DE69835853T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines pulsbreitenmodulierten Wechselrichters - Google Patents

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern eines PMW-Wechselrichters zum Zweck der Steuerung seiner Ausgangsspannungen.
  • Beschreibung des Stands der Technik
  • Beim Antreiben eines Wechselstrommotors unter Verwendung eines PWM-Wechselrichters verursachen Hochfrequenzkomponenten, die in jeder der Ausgangsspannungen von dem PWM-Wechselrichter enthalten sind, eine magnetische Anziehungskraft und Rauschen, das als elektromagnetisches Rauschen bezeichnet wird. Da insbesondere HF-Komponenten, welche die gleiche Frequenz haben, dem Wechselstrommotor kontinuierlich zugeführt werden, wenn die Trägerfrequenz konstant ist, wird ein starkes elektromagnetisches Rauschen erzeugt.
  • Außerdem haben Wechselstrommotoren eine Vielzahl von Eigenfrequenzen, die von ihrem Aufbau abhängig sind. Wenn also die Ausgangsspannungen von dem PWM-Wechselrichter eine HF-Komponente mit einer Frequenz enthalten, die gleich einer von der Vielzahl von Eigenfrequenzen des von dem PWM-Wechselrichter gesteuerten Wechselstrommotors ist, so werden die in dem Wechselstrommotor erzeugten Schwingungen stärker, und der Spitzenwert des elektromagnetischen Rauschens wird höher.
  • Zur Lösung dieses Problems zeigt die offengelegte JP-Patentanmeldung (KOKAI) Nr. 7-177 753 eine bekannte Steuervorrichtung zum Steuern eines PWM-Wechselrichters. 10 zeigt ein schematisches Schaltbild der bekannten Steuervorrichtung. In der Figur bezeichnet 1 eine Drehstrom-Wechselrichterschaltung, 2 bezeichnet eine Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit zum Erzeugen eines Referenzspannungsvektors, 3 bezeichnet eine Trägersignal-Erzeugungseinheit zum Erzeugen eines Trägersignals, 4 bezeichnet einen Mikrocomputer, und 5 bezeichnet eine Schaltsignal-Erzeugungseinheit zum Erzeugen eines Schaltsignals.
  • Die Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1 weist eine Vielzahl von Halbleiterschaltern Su, Sv, Sw, Su', Sv' und Sw' sowie eine Vielzahl von Ausgängen 1u, 1v und 1w auf. Jeder von der Vielzahl von Halbleiterschaltern weist ein selbstlöschendes Schaltelement, wie etwa einen Transistor und ein Paar von Dioden (nicht gezeigt) auf, die antiparallel zu dem Schaltelement angeschlossen sind. Die Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit 2 weist einen A/D-Wandler 21, ein ROM 22 zum Speichern eines k/f-Musters oder V/f-Musters, einen V/F-Wandler 23 und einen Zähler 24 auf. Die Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 weist einen Kristalloszillator 31 und einen Aufwärts-/Abwärts-Zähler 32 auf. Die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 besteht aus Komparatoren 51 bis 53 und NICHT-Gliedern 54 bis 56.
  • Als nächstes folgt eine Beschreibung des Prinzips der PWM-Steuerung vom Spannungsvektorwähltyp, welche die bekannte Steuervorrichtung verwendet. Jede der drei Wechselstrom-Ausgangsphasenspannungen Vu, Vv und Vw, die den drei Phasen U, V und W entsprechen, unterschiedliche Phase haben und jeweils an den Ausgängen 1u, 1v bzw. 1w erscheinen, kann einen von zwei möglichen Werten 0 und E haben, wobei E die Spannung einer Gleichstrom-Energieversorgung 11 repräsentiert, die in der Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1 enthalten ist. Der Schaltstatus des Wechselrichters im Fall von Vu = E, Vv = 0 und Vw = 0 kann mit einem Vektor (E00) bezeichnet werden. Die Normierung dieses Vektors mit E ergibt einen Vektor (100), der als ein Spannungsvektor bezeichnet wird.
  • Da jede der drei Wechselspannungen Vu, Vv und Vw einen von zwei möglichen Werten 0 und E haben kann, wie bereits gesagt, kann der Drehstrom-Wechselrichter 1 jeden von acht (= 2 × 2 × 2) verschiedenen Spannungsvektoren liefern. 11 zeigt diese acht verschiedenen Spannungsvektoren. In 11 repräsentieren die Ecken des dargestellten regelmäßigen Hexagons die jeweiligen Spannungsvektoren V1 [= (001)], V3 [= (011)], V2 [= (010)], V6 [= (110)], V4 [= (100)] bzw. V5 [= (101)]. Jeder der verbliebenen zwei Spannungsvektoren V0 [= (000)] und V7 [= (111)], deren Leiterspannungen Null sind, wird als ein Nullspannungsvektor bezeichnet.
  • Als nächstes folgt die Beschreibung eines Verfahrens zum Steuern der Ausgangsspannungen, wenn ein Referenzspannungsvektor V* innerhalb eines gleichseitigen Dreiecks liegt, das drei Spitzen hat, die von den zwei Spannungsvektoren V4 [= (100)] und V6 [= (111)] und dem Nullspannungsvektor V0 [= (000)] oder V7 [= (111)] definiert sind, wie es in 12 gezeigt ist.
