JP3708292B2 - Ｐｗｍインバータ装置の制御方法および制御装置 - Google Patents

Ｐｗｍインバータ装置の制御方法および制御装置 Download PDF

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により出力電圧を制御するＰＷＭインバータ装置の制御方法および制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
上記のＰＷＭインバータ装置により交流電動機を駆動する場合、ＰＷＭインバータ装置の出力電圧に含まれる高調波成分によって磁気吸引力が発生し、磁気音を生じる。特に、キャリア周波数が一定の場合は、同一周波数の高調波成分が連続して交流電動機に印加されるため、大きな磁気音を生じる。さらに、交流電動機は構造に起因する複数個の固有振動周波数を有するため、出力電圧にこれら固有振動周波数に等しい周波数の高調波成分が含まれると、交流電動機本体の振動が大きくなるとともに磁気音のピークレベルも増加するという課題があった。
【０００３】
この課題を解決するための従来のＰＷＭインバータ装置の制御装置としては、例えば特開平５−１７７７５３号公報に示されたものがある。図１０はこの制御装置を示す回路図であり、図１０において、１は３相のインバータ回路、２は電圧指令信号発生手段、３はキャリア信号発生手段、４はマイクロコンピュータ、５はスイッチング信号発生手段である。
上記３相のインバータ回路１は、直流電源１１と、半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｕ’、Ｓｖ’、Ｓｗ’と、出力端子１ｕ、１ｖ、１ｗから構成される。そして、半導体スイッチはそれぞれ、トランジスタなどの自己消弧形スイッチング素子と、この素子に逆並列接続されたダイオード（図示せず）とから構成される。
電圧指令信号発生手段２は、Ａ／Ｄコンバータ２１、ｋ／ｆパターンを記憶したＲＯＭ２２、Ｖ／Ｆコンバータ２３及びカウンタ２４とから構成される。キャリア信号発生手段３は、水晶発振器３１とＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３２から構成される。スイッチング信号発生手段５は、比較器５１〜５３とＮＯＴ回路５４〜５６とから構成される。
【０００４】
次に、上記制御装置で使用されている電圧べクトル選択式ＰＷＭの原理について説明する。まず、３相のインバータ回路１中の直流電源１１の電圧をＥとすると、出力端子１ｕ、１ｖ、１ｗから出力される各相（Ｕ、Ｖ、Ｗとする）の電圧Ｖｕ、Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ０、Ｅの２値を取り得る。ここで、例えばＶｕ＝Ｅ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０というスイッチング状態を（Ｅ００）と表現し、これをＥで正規化した（１００）を電圧ベクトルと呼ぶ。
【０００５】
また、前述したように、電圧Ｖｕ、Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれ０、Ｅの２値を取り得ることから、３相のインバータ回路１が出力可能な電圧ベクトルは８個（＝２×２×２）となる。従って、３相インバータ回路１が出力可能な電圧ベクトルを図示すると、図１１が得られる。図１１において、正六角形の各頂点が出力可能な電圧ベクトル（００１）〜（１０１）である。ここで、（０００）および（１１１）の２つのベクトルは線間電圧が零となるので、零電圧ベクトルと呼ぶ。
【０００６】
次に、図１２に示したように、電圧指令ベクトルＶ* が、２つの電圧ベクトルＶ４〔＝（１００）〕及びＶ６〔＝（１１０）〕と、零電圧ベクトルＶ０〔＝（０００）〕又はＶ７〔＝（１１１）〕を頂点とする正三角形の内部にある場合の出力電圧の制御法を説明する。
【０００７】
まず、電圧指令ベクトルＶ* は振幅がｋで、時計方向にωの周波数で回転すると仮定する。このとき、所定時間Ｔの時間平均値として電圧指令ベクトルＶ* を出力するためには、電圧指令ベクトルＶ* の先端が描く円弧軌跡の長さと、上記２つの電圧ベクトル及び２つの零電圧ベクトルを用いて出力された合成ベクトルが描く軌跡の長さとが等しくなければならないことから、（１）式の関係が成り立つ。
【０００８】
Figure 0003708292
ただし、θ＝ωｔ
【０００９】
（１）式において、ｔ４及びｔ６はそれぞれ、電圧ベクトルＶ４およびＶ６の持続時間である。また、便宣上、図１２において原点からＶ４、Ｖ６までの長さを１／√３とした。
【００１０】
次に、これら２つの電圧ベクトルＶ４、Ｖ６および２つの零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の持続時間の総和が所定周期Ｔに等しいことから、（２）式が得られる。
【００１１】
ｔ４＋ｔ６＋ｔ０＋ｔ７＝Ｔ ・・・（２）
【００１２】
（２）式において、ｔ０およびｔ７は零電圧ベクトル（Ｖ０およびＶ７）の持続時間である。（１）式及び（２）式より、これら２つの電圧ベクトルＶ４、Ｖ６及び零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の持続時間を求めると、（３）式が得られる。
【００１３】
ｔ４＝Ｔ・ｋ・ｓｉｎ（π／３−θ）
ｔ６＝Ｔ・ｋ・ｓｉｎθ
ｔ０＋ｔ７＝Ｔ・｛１−ｋ・ｓｉｎ（π／３＋θ）｝ ・・・（３）
従って、電圧ベクトルＶ４、Ｖ６、Ｖ０、Ｖ７を（３）式が満足する持続時間だけ出力すると、所定期間Ｔの時間平均値が電圧指令ベクトルＶ* と一致する出力電圧が得られる。なお、ｔ０とｔ７の配分については、後述する。
【００１４】
