型に接続されたスイッチングＦＥＴ１〜４で構成されており、バッファ４の出力でこれらスイッチング素子の動作を制御し、Ｈ型接続の横線部分に接続されたモータ１の回転を制御することにより所望の回転力を得る構成となっている。ここで、ＦＥＴ１〜４で制御する電流はモータ１に流れる電流を直接スイッチしており、大電流スイッチングを行っているため、ＥＭＩノイズも大きなものとなり、近辺に存在する電子機器への妨害も無視できなくなる。

このＥＭＩノイズの影響を低減するため前記特許文献１においてはキャリア周波数を正弦波状に変化させることにより揺らぎを与え、これによる時間平均を取ることでＥＭＩノイズのスペクトルピークを下げる方法としている。すなわち、キャリアを生成するＣＰＵ５のクロック周期をΔｔとすれば、キャリアの周期はΔｔの整数倍となり離散的な値をとる。キャリア周波数はこの逆数で与えられるから同様にキャリア周波数も離散的な値となる。例えば、正弦波状に変化させる場合のスイッチング周波数は図１４に示すような５ｋＨｚ〜２０ｋＨｚの間を周期的に変化することになる。図１４において、縦軸は正弦波電圧に対応したキャリア周波数、横軸は時間である。

ここで、キャリアの周波数を所定の周波数範囲内で時間と共に変化させた場合のＥＭＩノイズスペクトルは、各キャリア周波数の離散的な値をそれぞれ用いて、各キャリア周波数一定の条件の下で動作させた場合に形成される各ノイズスペクトルを平均した値とほぼ一致する。このように、ＥＭＩノイズスペクトルの形はキャリア周波数の影響を受け、前記特許文献１に見られるような対策が開示されているが、他方、ＥＭＩノイズ伝達系の周波数特性の影響も受ける。しかしこの問題に関する対策は開示されていない。

ＥＭＩノイズは、図１２に示したスイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のようなノイズの発生装置において発生し、ＥＭＩノイズ伝達系を経由してＥＭＩノイズの影響を受ける受信装置で受信される。ノイズの発生装置および受信装置においてはそれぞれの装置の形状や実装形態によりＥＭＩノイズの周波数特性が決定される。また、伝達経路においては発生装置と受信装置とその間のレイアウトや実装形態、更にはこれら両装置と伝達経路との結合状態等によってもＥＭＩノイの周波数特性は影響を受ける。これら各周波数特性の総合的な結果として得られる周波数特性を以下「系の周波数特性」と呼ぶ。ここで、キャリア周波数を時間と共に変化させても、そのときに形成されるＥＭＩノイズスペクトルのエネルギ合計は変化しない。したがって、スペクトルが平坦になればなるほどピークレベルが低減されることになる。このことから、所望の周波数帯域におけるＥＭＩノイズスペクトルは、系の周波数特性の影響を受け、これによりスペクトルのピークレベルの低減が阻害されることが知れる。したがって、本発明においてはこのような系の周波数特性の影響を軽減する装置及びその方法について開示する。

本発明は、図１に示すような直流電源Ｂの出力をＰＷＭ変調することにより正弦波状に電流が変化する交流電力をモータに供給するインバータを備えるインバータシステムに適用することができる。以下、図により本発明の実施の形態となるインバータシステムの構成と動作について説明する。

本発明の実施の形態となるインバータシステム１１０１は、図１に示すように、ＰＷＭインバータ１０２、三相ブラシレス直流モータ１０３（以下モータと略記）、電流センサ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ、電流指令生成部１０５、ＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ，比例、積分、微分）制御部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃ、キャリア波形生成部１０７、比較器１０８ａ，１０８ｂ，０８ｃ、及びキャリア周波数生成部１０９を主要構成要素として備えている。