  • Es soll angenommen werden, daß der Referenzspannungsvektor V* eine Amplitude oder Größe k hat und sich mit einer Frequenz ω im Uhrzeigersinn dreht. Um einen Vektor, der die Mittelwerte der momentanen Amplituden der Wechselstrom-Ausgangsspannungen für einen vorbestimmten Zeitraum T darstellt, mit dem Referenzspannungsvektor V* in Übereinstimmung zu bringen, muß die Länge des geometrischen Orts, der die Form eines Kreisbogens hat, am Ende des Referenzspannungsvektors V* die gleiche wie die des geometrischen Orts der Summe der beiden Spannungsvektoren V4 [= (100)] und V6 [= (100)] und der Nullspannungsvektoren V0 [= (000)] oder V7 [= (111)] sein. Somit erhält man die folgende Gleichung (1): 1/√3·t4 + 1/√3·exp(jπ/3)·t6 = k·exp(jθ)·T (1),wobei θ = ωt ist und t4 und t6 die Zeitdauern der Spannungsvektoren V4 bzw. V6 bezeichnen. Der Einfachheit halber soll angenommen werden, daß die Größen der Spannungsvektoren V4 und V6, die ausgehend von dem in 12 gezeigten Ursprung gemessen werden, 1/√3 sind.
  • Da die Summe der Zeitdauern dieser Spannungsvektoren V4 und V6 und der Nullspannungsvektoren V0 und V7 gleich der vorbestimmten Zeitdauer T ist, wird außerdem die folgende Gleichung (2) erhalten: t4 + t6 + t0 + t7 = T (2), wobei t0 bzw. t7 die Zeitdauern der Nullspannungsvektoren V0 bzw. V7 darstellen. Unter Anwendung der Gleichungen (1) und (2) werden die Zeitdauern dieser Spannungsvektoren V4 und V6 und der Nullspannungsvektoren V0 und V7 erhalten und sind durch die folgenden Gleichungen (3) gegeben: t4 = T·k·sin(π/3 – θ) t6 = T·k·sinθ t0 + t7 = T·{1 – k·sin(π/3 + θ)} (3),
  • Wenn also die Spannungsvektoren V4, V6, V0 und V7 für die durch die obigen Gleichungen (3) gegebenen Zeitdauern sequentiell angegeben werden, so sind die Mittelwerte der momentanen Amplituden der Wechselstrom-Ausgangsspannungen für die vorbestimmte Zeitdauer T jeweils äquivalent den drei Koordinaten des Referenzspannungsvektors V*. Die Aufteilung der Summe (t0 + t7) zwischen den Nullspannungsvektoren V0 und V7 wird nachstehend erläutert.
  • Die vorstehende Beschreibung richtet sich auf die Impulsbreitenmodulation in einem Fall, in dem der Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V* in einem Phasenwinkelbereich von 0 bis π/3 liegt, wie in 12 gezeigt ist. Das Ändern der Wahl von zwei Spannungsvektoren, die nicht die Nullspannungsvektoren sind, jedesmal dann, wenn der Phasenwinkel des Referenzspannungsvektors V* sich um π/3 ändert, kann aber eine ähnliche Steuerungsoperation ermöglichen, auch wenn der Phasenwinkel des Referenzspannungsvektors V* im Bereich von π/3 bis 2π liegt.
  • Als nächstes folgt die Beschreibung eines sequentiellen Ablaufs zum Wählen von zwei Spannungsvektoren und zwei Nullspannungsvektoren unter Bezugnahme auf 13. Zwei Spannungsvektoren und die beiden Nullspannungsvektoren werden sequentiell entsprechend einem der in 13 gezeigten Pfeile gewählt. Wenn beispielsweise der Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V* in dem Bereich von 0 bis π/3 liegt, erfolgt die Wahl dieser Spannungsvektoren in der Reihenfolge V0, V4, V6 und V7 während einer vorbestimmten Zeitdauer T.
  • Die Wahl des Spannungsvektors wird dann in der Reihenfolge V7, V6, V4 und VO während der nächsten vorbestimmten Zeitdauer T durchgeführt. Somit werden diese Spannungsvektoren V0, V4, V6 und V7 sequentiell in den vorgenannten Reihenfolgen gewählt, während der Phasenwinkel des Referenzspannungsvektors V* in dem Bereich von 0 bis π/3 liegt.
  • Wenn der Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V* größer wird und sich dann zu einem Bereich von π/3 bis 2π/3 verschiebt, werden zwei andere Spannungsvektoren, und zwar V2 und V6, und die beiden Nullspannungsvektoren sequentiell in der Reihenfolge V0, V2, V6, V7, V6, V2 und V0 während zwei vorbestimmten Zeitdauern 2T gewählt.
  • Bei der Wählsequenz von Spannungsvektoren, die in einer solchen Reihenfolge stattfindet, wird, nachdem sich der Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V * zu dem Bereich von π/3 bis 2π/3 verschoben hat, der Austausch des Spannungsvektors V4 durch einen anderen Spannungsvektor V2 einfach durchgeführt, während gleichzeitig die Wählsequenz des verbleibenden Spannungsvektors V6 und der zwei Nullspannungsvektoren unverändert bleibt.
  • Da die Zeitdauern der Spannungsvektoren V4 und V2 nahezu Null sind, wenn der Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V* π/3 oder nahezu π/3 ist, wie aus 13 zu sehen ist, ändern sich außerdem die Ausgangsspannungen nicht abrupt, obwohl sich der Referenzspannungsvektor V* von einem Phasenwinkelbereich π/3 zu einem benachbarten anderen Phasenwinkelbereich von π/3 verschiebt.