ここでは、電圧指令ベクトルＶ* の位相θが０〜π／３の範囲にある場合のパルス幅変調方式について説明したが、位相θがπ／３ずつ変化する毎に、選択する２つの電圧ベクトル（零電圧ベクトル以外）を変化させれば、位相θがπ／３〜２πの範囲にあっても同様に制御できる。
【００１５】
次に、２つの電圧ベクトル及び２つの零電圧ベクトルの選択順序について、図１３を参照しながら説明する。まず、図１３に示した矢印に沿って、２つの電圧ベクトルおよび２つの零電圧ベクトルを選択する。例えば、電圧指令ベクトルＶ* の位相θが０〜π／３の範囲にある場合は、所定期間Ｔの間にＶ０→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７の順に電圧ベクトルの選択が行われ、次のＴ期間にはＶ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０の順に選択が行われる。電圧指令ベクトルＶ* の位相が０〜π／３の範囲にある間は、上記の選択順序に従って繰り返し零電圧ベクトルＶ０、Ｖ４、Ｖ６及びＶ７が選択される。
【００１６】
電圧指令ベクトルＶ* の位相θが増加してπ／３〜２π／３の範囲に移ると、所定期間２Ｔの間にＶ０→Ｖ２→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ０の順に、２つの電圧ベクトル（Ｖ２、Ｖ６）と２つの零電圧ベクトル（Ｖ０、Ｖ７）を選択する。このような順序で電圧ベクトルを選択すると、電圧指令ベクトルＶ* の位相θがπ／３を境にして変化しても、Ｖ４とＶ２が入れ替わるだけで、残りの電圧ベクトル及び零電圧ベクトルは変化しない。しかも、図１３から分かるように、電圧指令ベクトルＶ* の位相θ＝π／３の付近では電圧ベクトルＶ４とＶ２の持続時間はほとんど零であるため、電圧指令ベクトルＶ* の存在範囲が変化しても出力電圧が急変するといった問題は生じない。
【００１７】
次に、２つの零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７の持続時間の配分法を図１４を参照しながら説明する。図１４（ｂ）は、図１４（ａ）に示した２つの零電圧ベクトルの持続時間の配分を、所定期間Ｔ毎で異ならせた時の出力電圧波形を示している。この図の最下段に示された線間電圧波形からわかるように、期間Ｔにおける線間電圧の平均値は変化しないが、隣り合った線間電圧パルスの間隔が変化している。従って、零電圧ベクトルの持続時間の配分を時間的に変化させれば、出力線間電圧の高調波成分の周波数が時間的に変化するようになる。そこで、次式を用いて持続時間の配分を行う。
【００１８】
ｔ０＝τ０・ｂ、ｔ７＝τ０（１−ｂ） ・・・（４）
ここで、ｂは値が０から１の間の乱数で、以下、時間配分信号と呼ぶ。
【００１９】
次に動作について説明する。
電圧指令信号発生手段２は、外部から周波数指令信号ｆのアナログ信号を入力し、Ａ／Ｄコンパータ２１によりディジタル信号に変換し、さらにこのディジタル信号をＲＯＭ２２に入力すると、ＲＯＭ２２に記憶された電圧／周波数パターン（ｋ／ｆパターン）に応じて変調率ｋのディジタル信号が出力される。また、上記の周波数指令信号ｆはＶ／Ｆコンバータ２３によってパルス列信号に変換され、このパルス列信号を計数したカウンタ２４は、周波数指令信号ｆを積分した位相θのディジタル信号を出力する。
【００２０】
一方、キャリア信号発生手段３は水晶発振器３１から出力された高周波のクロック信号をＵＰ／ＤＯＷＭカウンタ３２で計数することにより、三角波キャリア信号を出力する。同時に、ＵＰ／ＤＯＷＭカウンタ３２のカウントアップ動作とカウントダウン動作が切り替わるタイミングに同期したクロック信号が出力される。すなわち、三角波キャリア信号の２倍の周波数のクロック信号が出力される。
【００２１】
次に、演算手段としてのマイクロコンピュータ４はクロック信号に同期して、以下の演算を行い、３相の相電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する。まず、マイクロコンピュータ４は、電圧指令信号発生手段２から出力された電圧指令ベクトルＶ* の変調率ｋと位相θを入力する。次に、電圧指令ベクトルＶ* の位相θをπ／３で割り、その商により電圧指令ベクトルＶ* が、図１３の空間電圧ベクトル図中のどのπ／３区間に存在するかを判定する。すなわち、商の値を区間信号とすると、区間信号は位相θの値に応じて６つの値（例えば０から５の値）を取り、それぞれ図１３の区間（ａ）〜（ｆ）に対応する。
次に、２つの電圧ベクトルと２つの零電圧ベクトルの持続時間を、（３）式と同様の次式（５）を用いて計算する。この時使用される位相は、区間信号が変化する毎にリセットされるので、０〜π／３の値をとる。
【００２２】
ｔａ＝Ｔ・｛１−ｋ・ｓｉｎ（π／３＋θ）｝
ｔｂ＝Ｔ・ｋ・ｓｉｎ（π／３−θ）
ｔｃ＝Ｔ・ｋ・ｓｉｎθ ・・・（５）
【００２３】
次に、時間配分信号ｂの値は、乱数発生関数の演算によって求めるか、予めテーブルとしてメモリに記憶させた値を読み出すことによって求める。続いて、上記の演算によって求められた区間信号、電圧ベクトルの持続時間ｔａ、ｔｂ、ｔｃ、及び持続時間配分信号ｂを用いて、図１５の関係に従って、３相の相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を求め、スイッチング信号発生手段５へ出力する。
【００２４】
なお、図１５では、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃは相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* に対応している。そこで、持続時間ｔａ、ｔｂ、ｔｃ、時間配分信号ｂを用いて、電圧指令ベクトルＶ* が例えば（ａ）領域の場合におけるＳａ、Ｓｂ、Ｓｃを示すと、