ＰＷＭインバータ１０２は、比較器１０８ａ，１０８ｂ，１０８ｃ出力として得られる制御信号により電池ＢおよびコンデンサＣから成る直流電源の正極又は負極を所定の順序で選択し、所定の三相パターンのモータ駆動電流を得るスイッチング素子で構成されている。このスイッチング素子としては例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等の半導体素子が用いられる。

電流センサ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃはＰＷＭインバータ１０２からモータ１０３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相各相の電流値を検出し、電流指令生成部１０５においては、電流センサ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃの検出値であるモータ１０３の駆動電流波形が正弦波状交流電流に変換されるように正弦波状の電流指令値を生成する。また、ＰＩＤ制御部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃは電流センサ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃの検出値が、電流指令生成部１０５に生成された電流指令値に従うように電流センサ１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃの検出値をＰＩＤ制御する。キャリア波形生成部１０７においては三角波状のキャリア信号を生成する。

比較器１０８ａ，１０８ｂ，１０８ｃにおいては、ＰＩＤ制御部１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃの出力値と三角波状キャリア信号との大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ１０２のスイッチング信号Ｔｕ＋，Ｔｕ−，Ｔｖ＋，Ｔｖ−，Ｔｗ＋，Ｔｗ−のオン／オフ信号をスイッチング信号としてＰＷＭインバータ１０２の各素子に入力する。なお、キャリア信号又はキャリア周波数とスイッチング信号又はキャリア周波数とはそれぞれ対応しており、以下、キャリア信号又はキャリア周波数に統一して記す。ここで、Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋，Ｔｕ−の制御を例に比較器１０８ａの動作を具体的に説明する。すなわち、比較器１０８ａはＰＩＤ制御部１０６ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも大きい場合、Ｔｕ＋，Ｔｕ−をそれぞれオン状態及びオフ状態に制御することにより正の電圧をモータ１０３のＵ相に印加し、逆に、ＰＩＤ制御部６ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも小さい場合には、Ｔｕ＋，Ｔｕ−をそれぞれオフ状態及びオン状態に制御することにより、負の電圧をモータ１０３のＵ相に印加する。ここで、キャリア周波数生成部１０９は、キャリア波形生成部１０７から出力される三角波状キャリア信号の周波数ｆｃを変化させる信号を生成する。

（実施の形態１）
ＥＭＩノイズの伝達系に関する周波数特性、すなわち系の周波数特性Ａ(ｆ)が図２（ａ）で与えられるとする。ここで、系の構成要素のそれぞれについて、ノイズ発生装置の周波数特性Ｇ(ｆ)、ノイズ伝達経路の周波数特性Ｑ(ｆ)、ノイズ受信装置の周波数特性Ｒ(ｆ)とすれば、系の構成要素全体である系の周波数特性Ａ(ｆ)は
Ａ(ｆ)≒Ｇ(ｆ)×Ｑ(ｆ)×Ｒ(ｆ) （１）
で与えられる。例えばＥＭＩノイズが放射ノイズとした場合、ノイズの発生装置から放射された任意の周波数の放射ノイズが伝達経路を伝達し、ノイズの受信装置で受信される。ここで、前記放射された任意の周波数における放射ノイズのレベル分布が系の周波数特性となる。言い換えると、このノイズの伝達経路全体に対する系の周波数特性は、発生装置の実装形態等から決まる放射特性、すなわち発生装置を送信アンテナと見た場合のアンテナ特性と、発生装置、伝達経路、受信装置の各レイアウトや実装形態から決まるノイズの伝達特性と、受信装置の受信特性、すなわち受信装置を受信アンテナと見た場合のアンテナ特性との各要素の積で求められる。また、ＥＭＩノイズが伝導ノイズの場合は、系全体、すなわち発生装置と伝達経路と受信装置および系全体の等価回路のインピーダンス特性が系の周波数特性となる。