  • Als nächstes folgt die Beschreibung eines Verfahrens zum Timesharing der Summe (t0 + t7) der zwei Nullspannungsvektoren V0 und V7 unter diesen. 14(a) zeigt ein Beispiel der Wellenformen von Ausgangsspannungen, wenn das Timesharing der Summe (t0 + t7) zwischen den zwei Nullspannungsvektoren V0 und V7 während sämtlicher vorbestimmter Zeitdauern aufrechterhalten wird.
  • Dagegen zeigt 14(b) ein Beispiel der Wellenformen von Ausgangsspannungen, wenn das Timesharing der Summe (t0 + t7) zwischen den zwei Nullspannungsvektoren V0 und V7 zu vorbestimmten Zeitdauern T geändert wird. Wie aus der Wellenform einer Leitungsspannung, die am Unterende von 14(b) gezeichnet ist, zu sehen ist, wird der Mittelwert der Leitungsspannung für eine Zeitdauer T nicht geändert, während das Intervall zwischen den beiden benachbarten Leitungsspannungsimpulsen geändert wird.
  • Die Änderung des Timesharings der Summe der Zeitdauern der Nullspannungsvektoren untereinander bewirkt, daß sich die Frequenzen von HF-Komponenten, die in jeder der Wechselstrom-Ausgangsspannungen, d. h. Ausgangsleitungsspannungen, enthalten sind, über die Zeit ändern. Ein Sharing der Summe τ0 = t0 + t7 der Zeitdauern der Nullspannungsvektoren V0 und V7 untereinander kann gemäß den folgenden Gleichungen durchgeführt werden: t0 = τ0·b t7 = τ0·(1 – b) (4),wobei b eine beliebige Zahl ist, die in dem Bereich von 0 bis 1 liegt, und b außerdem den Wert eines Timesharing-Signals darstellt, um das Verhältnis der Zeitdauer des Nullspannungsvektors V0 zu der Summe der Zeitdauern der Nullspannungsvektoren V0 und V7 zu bestimmen.
  • Im Betrieb akzeptiert die Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit 2 ein analoges Referenzfrequenzsignal f und wandelt es mit Hilfe des A/D-Wandlers 21 in ein äquivalentes Digitalsignal um. Wenn das ROM 22 das Digitalsignal von dem A/D-Wandler 21 empfängt, liefert es ein Digitalsignal mit einem Modulationsfaktor k entsprechend dem Spannungs-/Frequenzmuster oder k/f-Muster, das darin gespeichert ist.
  • Das Referenzfrequenzsignal f wird außerdem von dem V/F-Wandler 23 in eine Serie von Impulsen umgewandelt. Der Zähler 24 zählt die Serie von Impulsen von dem V/F-Wandler 23 und liefert ein Digitalsignal, das den Phasenwinkel θ eines Referenzspannungsvektors darstellt, der durch Integration des eingegebenen Referenzfrequenzsignals f erhalten worden ist.
  • Andererseits zählt die Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 Impulse, die in einem Taktsignal mit hoher Frequenz enthalten sind und von dem Kristalloszillator 31 empfangen worden sind, mittels des Aufwärts-/Abwärts-Zählers 32 und erzeugt dann ein Trägersignal mit Dreieckwellenform. Gleichzeitig erzeugt der Aufwärts-/Abwärts-Zähler 32 der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 ein Taktsignal, das mit dem Zeitpunkt synchron ist, zu dem der Aufwärts-/Abwärts-Zähler 32 zwischen seinem Aufwärtszählbetrieb und seinem Abwärtszählbetrieb umschaltet. Anders ausgedrückt, es erzeugt die Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 ein Taktsignal, dessen Frequenz doppelt so hoch ist wie diejenige des Trägersignals, das eine Dreieckwellenform hat.
  • Der Mikrocomputer 4 führt Rechenoperationen synchron mit dem Taktsignal von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 aus und liefert dann drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* wie folgt: Wenn der Mikrocomputer 4 den Modulationsfaktor k und Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors v* akzeptiert, dividiert er den Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V * durch π/3 und bestimmt dann zuerst, in welchem Dreiecksbereich, der einen π/3-Phasenwinkelbereich hat, wie 13 zeigt, der Referenzspannungsvektor V* liegt, entsprechend dem Quotienten des durch π/3 dividierten Phasenwinkels θ.
  • Mit anderen Worten, unter der Annahme, daß der Quotient des durch π/3 dividierten Phasenwinkels θ den Wert eines Bereichsbestimmungssignals definiert, kann das Bereichsbestimmungssignal einen von sechs möglichen Werten haben, z. B. eine der ganzen Zahlen von 0 bis 5, was von dem Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V* abhängt. Die sechs möglichen Werte des Bereichsbestimmungssignals entsprechen jeweiligen Winkelbereichen (a) bis (f), wie in 13 gezeigt ist.
  • Dann berechnet der Mikrocomputer 4 die Zeitdauern tb und tc der zwei gewählten Spannungsvektoren und die Summe ta der Zeitdauern der zwei Nullspannungsvektoren entsprechend den folgenden Gleichungen (5), die den Gleichungen (3) ähnlich sind: ta = T{1 – k·sin(π/3 + θ)} tb = T·k·sin(π/3 – θ) tc = T·k·sinθ (5),
  • Der Wert b des Timesharing-Signals wird bestimmt durch die Ausführung einer Zufallszahlerzeugungsfunktion oder durch Auslesen einer Zahl aus einer in einem Speicher enthaltenen Tabelle. Danach bestimmt der Mikrocomputer 4 die Werte der drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* unter Verwendung des Werts des Bereichsbestimmungssignals, der Zeitdauern der Spannungsvektoren ta, tb und tc und des Werts b des Timesharing-Signals entsprechend einer Beziehung oder Tabelle von 15, die zur Bestimmung des Zeitpunkts der Erzeugung der Ausgangsspannungen während einer vorbestimmten Zeitdauer T verwendet wird. Dann liefert der Mikrocomputer 4 die Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* an die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5.