Ｓａ＝ｂ×ｔａ
Ｓｂ＝Ｓａ＋ｔｂ
Ｓｃ＝Ｓｂ＋ｔｃ
となる。
また、電圧指令ベクトルＶ* が例えば（ｂ）領域の場合におけるＳａ、Ｓｂ、Ｓｃを示すと、
Ｓｂ＝ｂ×ｔａ
Ｓａ＝Ｓｂ＋ｔｃ
Ｓｃ＝Ｓａ＋ｔｂ
となり、Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃに対応した相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* が出力される。
図１６は、上記の演算によって求められた３相の相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* の波形例を示す。ただし、変調度ｋ＝０．８、持続時間配分信号ｂ＝０．５一定としている。
【００２５】
次に、スイッチング信号発生手段５は比較器５１〜５３によって、マイクロコンピュータ４から入力された３相の相電圧指令信号とキャリア信号発生手段３から入力された三角波キャリア信号の振幅比較を行い、３相のインバータ回路１中の半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗのスイッチング信号を発生する。
【００２６】
ここで、相電圧指令信号の振幅が三角波キャリア信号の振幅より大きい時は、半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗがオンするようなスイッチング信号を発生する。さらに、ＮＯＴ回路５４〜５６によって、各相のスイッチング信号のレベルを反転させ、半導体スイッチＳｕ’、Ｓｖ’、Ｓｗ’のオンオフ動作がそれぞれ半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗのオンオフ動作と反対になるようなスイッチング信号を発生する。
【００２７】
上記の動作によって、３相のインバータ回路１からは、キャリア信号発生手段３から出力されたクロック信号の１周期間の時間平均値が電圧指令ベクトルに一致する電圧が出力されるとともに、２つの零電圧ベクトルの持続時間を値がランダムに変化する時間配分信号ｂに応じて変化させたことによって、出力電圧の高調波成分の周波数もランダムに変化する。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＰＷＭインバータ装置の制御装置は以上のように構成されているので、出力電圧の高調波成分の周波数をランダムに変化させていた。その結果、高調波成分の周波数が広い範囲に渡って分散し、同一周波数の高調波成分が連続的に交流電動機に印加されることがなくなり、磁気音が低減できるとされていた。
【００２９】
しかし、上述したように、交流電動機は複数個の固有振動周波数を持つため、高調波成分の周波数が分散されたことによって、これらの固有振動周波数と一致する周波数の高調波成分が発生しやすくなり、高調波成分の周波数を分散させたことによって、かえって聞きづらい磁気音が発生するという課題があった。
【００３０】
特に、１ｋＨｚ以下の周波数範囲まで高調波成分の周波数を分散させると、交流電動機はベアリングが擦れるように音色が変化する磁気音を発するようになり、音質面で磁気音が問題となるとともに、実際のベアリング異常と判別がつかなくなるという課題があった。
【００３１】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、出力電圧の高調波成分の周波数が所定の周波数範囲内で分散するように、出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させて、高調波成分に起因する磁気音の音質を改善することができるＰＷＭインバータ装置の制御方法を提供することを目的とする。
【００３２】
また、電圧ベクトル選択式ＰＷＭインバータ装置に適し、磁気音の音質改善が可能なＰＷＭインバータ装置の制御装置を提供することを目的とする。
【００３３】
さらに、三角波比較式ＰＷＭインバータ装置に適し、磁気音の音質改善が可能なＰＷＭインバータ装置の制御装置を提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係るＰＷＭインバータ装置の制御方法は、キャリア信号の１周期間における出力電圧の時間平均値を電圧指令ベクトルに一致させるとともにパルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変えることなく前記出力電圧の高調波成分のスペクトラムを電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるものである。
【００３５】
請求項２記載の発明に係るＰＷＭインバータ装置の制御方法は、キャリア周波数を時間的に変化させて交流電動機が発生する電磁音成分を測定し、前記電磁音成分のうち前記交流電動機の固有振動によって発生する電磁音成分の周波数を含まないように、キャリア信号の１周期間における出力電圧の時間平均値を電圧指令ベクトルに一致させるとともにパルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変えることなく前記出力電圧の高調波成分のスペクトラムを電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるものである。
【００３６】