例えば電気自動車について考える。電気自動車においては、図３に示すような電気自動車駆動用のモータ・インバータシステム３０１が搭載されている。このモータ・インバータシステムは、図１で先に説明した構成及び動作をするものとし、このシステムがＥＭＩノイズの発生装置とする。このシステムから発生されたＥＭＩノイズが空間あるいは車体といった経路を伝達経路として車載ラジオ・テレビ等受信機器３０２に接続される受信アンテナ３０３に伝達される。

図２（ｂ）は、キャリア周波数を時間変化させた場合に用いるキャリア周波数の離散値それぞれの値を整数倍した周波数値、すなわち高調波周波数値の分布を示しており、この分布は系の周波数特性と反対の特性を有するものとして示している。したがって、系の周波数特性をＡ(ｆ)、キャリア周波数の各離散値高調波周波数値の分布をＤ(ｆ)とすると、Ｄ（ｆ）の値はＥＭＩノイズによる妨害の許容範囲内で
Ｄ(ｆ)≒１／Ａ(ｆ) （１）
の関係を満足するＤ(ｆ)となるようにキャリア周波数の離散値を設定する。これによりキャリア周波数を時間と共に変化させた場合に受信装置で受信されるＥＭＩノイズのレベルが、所望の帯域内で、図２（ａ）の系の周波数特性Ａ(ｆ)と図２（ｂ）のキャリア周波数の各離散値の高調波周波数分布Ｄ(ｆ)とが互いに打ち消しあって図２（ｃ）に示すように平坦な特性Ｆ(ｆ)となるようにし、ピークレベルを低減しようとするものである。

以下、キャリア周波数の各離散値の高調波周波数値の分布を（１）式の関係を満足するＤ(ｆ)とするようにキャリア周波数の各離散値の設定方法について説明する。ここで、キャリア周波数の値として使用可能な離散値をｆｃｏｊ（ｊ＝１，２，３，‥ｍのｍ個の整数）、時間変化を与えられたキャリア周波数として用いられる周波数の離散値をｆｃｋ（ｋ＝１，２，３，‥ｎのｎ個の整数）とする。ｆｃｏｊは、キャリア周波数として使用可能な範囲、キャリア周波数の値の分解能、等で決定される。また、ｆｃｋは、ｆｃｏｊを基に設定され、時間変化されたキャリア周波数の離散値であって、ｎ個の値の一部が同一の場合は許すが、ｎ個全てが同一の場合は除く。これは、全てが同一の場合は、キャリア周波数が一定で、時間変化しない場合であることによる。

例えば、キャリア周波数として使用可能な範囲が５０ｋＨｚ±１０％、キャリア周波数の分解能を１ｍｓｅｃとすると、キャリア周波数として使用可能な周波数ｆｃｏｊは
４５、４６、４７、・・・５４、５５ ｋＨｚ
の１１個（ｍ＝１１）の値となる。また、キャリア周波数を変化させる周期を１００μｓｅｃとすると、キャリア周波数に時間変化を与えるために用いる離散値ｆｃｋの値として選べる個数ｎは
１００μｓｅｃ×５０ｋＨｚ＝５（個）
となる。

ここで、ｆｃｏｊが５個、ｆｃｋが３個の場合を考える。ｆｃｏｊからｆｃｋを選択する組み合わせパターンは図４に示すように３０通り存在する。その３０通りについて、それぞれ高調波周波数の分布を計算し、系の周波数特性Ａ(ｆ)に対してＤ（ｆ）の値との差分が許容レベルの範囲内で
Ｄ(ｆ)≒１／Ａ(ｆ)
を満たすＤ(ｆ)を実現するｆｃｋの組み合わせを選択することで、キャリア周波数に時間変化を与えるキャリア周波数の離散値が決定される。
このように、系の周波数特性を考慮してキャリア周波数の離散値を決定し、この値を用いてキャリア周波数を時間変化させることにより、受信されるＥＭＩノイズスペクトルが所望の帯域において平坦化され、ピークレベルの低減が実現される。