  • In 15 entsprechen Sa, Sb und Sc, die zum Bestimmen des Zeitpunkts der Erzeugung der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen während einer vorbestimmten Zeitdauer T dienen, jeweils den Referenzphasen-Spannungssignalen Vu*, Vv* bzw. Vw*. Wenn der Referenzspannungsvektor V* in dem Dreiecksbereich (a) liegt, d. h. der Phasenwinkel des Referenzspannungsvektors V * in dem Phasenwinkelbereich (1) von 0 bis π/3 liegt, dann sind Sa, Sb und Sc gegeben durch die folgenden Gleichungen unter Anwendung der Zeitdauern ta, tb und tc und des Werts des Timesharing-Signals: Sa = b·ta Sb = Sa + tb Sc = Sb + tc.
  • Wenn der Referenzspannungsvektor V* in dem Dreiecksbereich (b) liegt, sind Sa, Sb und Sc durch die folgenden Gleichungen gegeben: Sb = b·ta Sa = Sb + tc Sc = Sa + tb.
  • Schließlich liefert der Mikrocomputer 4 die Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* entsprechend Sa, Sb und Sc an die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5.
  • Als nächstes wird auf 16 Bezug genommen; diese zeigt ein Diagramm als Beispiel der Wellenformen der drei von dem Mikrocomputer berechneten Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* für den Modulationsfaktor k = 0,8 und den Wert des Timesharing-Signals b = 0,5.
  • Unter Verwendung der Komparatoren 51 bis 53 vergleicht die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 die Amplituden der drei Referenzphasen-Spannungssignale von dem Mikrocomputer 4 mit derjenigen der Dreieckswellen-Trägersignale von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 und erzeugt und liefert dann Schaltsignale an die Halbleiterschalter Su, Sv und Sw innerhalb der Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1.
  • Wenn die Amplitude von jedem der Referenzphasen-Spannungssignale größer als diejenige der Dreieckswellen-Trägersignals ist, erzeugt jeder der Komparatoren der Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 ein Schaltsignal zum Einschalten der jeweiligen Halbleiterschalter Su, Sv und Sw der Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1. Jedes von den NICHT-Gliedern 54 bis 56 invertiert das Schaltsignal von jedem der Komparatoren, so daß jeder der Halbleiterschalter Su', Sv' und Sw' ein- oder ausgeschaltet wird, so daß diese umgekehrt zu den anderen Schaltern Su, Sv und Sw schalten.
  • Somit liefert die Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1 drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen, deren Mittelwerte der momentanen Amplituden für einen vollständigen Zyklus des Taktsignals jeweils mit den drei Koordinaten des Referenzspannungs vektors V * übereinstimmen. Da außerdem die Zeitdauern der zwei Nullspannungsvektoren in Übereinstimmung mit dem Wert b des Timesharing-Signals über die Zeit geändert werden, werden die Frequenzen von in jeder der Ausgangsspannungen enthaltenen HF-Komponenten beliebig geändert.
  • Es wurde erwartet, daß die bekannte Vorrichtung zum Steuern eines PWM-Wechselrichters, die wie oben ausgeführt ausgebildet ist, die Spektren von HF-Komponenten, die in jeder der Wechselstrom-Ausgangsspannungen enthalten sind, über einen weiten Bereich von Frequenzen verteilen würde. Somit würde verhindert werden, daß HF-Komponenten mit konstanten Frequenzen kontinuierlich einem Wechselstrommotor zugeführt würden, der von dem PWM-Wechselrichter gesteuert wird, indem die Frequenzen von HF-Komponenten jeder der Ausgangsspannungen sich beliebig ändern, so daß das Ausmaß von elektromagnetischem Rauschen reduziert werden würde.
  • Ein Problem bei der bekannten Steuervorrichtung ist jedoch, daß die Verteilung der HF-Komponenten, die in jeder der Wechselstrom-Ausgangsspannungen enthalten sind, eine HF-Komponente erzeugen kann, welche die gleiche Frequenz wie jede der Vielzahl von Eigenfrequenzen des Wechselstrommotors hat und somit elektromagnetisches Rauschen erzeugt, das für Benutzer unerträglich ist.
  • Insbesondere dann, wenn die in jeder der Wechselstrom-Ausgangsspannungen enthaltenen HF-Komponenten über einen Bereich von Frequenzen verteilt sind, die gleich oder kleiner als 1 kHz ist, kann der Wechselstrommotor elektromagnetisches Rauschen verursachen, dessen Tonqualität sich so verändert, als ob die Lager verschlissen wären. Das Problem dabei ist, daß die Tonqualität des elektromagnetischen Rauschens verringert ist und es daher schwierig ist, das elektromagnetische Rauschen von Geräuschen zu unterscheiden, die Anomalitäten in den Lagern darstellen.
  • STAND DER TECHNIK
  • Die EP-A-685 923, die als der nächstkommende Stand der Technik angesehen wird, beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung für den lärmarmen Betrieb einer Elektromaschine, die von einem Impuls-Wechselrichter angetrieben wird. Das angegebene System berechnet die Amplituden und Frequenzen der Oberwellen der Wechselrichter-Ausgangsspannungen. Der Wechselrichter wird gesteuert durch Sinus-Impulsbreitenmodulation (PWM) und Sinus-Impulsfrequenzmodulation (PFM) eines Dreieck-Trägersignals.