請求項３記載の発明に係るＰＷＭインバータ装置の制御装置は、キャリア信号を出力するキャリア信号発生手段と、電圧指令信号をベクトルの形態で出力する電圧指令信号発生手段と、前記電圧指令信号を入力し前記キャリア信号の周期毎に該電圧指令信号が位置する領域を判定する領域判定機能と、インバータ回路の出力電圧が前記電圧指令信号に一致するように前記領域判定機能で判定された領域で選択された前記２つの零電圧ベクトルの和の持続時間と他の２つの電圧ベクトルの持続時間の前記キャリア信号の１周期内における配分を決定する持続時間決定機能と、前記出力電圧の高調波成分のスペクトラムを電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように前記２つの零電圧ベクトルの持続時間の配分を時間的に変化させる持続時間変化機能とを有する演算手段とを備え、スイッチング信号発生手段は各電圧ベクトル毎の持続時間に応じて各相のスイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力するものである。
【００３７】
請求項４記載の発明に係るＰＷＭインバータ装置の制御装置は、演算手段の持続時間変化機能により、周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて前記２つの零電圧ベクトルの動作時間の配分を時間的に変化させるものである。
【００３８】
請求項５記載の発明に係るＰＷＭインバータ装置の制御装置は、キャリア信号を出力するキャリア信号発生手段と、直流成分を持たない正弦波電圧信号を出力する正弦波電圧信号発生手段と、時間に応じて値が変化する直流信号を出力する直流信号発生機能と、前記正弦波電圧信号と前記直流電圧信号とを加算して前記ＰＷＭインバータ装置が出力すべき交流電圧指令信号とする加算機能とを備え、スイッチング信号発生手段は前記交流電圧指令信号と前記キャリア信号とを入力して各相のスイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力するものである。
【００３９】
請求項６記載の発明に係るＰＷＭインバータ装置の制御装置は、直流信号発生手段により、周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて値が変化する直流信号を出力するものである。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１におけるＰＷＭインバータ装置の構成図であり、マイクロコンピュータ（演算手段）４の演算内容以外は図１０で示した従来例と同じである。図において、１は３相のインバータ回路、２は電圧指令信号発生手段、３はキャリア信号発生手段、４はマイクロコンピュータ、５はスイッチング信号発生手段である。
【００４１】
３相のインバータ回路１は、直流電源１１と、半導体スイッチＳｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｕ’、Ｓｖ’、Ｓｗ’と、出力端子１ｕ、１ｖ、１ｗから構成される。なお、半導体スイッチはそれぞれ、トランジスタなどの自己消弧形スイッチング素子と、この素子に逆並列接続されたダイオードとから構成される。電圧指令信号発生手段２は、Ａ／Ｄコンバータ２１、Ｖ／ｆパターンを記憶したＲＯＭ２２、Ｖ／Ｆコンバータ２３及びカウンタ２４とから構成され、外部から供給された周波数指令信号に基づいて電圧指令信号をベクトルの形態で出力する。キャリア信号発生手段３は、水晶発振器３１とＵＰ／ＤＯＷＮカウンタ３２から構成され、クロック信号とキャリア信号を出力する。スイッチング信号発生手段５は、比較器５１〜５３とＮＯＴ回路５４〜５６とから構成されている。
【００４２】
次に、実施の形態１の動作を説明する前に、この発明による電圧ベクトル選択式ＰＷＭの原理について説明する。まず、従来例で説明した（４）式の時間配分信号ｂを、次式（６）のように一定周波数の正弦波信号とした場合の出力線間電圧のフーリエ変換（ＦＦＴ）解析結果の一例を図２に示す。
【００４３】
ｂ＝０．５（１＋ｓｉｎ２πｆ3 ｔ） ・・・（６）
なお、ｆ3 ＝４００Ｈｚ、変調度ｋ＝０．１６、インバータ出力周波数ｆ＝１０Ｈｚ、キャリア周波数ｆc ＝１／２Ｔ＝２ｋＨｚとした。図２（ａ）から、時間配分信号ｂの値は、０から１の間で、かつ周波数がｆ3 の正弦波で変化することがわかる。また、図２（ｂ）から、出力線間電圧の高調波成分の周波数は離散値となることがわかる。この周波数を計算によって求めると次式（７）となる。
【００４４】
ｆh ＝ｎｆc ±ｍｆ±ｖｆ3 ・・・（７）
（ｎ，ｍ，ｖ＝１、２、３・・・）
ここで、ｆh は出力線間電圧の高調波成分の周波数である。なお、図２（ｂ）からわかるように、振幅が大きい高調波成分の周波数は、ｆc ±ｆ3 、２ｆc ±２ｆ3 の４つであることがわかる。
【００４５】
ただし、厳密には、これら４つの周波数の高調波成分はそれぞれ、各周波数±ｆ（または±２ｆ）の周波数の２つの高調波成分に分けられるが、ｆc 、ｆ3 の値と比べてｆの値が小さいため、ｆ＝０と見なしても差し支えない。上記のことから、時間配分信号ｂを周波数一定の正弦波信号とした場合は、高調波成分の周波数は分散しないが、周波数ｆ3 の値を変化させれば、高調波成分の周波数が時間的に変化することがわかる。
【００４６】
そこで、次に、時間配分信号ｂを次式（８）のように周波数が正弦波で時間的に変化する正弦波信号とした場合の出力線間電圧のフーリエ変換（ＦＦＴ）解析結果の一例を図３に示す。
【００４７】
ｂ＝０．５（１＋ｓｉｎ２πｆ3 ｔ）
ｆ3 ＝ｆ1 （１＋ｋ1 ｓｉｎ２πｆ2 ｔ） ・・・（８）