（実施の形態２）
図５は、所望の周波数帯域内に、許容されるＥＭＩノイズレベルの異なる部分が存在する場合を示すものである。すなわち、本発明は所望の周波数帯域内で許容ノイズレベルが細分化されている場合についても適用が可能である。以下、この場合について説明する。

図５（ｃ）は帯域１と帯域２とのそれぞれの周波数帯域でＥＭＩノイズの許容値（破線で示すレベル）が異なっている場合を示す。この許容値をＰ(ｆ)とすると，キャリア周波数の各離散値の高調波周波数値Ｄ’(ｆ)の分布が
Ｄ’(ｆ)∝Ｐ(ｆ)／Ａ(ｆ) （２）
となる関係を満足するようにキャリア周波数の離散値を決める。なお、キャリア周波数の各離散値ｆｃｋの決め方は、（実施の形態１）で説明した方法と同様である。ただし、この場合はＤ(ｆ)がＡ(ｆ)だけでなく、Ｐ(ｆ)も考慮している点が異なっている。すなわち、図５（ａ）の特性Ａ(ｆ)を図５（ｂ）の特性Ｄ’(ｆ)で補償して図５（ｃ）のＦ’(ｆ)の平坦な特性を得ている。

ここで、ＥＭＩノイズスペクトルのエネルギは一定であることから、許容されるレベルに応じてエネルギを分布させることにより、ＥＭＩノイズのエネルギを所定の周波数帯域内で効率的に割り付けることが可能となり、結果的に所望の帯域におけるＥＭＩノイズの障害を防止することが可能となる。

（実施の形態３）
ＥＭＩノイズの発生装置となるシステムの動作状態により、系の周波数特性が変化する場合がある。この場合、本発明によれば、その動作状態に応じてキャリア周波数に時間変化を与えるために使用するキャリア周波数の離散値ｆｃｋの組み合わせを変更することによりＥＭＩノイズの影響の低減ができる。

図６は、あるモータ・インバータシステムを異なる回転数Ｎ１，Ｎ２で動作させた場合に受信装置で観測されたそれぞれの回転数に対するＥＭＩノイズスペクトルである。このような場合、キャリア周波数に時間とともに変化するキャリア周波数の離散値の組み合わせを、回転数によって切り替える変更手段により異なる組み合わせとすることで、システムの動作状態における系の周波数特性の変化に対応することが可能となる。実際には、この変更手段としては、系の周波数特性を変化させるパラメータに応じたキャリア周波数の離散値のマップを作っておき、その動作状態に応じてｆｃｋの組み合わせ変更手段により離散値を切り替えることで実現できる。

以上，ＰＷＭ制御により三相ブラシレスモータを駆動する駆動する構成例について説明して生きたが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、スイッチの開閉によって電力の形態を変化させることが可能な電力変換装置のスイッチング周波数を変化させる場合に用いる離散的なスイッチング周波数値を規定するものである。例えば、図１２に示すようなＨブリッジ構成にてモータを駆動する構成や、図７に示すような、単体スイッチにて何等かの負荷を開閉するような構成でも適用できる。図７の回路は、負荷７０４に直列に接続されている半導体スイッチング素子７０５を指令値入力７０１、ＣＰＵ７０２により所望の波形に生成しドライブ回路７０３で駆動する単純な構成の場合でも本発明の適用は可能である。

また、本発明は、特定のキャリア周波数ｆｃの時間変化波形に限定されるものではない。例えば、図１１に示すような正弦波状階段波変化、図８に示すような三角波状階段波変化、図９に示される鋸波状変化、図１０に示すような周期波状変化をはじめ、さまざまなキャリア周波数の時間変化に適用できる。その場合、用いるキャリア周波数として上記に説明したような方法で値を決定すればよい。

すなわち、スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの組み合わせは、スイッチング周波数として選択可能な離散値の集合から、スイッチング周波数を変化させる一周期の時間内で、使用可能な離散値の個数を選択する場合の組み合わせにおいて、各離散値の各々の整数倍の周波数分布すなわち系の周波数特性が前記Ｄ（ｆ）に近似される値となるような組み合わせとすればよい。