  • Das Dokument "Practical real-time PWM modulators: an assessment", Handley et al., IEE Proceedings B, März 1992, erörtert die praktischen Aspekte der Erzeugung von softwarebasierten Echtzeit-PWM-Wellenformen. Dieses Dokument richtet sich auf die rechnerische Optimierung der PWM-Erzeugung, wobei geringe Oberwellenverluste auftreten.
  • Die JP-A-07-177 753 richtet sich auf die Verringerung der Erwärmung in einer Stromrichtereinheit, verursacht durch Magnettöne von Oberwellen höherer Ordnung eines Steuersignals. Das System weist eine Signalerzeugungseinrichtung auf, die ein Taktsignal zum Ändern des Ein- oder Aus-Zeitpunkts des Schaltelements erzeugt.
  • Die JP-A-09-056 165 beschreibt eine PWM-Steuereinrichtung zur Verringerung von Oberwellenspannungen. Ein Drehstrom-Vorspannungssignal wird einer Trägerwelle überlagert, und diese werden mit Modulationswellen verglichen, um PWM-Impulse auszugeben. Durch Vorspannen der Trägerwellen ist es möglich, die Dauer der PWM-Impulse einzustellen und Oberwellenkomponenten zu reduzieren.
  • Keines der vorstehenden Dokumente betrifft jedoch ein System oder ein Verfahren für Wechselstromsignale, das drei Referenzphasen-Spannungssignale erzeugt und ein Verhältnis der Zeitdauer von einem der zwei Nullspannungsvektoren zu der Summe derselben berechnet. Als solche werden die HF-Komponenten der Wechselstromsignale über einen Frequenzbereich verteilt, der die Eigenresonanzfrequenz der angetriebenen elektrischen Einrichtung nicht enthält.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die genannten Probleme zu lösen. Es ist somit eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Betreiben derselben anzugeben zum Steuern der Impulsbreitenmodulation (PWM) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters vom Spannungsvektorwähltyp unter Verwendung eines Trägersignals. Diese Aufgabe wird mit einer Vorrichtung und einem Verfahren gemäß den Patentansprüchen 1 und 4 gelöst.
  • Die Vorrichtung umfaßt eine Drehstrom-Wechselrichterschaltung, wobei die Wechselrichterschaltung folgendes aufweist: drei Sätze von ersten und zweiten Schaltelementen, die zwischen positive und negative Elektroden einer Gleichstrom-Energieversorgung in Reihe geschaltet sind. Ferner sind drei Ausgänge vorgesehen, wobei jeder der drei Ausgänge mit einem jeweiligen Punkt zwischen den ersten und zweiten Schaltelementen von jedem der drei Sätze verbunden ist, zum Erzeugen von drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen von der Gleichstrom-Energieversorgung.
  • Die Vorrichtung treibt einen Wechselstrommotor an, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: Einrichtungen zum Erzeugen eines Trägersignals, zum Erzeugen eines Referenzspannungsvektors, zum Bestimmen eines Modulationsfaktors und eines Phasenwinkels eines Referenzspannungsvektors. Ferner sind vorgesehen Einrichtungen zum Bestimmen eines Bereichs von Phasenwinkeln des Referenzspannungsvektors und Einrichtungen zum entsprechenden Wählen von zwei Spannungsvektoren aus einer Vielzahl von vorbestimmten Spannungsvektoren; Einrichtungen zum Berechnen von Zeitdauern für die zwei Spannungsvektoren, für zwei Nullspannungsvektoren und zum Erzeugen eines Timesharing-Signals für die zwei Nullspannungsvektoren, und zum Erzeugen von drei Referenzphasen-Spannungssignalen gemäß den oben angegebenen Berechnungen.
  • Weitere Einrichtungen sind vorgesehen zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Treiben der Schaltelemente gemäß den drei Referenzphasen-Spannungssignalen, wobei die Einrichtungen zum Erzeugen des Referenzspannungsvektors imstande sind, drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen vorzugeben, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung geliefert werden.
  • Diese Schaltsignale liegen in Intervallen, die von dem Trägersignal bestimmt sind, wobei die zwei Spannungsvektoren so gewählt sind, daß sie dem Bereich von Phasenwinkeln unter einer Vielzahl von Spannungsvektoren entsprechen. Außerdem ist die Einrichtung zum Berechnen der Zeitdauern imstande, eine Summe von Zeitdauern der Nullspannungsvektoren zu berechnen, so daß ein Vektor, der Mittelwerte für einen Zeitraum darstellt, mit dem Referenzspannungsvektor übereinstimmt.
  • Die Einrichtungen zum Erzeugen von drei Referenzphasen-Spannungssignalen sind imstande, ein Verhältnis der Zeitdauer von einem der zwei Nullspannungsvektoren zu der Summe der zwei unter Anwendung einer Funktion der Zeit als eine Sinusfunktion zu berechnen, die eine über die Zeit veränderliche Frequenz hat, so daß HF-Komponenten von jeder der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen über Frequenzbereiche verteilt werden, die keine Eigenresonanzfrequenzen einer elektrischen Vorrichtung aufweisen, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung angetrieben wird.
  • Außerdem werden eine Vorrichtung und ein Verfahren zu deren Durchführung angegeben zum Steuern der Impulsbreitenmodulation (PWM) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters vom Spannungsvektorwähltyp unter Verwendung eines Trägersignals zum Erzeugen von Wechselstrom-Ausgangsspannungen, wobei die Vorrichtung einen Wechselstrommotor antreibt.