なお、図２と同様に、変調度ｋ＝０．１６、インバータ出力周波数ｆ＝１０Ｈｚ、キャリア周波数ｆc ＝２ｋＨｚとした。また、ｆ1 ＝４００Ｈｚ、ｆ2 ＝４０Ｈｚ、ｋ1 ＝０．７５とした。このとき、ｆ3 の値はｆ1 （１−ｋ1 ）〜ｆ1 （１＋ｋ1 ）の範囲で変化するので、図３（ｂ）からわかるように、出力線間電圧の高調波成分の周波数ｆh は、ｆc ±ｆ1 を中心として±ｋ1 ｆ1 の範囲、２ｆc ±２ｆ3 を中心として±２ｋ1 ｆ1 の範囲で分散する。逆に、ｆc を中心として±ｆ1 （１−ｋ1 ）の範囲Ａ、及び２ｆc を中心として±２ｆ1 （１−ｋ1 ）の範囲Ｂには高調波成分が含まれないことがわかる。
【００４８】
従って、交流電動機の固有振動周波数が上記高調波成分が存在しない周波数範囲に含まれるように、かつ、固有振動周波数以外の周波数範囲では高調波成分の周波数ができる限り広い範囲で分散するように、ｆc 、ｆ1 、ｆ2 及びｋ1 の値を設定すれば、磁気音の音質改善が可能である。なお、ｆ2 は高調波成分の周波数の分散範囲には影響しないが、分散範囲を決定するｆ3 の変化の速さを決定する。
【００４９】
従って、ｆ2 の値が小さいほど高調波成分の分散が密となるが、ｆ2 の周波数で磁気音が変化するのが感知できるようになり、聞きづらい磁気音となる。そこで、ｆ2 の値は、ｆ2 の周波数で変化する磁気音が連続音として聞こえるように、数１０Ｈｚ以上の値に設定することが望ましい。
【００５０】
次に動作について説明する。
この発明は上記のような原理のＰＷＭ法を用いて、出力電圧の高調波成分の周波数を所定の周波数範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるものである。図４は演算手段としてのマイクロコンピュータ４の処理内容を示すフローチャートである。このマイクロコンピュータ４は、キャリア信号発生手段３から出力されるクロック信号に同期して、以下の演算を行い、３相の相電圧指令Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する。
【００５１】
まず、ステップＳＴ１１では、外部から供給された周波数指令信号ｆに基づいて、電圧指令信号発生手段２から出力された電圧指令ベクトルＶ* の変調率ｋと位相θを入力する。つづいて、ステップＳＴ１２では電圧指令ベクトルＶ* の位相θを６０度で割り、その商により電圧指令べクトルＶ* がどのπ／３区間に存在するかの判定が行われる（領域判定機能）。そして、その商を区間信号とすると、区間信号は位相θに応じて６つの値（例えば０から５の値）を取り、それぞれ図１３の区間（ａ）〜（ｆ）に対応する。
【００５２】
次に、ステップＳＴ１３では、２つの電圧ベクトルの持続時間と、２つの零電圧ベクトルの持続時間の和を、従来例と同様に、（５）式を用いて求める（持続時間決定機能）。つづいて、ステップＳＴ１４では、（８）式を用いて時間配分信号ｂの値を演算する（持続時間変化機能）。ここで、キャリア信号発生手段３から出力されるクロック信号の周波数をｆｃｌｋとすると、マイクロコンピュータ４が図４のフローチャートの演算を１回行う毎に、時間が１／ｆｃｌｋ毎に経過することになる。従って、マイクロコンピュータ４では次式（９）の演算によって、（５）式の演算を行う。
【００５３】
ｂ＝０．５（１＋ｓｉｎθ３）
ｆ3 ＝ｆ1 （１＋ｋ1 ｓｉｎθ２）
θ２＝θ２＋２πｆ2 ／ｆｃｌｋ
θ３＝θ３＋２πｆ2 ／ｆｃｌｋ ・・・（９）
【００５４】
次に、ステップＳＴ１５では、ＳＴ２で求められた区間信号、ＳＴ３で求められた電圧べクトルの持続時間、及びＳＴ４で求められた時間配分信号ｂを用いて、図１５の関係に従って、３相の相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を計算し、ステップＳＴ１６でこれらの相電圧指令信号を出力する。
【００５５】
スイッチング信号発生手段５では、従来例と同様に、これらの相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* とキャリア信号発生手段３から出力された三角波キャリア信号との振幅比較結果に応じて、３相のインバータ回路１の半導体スイッチヘのオンオフ信号が出力される。３相のインバータ回路１の半導体スイッチはこれらのオンオフ信号に応じてオンオフ動作し、クロック信号の１周期間の時間平均値が上記相電圧指令信号に一致する交流電圧を出力端子から出力する。
【００５６】
以上のように、この実施の形態１によれば、パルス幅変調で決定されたパルス幅を変えることなく、出力電圧の発生タイミングを変化させることにより、交流電動機の固有振動周波数を含まずかつできる限り広い範囲で出力線間電圧の高調波成分の周波数を分散させることができ、磁気音の音質を改善し、耳に聞きやすくすることができる。
【００５７】
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２による三角波比較式ＰＷＭインバータ装置の構成図であり、電圧指令発生手段が無いことと、マイクロコンピュータ４の演算内容以外は図１で示した実施の形態１と同じである。
次に、この実施の形態２における三角波比較式ＰＷＭ法の原理について説明する。図６（ａ）に示すように、３相の正弦波相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* と三角波キャリア信号Ｃの振幅比較によってＰＷＭが行われる。この場合、３相の相電圧指令信号をＶｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* とすると、次式（１０）が成り立つ。
【００５８】
Ｖｕ* ＋Ｖｖ* ＋Ｖｗ* ＝０ ・・・（１０）
すなわち、通常の三角波比較式ＰＷＭインバータ装置では、零相電圧が０となるように、直流分を持たない正弦波信号が相電圧指令信号として用いられる。
【００５９】