三相モータ駆動用のインバータシステムの構成図。 本発明の原理説明図、ａ）ノイズ伝達系の周波数特性図、ｂ）キャリア周波数の時間変化における離散値の高調波周波数分布図、ｃ）図２−ａ）と図２−ｂ）との合成により得られる平坦周波数特性図。 車載時におけるＥＭＩノイズ発生機器とその伝播経路の説明図。 キャリア周波数の値として選択可能な離散値と、キャリア周波数に時間変化を与えるために用いる離散値との組み合わせ図。 所望の帯域内でノイズ許容値が異なる複数の帯域が存在する場合の説明図、ａ）ノイズ伝達系の周波数特性図、ｂ）キャリア周波数の時間変化における離散値の高調波周波数分布で、ノイズ許容レベルが異なる二つの帯域が存在する場合の周波数特性図、ｃ）図５−ａ）と図５−ｂ）との合成により得られる二つのノイズ許容レベルを有する場合の平坦周波数特性図。 モータインバータを異なる回転数で動作させた場合のＥＭＩノイズスペクトル図、ａ）回転数Ｎ１の場合のスペクトル図、ｂ）回転数Ｎ２の場合のスペクトル図。 単体スイッチで負荷電流をスイッチングする場合の駆動回路図。 キャリア周波数に時間変動を与える場合の時間変動波形が三角波形状の場合の波形図。 キャリア周波数に時間変動を与える場合の時間変動波形が鋸波形状の場合の波形図。 キャリア周波数に時間変動を与える場合の時間変動波形が周期波形状の場合の波形図。 キャリア周波数に時間変動を与える場合の時間変動波形が正弦波状の場合の波形図。 従来公知の電流駆動ステッピングモータ駆動回路図。 図１２の駆動回路の制御系ブロック図。 スイッチング周波数を正弦波状で周期的に変化させる場合の周波数・時間関係図。

符号の説明

１…ステッピングモータ ２…スイッチング部
３…電源 ４…バッファ
５…ＣＰＵ ６…制御部
７…指示入力 ８…励磁シーケンサ
９…周波数制御部 １０…周波数可変手段
１０１…インバータシステム １０２…ＰＷＭインバータ
１０３…三相ブラシレス直流モータ １０４ａ，ｂ，ｃ…電流センサ
１０５…電流指令生成部 １０６ａ，ｓ，ｃ…ＰＩＤ制御部
１０７…キャリア波形生成部 １０８ａ，ｂ，ｃ…比較器
１０９…キャリア周波数生成部 ７０１…指令値入力
７０２…ＣＰＵ ７０３…ドライブ回路
７０４…負荷 ７０５…スイッチング半導体素子
３０１…モータインバータシステム ３０２…受信機器
３０３…車載アンテナ ７０１…指令値入力
７０２…ＣＰＵ ７０３…ドライブ回路
７０４…負荷 ７０５…半導体スイッチング素子

Claims (8)