  • Die Vorrichtung weist folgendes auf: Einrichtungen zum Erzeugen eines Trägersignals; Einrichtungen zum Erzeugen von Sinuswellen-Spannungssignalen; Einrichtungen zum Addieren eines veränderlichen Gleichstrom-Spannungssignals zu den Sinuswellen-Spannungssignalen, um die Additionsergebnisse als Referenzphasen-Spannungssignale zu liefern. Ferner sind Einrichtungen vorgesehen zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Treiben von Schaltelementen gemäß drei Referenzphasen-Spannungssignalen und Einrichtungen zum Erzeugen von Sinuswellen-Spannungssignalen ohne eine Gleichstromkomponente.
  • Die Einrichtungen zum Erzeugen eines veränderlichen Gleichstrom-Spannungssignals sind imstande, das über die Zeit veränderliche Gleichstrom-Spannungssignal als eine Sinusfunktion mit einer über die Zeit veränderlichen Frequenz zu berechnen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Die Zeichnungen zeigen in:
  • 1 ein Blockschaltbild, und zwar den Aufbau einer PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 2(a) ein Diagramm, und zwar die Wellenform eines Timesharing-Signals zum Bestimmen des Timesharings zwischen zwei Nullspannungsvektoren, deren Wert sich über die Zeit gemäß einem Sinuswellensignal mit konstanter Frequenz ändert;
  • 2(b) ein Diagramm, und zwar das Ergebnis einer FFT-Analyse von jeder von Ausgangsnetzspannungen, wenn der Wert des Timesharing-Signals verändert wird, wie es in 2(a) gezeigt ist;
  • 3(a) ein Diagramm, und zwar die Wellenform eines Timesharing-Signals zum Bestimmen des Timesharings zwischen zwei Nullspannungsvektoren, deren Wert sich über die Zeit gemäß einem Sinuswellensignal ändert, dessen Frequenz sich sinusförmig über die Zeit ändert;
  • 3(b) ein Diagramm, und zwar das Ergebnis einer FFT-Analyse von jeder der Ausgangsleitungsspannungen, wenn der Wert des Timesharing-Signals sich gemäß 3(a) ändert;
  • 4 ein Ablaufdiagramm, und zwar die von einem Mikrocomputer ausgeführte rechnerische Verarbeitung;
  • 5 ein Blockschaltbild, und zwar den Aufbau einer PWM-Wechselrichtervorrichtung vom Dreieckswellenvergleichstyp gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 6(a) ein Diagramm, und zwar die Wellenformen eines Trägersignals und von Referenzphasen-Spannungssignalen;
  • 6(b) ein Diagramm, und zwar die Wellenformen eines Trägersignals und von Referenzphasen-Spannungssignalen, die in der PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erzeugt werden;
  • 6(c) einen vergrößerten Bereich von 6(b);
  • 7 ein Ablaufdiagramm, und zwar die von einem Mikrocomputer der PWM-Wechselrichtervorrichtung durchgeführte rechnerische Verarbeitung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ein Diagramm, und zwar Eigenfrequenzen eines Wechselstrommotors einer PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 9(a) ein Diagramm, und zwar ein Ergebnis einer FFT-Analyse eines Primärstroms des Wechselstrommotors der PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 9(b) ein Diagramm, und zwar ein Ergebnis einer FFT-Analyse von Rauschen, das durch den Wechselstrommotor der PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verursacht wird;
  • 10 ein schematisches Schaltbild einer bekannten PWM-Wechselrichtervorrichtung;
  • 11 ein Diagramm von Spannungsvektoren, die von einer Wechselrichterschaltung geliefert werden können;
  • 12 ein Diagramm, das die Impulsbreitenmodulation vom Raumvektortyp angibt;
  • 13 ein Diagramm, das Sequenzen beim Wählen von Spannungsvektoren angibt;
  • 14(a) ein Zeitdiagramm und zeigt ein Beispiel der Wellenformen von Ausgangsspannungen, wenn das Timesharing zwischen zwei Nullspannungsvektoren V0 und V7 während der gesamten vorbestimmten Zeiträume aufrechterhalten wird;
  • 14(b) ein Zeitdiagramm, und zwar ein Beispiel der Wellenformen von Ausgangsspannungen, wenn das Timesharing zwischen zwei Nullspannungsvektoren V0 und V7 zu vorbestimmten Zeiträumen T verändert wird;
  • 15 ein Tabelle, die den Zeitpunkt der Erzeugung von drei Referenzphasen-Spannungssignalen angibt; und
  • 16 ein Diagramm, und zwar ein Beispiel der Wellenformen von drei Referenzphasen-Spannungssignalen.
  • GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Erste Ausführungsform
  • Als nächstes wird auf 1 Bezug genommen; diese zeigt ein Blockschaltbild des Aufbaus einer PWM-Wechselrichtereinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In der Figur bezeichnet 1 eine Drehstrom-Wechselrichterschaltung, 2 ist eine Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit, 3 ist eine Trägersignal-Erzeugungseinheit, 4 ist ein Mikrocomputer, und 5 ist eine Schaltsignal-Erzeugungseinheit.
  • Die Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1 weist eine Vielzahl von Halbleiterschaltern Su, Sv, Sw, Su', Sv' und Sw' und eine Vielzahl von Ausgängen 1u, 1v und 1w auf. Jeder von der Vielzahl von Halbleiterschaltern weist ein selbstlöschendes Schaltelement, wie etwa einen Transistor und eine Diode (nicht gezeigt) auf, die in Sperrrichtung vorgespannt und antiparallel zu dem Schaltelement geschaltet ist. Die Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit 2 weist einen A/D-Wandler 21, ein ROM 22 zum Speichern eines k/f- oder V/f-Musters, einen V/F-Wandler 23 und einen Zähler 24 auf.