ここで、この発明によるＰＷＭ法は、出力線間電圧パルスの発生タイミングを変化させる方式である。これを三角波比較式ＰＷＭで行うためには、図６（ｂ）に示すように、３相の相電圧指令信号全てに同じ直流電圧信号Ｖｏを加算すればよい。
【００６０】
この場合は、（１０）式の関係が満足されず零相電圧が生じるが、出力線間電圧の値は変化しない。しかし、相電圧指令信号と三角波キャリア信号の振幅が一致するタイミングで、３相のインバータ回路中の各相の半導体スイッチのオンオフ動作の切換が行われるため、出力線間電圧パルスの発生タイミングは、直流電圧信号Ｖｏの値によって変化する。
【００６１】
さらに、三角波比較式ＰＷＭインバータ装置の出力電圧ベクトルを調べると、図６中に示された範囲で各電圧ベクトルが選択されることがわかる。ここである時間において、図６（ａ）、（ｂ）に垂直に直線Ｌを引くと、図６（ｃ）の拡大図に示すように、それぞれの電圧ベクトルの占める割合は、キャリア半周期Ｔでのそれぞれの電圧ベクトルの持続時間ｔ７、τ６、τ４、ｔ０の割合に比例する。そこで、縦軸をキャリア半周期Ｔと見ると、それぞれの電圧ベクトルの占める長さは、それぞれの電圧ベクトルの持続時間となる。従って、図６の（ａ）と（ｂ）を比較すると、直流電圧信号Ｖｏの値が正の場合は零電圧ベクトルＶ７の持続時間ｔ７が増加し、負の場合は零電圧ベクトルＶ０の持続時間ｔ０が増加することがわかる。
【００６２】
次に、例えば、キャリア信号Ｃの半周期間には、出力される零ベクトルＶ０とＶ７の持続時間の和であるτ０は次式（１１）となる。
τ０＝Ｔ−（τ４＋τ６） ・・・（１１）
ここで、Ｔはキャリア信号の半周期である。従って、キャリア信号及び相電圧指令信号の最大振幅が１に正規化されているものとすると、キャリア信号に同期した各サンプリング毎に設定可能な直流電圧信号Ｖｏの最大値Ｖｏ＿ｍａｘは次式（１２）となる。
【００６３】
Figure 0003708292
そこで、直流電圧信号Ｖｏの値を次式（１３）を用いて計算するとともに、式中の時間配分信号ｂの値を式（８）を用いて計算すれば、実施の形態１と同様に、出力線間電圧パルスの発生タイミングが時間的に変化することがわかる。
【００６４】
Ｖｏ＝ｂ・Ｖｏ＿ｍａｘ−１（０≦ｂ≦１） ・・・（１３）
【００６５】
次に動作について説明する。
この発明は上記のような原理のＰＷＭ法を用いて、出力電圧の高調波成分の周波数を所定の周波数範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるものである。図７はマイクロコンピュータ４の処理内容を示すフローチャートである。このマイクロコンピュータ４は、キャリア信号発生手段３から出力されるクロック信号に同期して以下の演算を行い、３相の相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を出力する。まず、ステップＳＴ２１では、周波数指令信号ｆを読み込む。次に、ステップＳＴ２２では、次式（１４）を用いて、直流成分を持たない３相の正弦波電圧信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの値を求める（正弦波電圧発生機能）。
【００６６】
θ＝θ＋（２πｆ／ｆｃｌｋ）
Ｖｕ＝Ｋ1 ｆｓｉｎθ
Ｖｖ＝Ｋ1 ｆｓｉｎ（θ−２π／３）
Ｖｗ＝−（Ｖｕ＋Ｖｖ） ・・・（１４）
ここで、θ＝θ＋（２πｆ／ｆｃｌｋ）の演算にクロック信号の周波数ｆｃｌｋが含まれるのは、上述したように、マイクロコンピュータ４が図７のフローチャートの演算を１回行う毎に、時間が１／ｆｃｌｋだけ経過するためである。
【００６７】
次に、ステップＳＴ２３では、次の演算によって直流電圧信号Ｖｏの値を求める。すなわち、（１２）式を用いて直流電圧信号Ｖｏの最大値Ｖｏ＿ｍａｘを計算する。ここで、三角波比較式ＰＷＭインバータ装置の場合、出力可能な正弦波相電圧の最大振幅はＥ／２（Ｅはインバータ回路の直流電圧値）となるので、上記３相の正弦波電圧信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの値をＥ／２で割ることにより、これらの信号は最大振幅が１に正規化される。つづいて、（９）式の演算を行って、時間配分信号ｂの値を求め、さらに、（１３）式を用いて直流電圧信号Ｖｏの値を計算する（直流電圧信号発生機能）。
【００６８】
次に、ステップＳＴ２４では、次式（１５）の演算によって、３相の相電圧指令信号Ｖｕ* 、Ｖｖ* 、Ｖｗ* を求め（加算機能）、ステップＳＴ２５でこれらの値を出力する。
Ｖｕ* ＝Ｖｕ＋Ｖｏ
Ｖｖ* ＝Ｖｖ＋Ｖｏ ・・・（１５）
Ｖｗ* ＝Ｖｗ＋Ｖｏ
【００６９】
スイッチング信号発生手段５では、従来例と同様に、これらの相電圧指令信号とキャリア信号発生手段３から出力された三角波キャリア信号との振幅比較結果に応じて、３相のインバータ回路１中の半導体スイッチヘのオンオフ信号が出力される。さらに、これらのオンオフ信号に応じて、３相のインバータ回路１中の半導体スイッチをオンオフ動作させると、クロック信号の１周期間の時間平均値が上記相電圧指令信号に一致する交流電圧が出力端子から出力される。
【００７０】
以上のように、この実施の形態２によれば、正弦波信号と時間に応じて値が変化する直流成分を加算した信号を電圧指令信号として用いることにより、三角波比較式ＰＷＭインバータ装置に適し、磁気音の音質を改善し、磁気音を耳に聞きやすくなるように改善できる。
【００７１】
実施の形態３．
実施の形態３は前記図１に示した実施の形態１、または図５に示した実施の形態２において、インバータ回路１の出力端子１ｕ、１ｖ、１ｗに３相の交流電動機を接続するとともに、この交流電動機の発生騒音を測定するための騒音計などの磁気音測定装置（図示せず）を設けたものである。
【００７２】