1. 入力される電力を、スイッチング手段により変換して出力する電力変換装置の制御装置において、
   前記制御装置は、前記スイッチング手段の開閉を行うためのスイッチング周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段を有し、
   前記スイッチング周波数変更手段は、スイッチング周波数として使用可能な範囲内で選択された複数のスイッチング周波数の離散値ｆｃｋ（ｋ＝１〜ｎの整数）を用いて、スイッチング周波数を時間と共に変化させ、
   前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋは、ＥＭＩノイズの発生側から受信側までの系の周波数特性Ａ（ｆ）に対して前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの各々の整数倍の周波数分布Ｄ（ｆ）が所定の周波数帯域内で、
   Ｄ（ｆ）≒１／Ａ（ｆ）
   の関係と成るように決定されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
2. 入力される電力を、スイッチング手段により変換して出力する電力変換装置の制御装置において、
   前記制御装置は、前記スイッチング手段の開閉を行うためのスイッチング周波数すなわちキャリア周波数である制御信号の周波数を時間とともに変化させるスイッチング周波数変更手段を有し、
   前記スイッチング周波数変更手段は、スイッチング周波数として使用可能な範囲内で選択された複数のスイッチング周波数の離散値ｆｃｋ（ｋ＝１〜ｎの整数）を用いて、スイッチング周波数を時間と共に変化させ、
   前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋは、ＥＭＩノイズの発生から受信側までの系の周波数特性Ａ（ｆ）、ＥＭＩノイズの周波数スペクトルのピークレベルの許容値Ｐ（ｆ）に対して、前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの各々の整数倍の周波数の分布Ｄ（ｆ）が所定の周波数帯域内で、かつ許容レベルの範囲内で
   Ｄ（ｆ）∝Ｐ（ｆ）／Ａ（ｆ）
   の関係になるように決定されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置の制御装置において、
   前記スイッチング周波数変更手段は、時間とともに変化させる前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの組み合わせを変更する手段を有することを特徴とする電力変換装置の制御装置。
4. 請求項１、請求項２又は請求項３の少なくとも一つに記載の電力変換装置の制御装置おいて、
   前記スイッチング周波数の離散値は、
   スイッチング周波数として選択可能な離散値の集合から、スイッチング周波数を変化させる一周期の時間内で、使用可能な離散値の個数を選択する組み合わせの中で、各離散値の各々の整数倍の周波数分布が前記Ｄ（ｆ）に近似される組み合わせとすることを特徴とする電力変換装置の制御装置。
5. 入力される電力を、スイッチング手段により変換して出力する電力変換装置の制御方法において、
   前記スイッチング手段の開閉を行うためのスイッチング周波数を時間とともに変化させ、
   前記スイッチング周波数として使用可能な範囲内で選択された複数のスイッチング周波数の離散値ｆｃｋ（ｋ＝１〜ｎの整数）を用いて、スイッチング周波数を時間と共に変化させ、
   前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋは、ＥＭＩノイズの発生側から受信側までの系の周波数特性Ａ（ｆ）に対して、前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの各々の整数倍の周波数分布Ｄ（ｆ）が所定の周波数帯域内で、
   Ｄ（ｆ）≒１／Ａ（ｆ）
   の関係となるように決定することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
6. 入力される電力を、スイッチング手段により変換して出力する電力変換装置の制御方法において、
   前記スイッチング手段の開閉を行うためのスイッチング周波数を時間とともに変化させ、
   前記スイッチング周波数として使用可能な範囲内で選択された複数のスイッチング周波数の離散値ｆｃｋ（ｋ＝１〜ｎの整数）を用いて、前記スイッチング周波数を時間と共に変化させ、
   前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋは、ＥＭＩノイズの発生から受信側までの系の周波数特性Ａ（ｆ）、ＥＭＩノイズの周波数スペクトルのピークレベルの許容値Ｐ（ｆ）に対して、前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの各々の整数倍の周波数の分布Ｄ（ｆ）が所定の周波数帯域内で、
   Ｄ（ｆ）∝Ｐ（ｆ）／Ａ（ｆ）
   の関係になるように決定することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
7. 請求項５又は請求項６に記載の電力変換装置の制御方法において、
   時間とともに変化する前記スイッチング周波数の離散値ｆｃｋの組み合わせを変更することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
8. 請求項５、請求項６又は請求項７の少なくとも一つに記載の電力変換装置の制御方法おいて、
   前記スイッチング周波数として選択可能な離散値の集合から、スイッチング周波数を変化させる一周期の時間内で、使用可能な離散値の個数を選択する組み合わせの中で、各離散値の各々の整数倍の周波数分布が前記Ｄ（ｆ）に近似される組み合わせとなるように複数の離散値を決定することを特徴とする電力変換装置の制御方法。

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