  • Die Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit 2 liefert einen Referenzspannungsvektor gemäß einem Referenzfrequenzsignal von außen. Die Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 besteht aus einem Kristalloszillator 31 und einem Aufwärts-/Abwärts-Zähler 32. Die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 besteht aus Komparatoren 51 bis 53 und NICHT-Gliedern 54 bis 56.
  • Als nächstes folgt eine Beschreibung des Prinzips der Impulsbreitenmodulation vom Spannungsvektorwähltyp oder vom Raumvektortyp gemäß der vorliegenden Erfindung. Die 2(a) und 2(b) zeigen ein Diagramm, das die Wellenform eines Timesharing-Signals wiedergibt, dessen Wert b in der Gleichung (4) enthalten ist, die eingangs bei der Beschreibung des Stands der Technik erläutert worden ist, und das eine Sinuswelle mit konstanter Frequenz ist, wie die folgende Gleichung (6) zeigt, und ferner ein Dia gramm, das ein Beispiel eines Ergebnisses der Fourier-Transformation von jeder von Ausgangsleitungsspannungen zeigt, wenn sich der Wert b des Timesharing-Signals gemäß der Gleichung (6) ändert: b = 0,5(1 + sin2πf3t) (6),mit f3 = 400 Hz. Außerdem soll angenommen werden, daß der Modulationsfaktor k = 0,16, die Wechselrichterfrequenz f = 10 Hz und die Trägerfrequenz fc = 1/2T = 2 Hz in der Fourier-Transformation von 2(b) ist.
  • Wie aus 2(a) zu erkennen, ist der Wert b des Timesharing-Signals zwischen den Werten 0 und 1 bei der Frequenz f3 sinusförmig veränderlich. Wie aus 2(b) ersichtlich ist, haben HF-Komponenten, die in den jeweiligen Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, diskrete Frequenzen. Die diskreten Frequenzen können berechnet und angegeben werden durch: fh = nfc ± mf ± vf3 (n, m, v = 1, 2, 3, ...) (7),wobei fh die Frequenzen der HF-Komponenten von jeder der Ausgangsleitungsspannungen darstellt. Ferner hat jede der Ausgangsleitungsspannungen vier HF-Komponenten mit relativ großen Amplituden, deren Frequenzen fc ± f3 und 2fc ± 2f3 sind, wie aus 2(b) ersichtlich ist.
  • Genauer gesagt, es kann jede dieser vier HF-Komponenten in zwei HF-Komponenten unterteilt werden, die Frequenzen haben, die gegeben sind durch (die Frequenz von jeder dieser vier HF-Komponenten)± f oder 2f. Da die Wechselrichterfrequenz f im Vergleich mit den anderen Frequenzen fc und f3 klein ist, kann die Wechselrichterfrequenz f mit Null angenommen werden.
  • Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß die Frequenzen oder Spektren der HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, nicht über einen großen Frequenzbereich verteilt werden, wenn das Timesharing-Signal ein sinusförmiges Signal mit einer konstanten Frequenz ist. Es ist außerdem klar, daß eine Veränderung der Frequenz f3 des Timesharing-Signals bewirken kann, daß sich die Frequenzen der HF-Komponenten über die Zeit ändern.
  • Als nächstes zeigen die 3(a) und 3(b) ein Diagramm, das die Wellenform des Timesharing-Signals zeigt, das eine Sinuswelle ist, deren Frequenz sich sinusförmig über die Zeit verändert, wie in den folgenden Gleichungen (8) gezeigt ist, sowie ein Diagramm, das ein Beispiel des Ergebnisses der Fourier-Transformation von jeder der Ausgangsleitungsspannungen ist, wenn die Wellenform des Timesharing-Signals wie folgt gegeben ist: b = 0,5(1 + sin2πf3t) f3 = f1(1 + k1sin2πf2t) (8).
  • Bei dem Ergebnis der Fourier-Transformation gemäß 3(b) ist angenommen, daß der Modulationsfaktor k = 0,16, die Wechselrichterfrequenz f = 10 Hz und die Trägerfrequenz fc = 2 kHz ebenso wie in dem in 2(b) gezeigten Ergebnis der Fourier-Transformation ist. Außerdem sei angenommen, daß f1 = 400 Hz, f2 = 40 Hz und k1 = 0,75. Die Frequenz f3 des Timesharing-Signals ist über die Zeit veränderlich zwischen f1(1 – k1) und f1(1 + k1).
  • Daher sind die Frequenzen fh der in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthaltenen HF-Komponenten verteilt über einen Bereich von –k1f1 bis +k1f1 mit (fc + f1) als dem Zentrum des Bereichs (d. h. eines Bereichs von {(fc + f1) – k1f1} bis {(fc + f1) + k1f1}); einen Bereich von –k1f1 bis +k1f1 mit (fc – f1) als dem Zentrum des Bereichs (d. h. eines Bereichs von {(fc – f1) – k1f1} bis {(fc – f1) + k1f1}); einen Bereich von –2k1f1 bis +2k1f1 mit (2fc + 2f1) als dem Zentrum des Bereichs (d. h. eines Bereichs von {(2fc + 2f1) – 2k1f1} bis {(2fc + 2f1) + 2k1f1}); und einen Bereich von –2k1f1 bis +2k1f1 mit (2fc – 2f1) als dem Zentrum des Bereichs (d. h. eines Bereichs von {(2fc – 2f1) – 2k1f1} bis {(2fc – 2f1) + 2k1f1}).