ここで、キャリア周波数を連続的に変化させた場合の発生騒音を測定し、同時に測定した交流電動機の１次電流とこの発生騒音の高調波成分の振幅比を調べることにより、交流電動機の固有振動周波数を実測することができる。ここで、出力線間電圧の代わりに１次電流を用いるのは、交流電動機の１次巻線インダクタンスによって１次電流の高調波成分のうち高い周波数成分の振幅が減衰するため、測定が容易であることによる。また、高い周波数成分の振幅が減衰しても、この領域の磁気音は周波数が高いため、問題とならない。
【００７３】
図８は、３．７ｋＷの汎用誘導電動機の騒音特性を上記の方法によって測定した結果である。この図から、１次電流の高調波成分に対する騒音の高調波成分の振幅比は、０．８ｋＨｚ、２．５ｋＨｚ、及び３．８ｋＨｚ付近にピーク値を持ち、これらが固有振動周波数であることがわかる。そこで、次に、これらの固有振動周波数を含まず、かつできる限り広い範囲で出力線間電圧の高調波成分の周波数を分散させるために、（５）式に示された時間配分信号ｂの演算式において、パラメータの値を次のように設定した。
【００７４】
ｆC ＝１．５８ｋＨｚ、ｆ1 ＝３６５Ｈｚ、ｆ2 ＝４０Ｈｚ
ｋ1 ＝０．８６ ・・・（１６）
【００７５】
次に、上式（１６）のようにパラメータ値を設定し、実施の形態１の装置で上記誘導電動機を駆動した時の騒音測定結果を図９に示す。この図から、１次電流の高調波成分には、上記の固有振動周波数が含まれず、また、固有振動周波数に起因する磁気音が生じないことがわかる。さらに、騒音の高調波成分は、図８に示したようなピークを持った成分を含まず、広い周波数範囲に渡って、ほぼ同じ振幅となっていることがわかる。
【００７６】
以上のように、実施の形態３によれば、固有振動周波数によって発生する電磁音成分の周波数を含まないように、出力電圧の高調波成分の周波数を所定の周波数範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させることにより、磁気音の改善をより効果的に行うことができる。
【００７７】
実施の形態４．
上記の実施の形態３では、（８）式に示された時間配分信号ｂの演算式において、周波数ｆ3 の値を正弦波信号で変化させたが、ｆ3 が±ｋ1 ｆ1 の範囲の値であれば、高調波成分の分散範囲は同じである。そこで、ｆ3 の値を次式を用いて演算するようにしてもよい。
【００７８】
ｆ3 ＝ｆ1 ［１＋ｋ1 ｆ（ｔ）］ ・・・（１７）
ここで、ｆ（ｔ）は±１の範囲の値を持つ乱数などの任意時間関数。
【００７９】
以上のように、実施の形態４によれば、直流成分の値を周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて変化させることにより、磁気音の改善をより効果的に行うことができる。
【００８０】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明によれば、パルス幅変調で決定されたパルス幅を変えることなく、出力電圧の高調波成分の周波数を電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、出力電圧の発生タイミングを変化させるように構成したので、交流電動機の固有振動周波数を含まずかつできる限り広い範囲で出力線間電圧の高調波成分の周波数を分散させることができるので、磁気音の音質を改善し、耳に聞きやすくすることができる効果がある。
【００８１】
請求項２記載の発明によれば、キャリア周波数を時間的に変化させることによって交流電動機の固有振動周波数を測定し、この固有振動周波数によって発生する電磁音成分の周波数を含まないように、出力電圧の高調波成分の周波数を電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させるように構成したので、磁気音の改善をより効果的に行うことができる効果がある。
【００８２】
請求項３記載の発明によれば、各電圧ベクトル毎の持続時間から各相のスイッチング素子を駆動するスイッチング信号をスイッチング信号発生手段から出力するように構成したので、電圧ベクトル選択式ＰＷＭインバータに適し、磁気音の音質を改善し、耳に聞きやすくなるように改善できる効果がある。
【００８３】
請求項４記載の発明によれば、周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて２つの零電圧ベクトルの持続時間の配分を時間的に変化させるように構成したので、磁気音の改善をより効果的に行うことができる効果がある。
【００８４】
請求項５記載の発明によれば、正弦波信号と時間に応じて値が変化する直流成分を加算した信号を電圧指令信号として用いるように構成したので、三角波比較式ＰＷＭインバータ装置に適し、磁気音の音質を改善し、磁気音を耳に聞きやすくなるように改善できる効果がある。
【００８５】
請求項６記載の発明によれば、直流成分の値を周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて変化させるように構成したので、磁気音の改善をより効果的に行うことができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１におけるＰＷＭインバータ装置の構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１において電圧ベクトル選択式ＰＷＭインバータ装置の２つの零ベクトルの持続時間配分を、一定周波数の正弦波信号に応じて時間的に変化させた場合の出力電圧のＦＦＴ解析の説明図である。
【図３】 この発明の実施の形態１において電圧ベクトル選択式ＰＷＭインバータ装置の２つの零ベクトルの持続時間配分を、周波数が可変の正弦波信号に応じて時間的に変化させた場合の出力電圧のＦＦＴ解析図である。
【図４】 この発明の実施の形態１におけるマイクロコンピュータの処理内容を示すフローチャートである。
【図５】 この発明の実施の形態２におけるＰＷＭインバータ装置の構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態２における三角波比較ＰＷＭインバータ装置を示す説明図である。
【図７】 この発明の実施の形態２におけるマイクロコンピュータの処理内容を示すフローチャートである。
【図８】 この発明の実施の形態３における交流電動機の固有振動周波数の特性図である。
【図９】 この発明の実施の形態３における交流電動機の固有振動周波数を含まない１次電流と騒音のＦＦＴ解析図である。
【図１０】 従来のＰＷＭインバータ装置の構成図である。
【図１１】 インバータ回路の出力可能な電圧ベクトルの説明図である。
【図１２】 空間ベクトル方式によるパルス幅変調の説明図である。
【図１３】 電圧ベクトルの選択順序の説明図である。
【図１４】 ２つの零ベクトルの持続時間配分の説明図である。
【図１５】 制御信号の演算順序の説明図である。
【図１６】 ３相の相電圧指令信号の波形例を示す図である。
【符号の説明】
Ｅ 直流電源、Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗ、Ｓｕ’、Ｓｖ’、Ｓｗ’ スイッチング素子、１ インバータ回路、２ 電圧指令信号発生手段、３ キャリア信号発生手段、４ マイクロコンピュータ（演算手段）、５ スイッチング信号発生手段。

Claims (6)

  1. パルス幅変調制御により交流出力電圧を制御するＰＷＭインバータ装置の制御方法において、キャリア信号の１周期間における前記出力電圧の時間平均値を電圧指令ベクトルに一致させるとともに前記パルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変えることなく前記出力電圧の高調波成分のスペクトラムを電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させることを特徴とするＰＷＭインバータ装置の制御方法。
  2. 交流電動機を駆動するＰＷＭインバータ装置の制御方法において、キャリア周波数を時間的に変化させて前記交流電動機が発生する電磁音成分を測定し、前記電磁音成分のうち前記交流電動機の固有振動によって発生する電磁音成分の周波数を含まないように、キャリア信号の１周期間における出力電圧の時間平均値を電圧指令ベクトルに一致させるとともに前記パルス幅変調制御で決定されたパルス幅を変えることなく前記出力電圧の高調波成分のスペクトラムを電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように、該出力電圧の発生タイミングを時間的に変化させることを特徴とするＰＷＭインバータ装置の制御方法。
  3. 直流電源の正極と負極との間に、第１および第２のスイッチング素子を直列接続するとともに、前記第１と第２のスイッチング素子の接続点を出力端子とするインバータ回路を３相分設けたＰＷＭインバータ装置の制御装置において、
    キャリア信号を出力するキャリア信号発生手段と、
    電圧指令信号をベクトルの形態で出力する電圧指令信号発生手段と、
    前記電圧指令信号を入力し前記キャリア信号の周期毎に該電圧指令信号が位置する領域を判定する領域判定機能と、前記インバータ回路の出力電圧が前記電圧指令信号に一致するように前記領域判定機能で判定された領域で選択された前記２つの零電圧ベクトルの和の持続時間と他の２つの電圧ベクトルの持続時間の前記キャリア信号の１周期内における配分を決定する持続時間決定機能と、前記出力電圧の高調波成分のスペクトラムを電動機の固有振動によって発生する電磁気音成分の周波数を含まない範囲内で分散させ、かつ時間的に変化させるように前記２つの零電圧ベクトルの持続時間の配分を時間的に変化させる持続時間変化機能とを有する演算手段と、
    各電圧ベクトル毎の持続時間に応じて前記各相のスイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段とを具備したことを特徴とするＰＷＭインバータ装置の制御装置。
  4. 演算手段の持続時間変化機能は、周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて前記２つの零電圧ベクトルの動作時間の配分を時間的に変化させることを特徴とする請求項３記載のＰＷＭインバータ装置の制御装置。
  5. パルス幅変調制御により交流出力電圧を制御するＰＷＭインバータ装置の制御装置において、
    キャリア信号を出力するキャリア信号発生手段と、
    直流成分を持たない正弦波電圧信号を出力する正弦波電圧信号発生手段と、
    時間に応じて値が変化する直流信号を出力する直流信号発生機能と、前記正弦波電圧信号と直流電圧信号とを加算して前記ＰＷＭインバータ装置が出力すべき交流電圧指令信号とする加算機能とを有する演算手段と、
    前記交流電圧指令信号と前記キャリア信号とを入力して各相のスイッチング素子を駆動するスイッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段とを具備したことを特徴とするＰＷＭインバータ装置の制御装置。
  6. 直流信号発生手段は、周波数が時間的に変化する正弦波信号に応じて値が変化する直流信号を出力することを特徴とする請求項５記載のＰＷＭインバータ装置の制御装置。
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