  • Dagegen hat jede der Ausgangsleitungsspannungen keine HF-Komponenten mit Frequenzen, die in dem Bereich A von –f1(1 – k1) bis +f1(1 – k1) mit fc als dem Zentrum des Bereichs und in dem Bereich B von –2f1(1 – k1) bis +2f1(1 – k1) mit 2fc als dem Zentrum des Bereichs liegen, wie 3(b) zeigt.
  • Es ist daher möglich, die Tonqualität des elektromagnetischen Rauschens zu verbessern, das von einem Wechselstrommotor bewirkt wird, der durch die PWM-Wechselrichtervorrichtung der ersten Ausführungsform der Erfindung gesteuert wird, indem fc, f1, f2 und k1 derart vorgegeben werden, daß die Eigenfrequenzen des Wechselstrommotors in den Bereichen A und B liegen, in denen keine der Ausgangsleitungsspannungen irgendwelche HF-Komponenten hat, und derart, daß die Frequenzen oder Spektren der HF-Komponenten, die in den jeweiligen Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, über den breitestmöglichen Bereich verteilt werden, der die Eigenfrequenzen des Wechselstrommotors nicht aufweist.
  • Die Frequenz f2 hat zwar keine Auswirkung auf den Bereich, über den die Frequenzen der HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, verteilt werden, sie bestimmt jedoch die Geschwindigkeit, mit der sich die den Bereich bestimmende Frequenz f3 ändert.
  • Je niedriger also die Frequenz f2 ist, um so schmaler ist der Bereich, über den die Frequenzen der HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, verteilt werden. Infolgedessen kann es sein, daß Anwender bemerken, daß sich das elektromagnetische Rauschen bei der Frequenz f2 ändert und daher unerträglich wird. Zur Vermeidung der Erzeugung dieses unerträglichen elektromagnetischen Rauschens ist es erwünscht, die Frequenz f2 auf diejenige einzustellen, die gleich oder größer als mehrere zehn Hz ist, so daß das elektromagnetische Rauschen, das sich bei der Frequenz f2 ändert, als ein kontinuierlicher Ton wahrgenommen werden kann.
  • Die PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist so ausgebildet daß sie die Frequenzen von HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsspannungen enthalten sind, über einen vorbestimmten Frequenzbereich verteilt unter Anwendung des PWM-Verfahrens der vorliegenden Erfindung, dessen Prinzip vorstehend erläutert worden ist. Als nächstes wird auf 4 Bezug genommen, die ein Ablaufdiagramm zeigt, das die rechnerische Verarbeitung durch den Mikrocomputer 4 verdeutlicht.
  • Der Mikrocomputer 4 führt Rechenoperationen aus, die nachstehend erläutert werden, und zwar synchron mit einem von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 gelieferten Taktsignal, und liefert dann drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* zum Einstellen der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen Vu, Vv bzw. Vw.
  • Im Schritt ST11 akzeptiert der Mikrocomputer 4 zuerst den Modulationsfaktor k und den Phasenwinkel θ des Referenzphasenvektors V*, der gemäß einem Referenzfrequenzsignal f erzeugt worden ist, das der Vorrichtung von außen von der Referenzspannungsvektor-Erzeugungseinheit 2 zugeführt worden ist.
  • Im Schritt ST12 dividiert der Mikrocomputer 4 dann den Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V* durch 60° oder π/3 und bestimmt dann, in welchem Dreiecksbereich mit einem Phasenwinkelbereich von π/3, wie 13 zeigt, der Referenzspannungsvektor V* liegt, gemäß dem Quotienten des Phasenwinkels θ dividiert durch π/3.
  • Unter der Annahme, daß der Quotient des Phasenwinkels θ dividiert durch π/3 den Wert eines Bereichssignals definiert, kann das Bereichssignal einen von sechs möglichen Werten haben, z. B. eine der ganzen Zahlen von 0 bis 5 gemäß dem Phasenwinkel θ des Referenzspannungsvektors V*. Die sechs möglichen Werte entsprechen jeweils den Dreiecksbereichen (a) bis (f) von 13.
  • Im Schritt ST13 berechnet der Mikrocomputer 4 die Summe der Zeitdauern von zwei Nullspannungsvektoren und der Zeitdauern von zwei gewählten Spannungsvektoren unter Anwendung der Gleichungen (5). Dann berechnet der Mikrocomputer 4 im Schritt ST14 den Wert b des Timesharing-Signals unter Anwendung der oben angegebenen Gleichungen (8).
  • Jedesmal, wenn der Mikrocomputer 4 die in dem Ablaufdigramm von 4 gezeigte Abarbeitung ausführt, läuft ein Zeitintervall 1/fclk ab, wobei fclk die Frequenz des Taktsignals von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 darstellt. Somit führt der Mikrocomputer 4 die Rechenoperation entsprechend den Gleichungen (5) aus, indem er tatsächlich den Wert b des Timesharing-Signals unter Anwendung der folgenden Gleichungen (9) berechnet: b = 0,5(1 + sinθ3) f3 = f1 (1 + k1sinθ2) θ2 = θ2 + 2πf2/fclk θ3 = θ3 + 2πf3/fclk (9).
  • Der Mikrocomputer 4 geht weiter zum Schritt ST15, in dem er die veränderlichen Werte der drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* gemäß der Tabelle von 15 berechnet unter Verwendung der Zeitdauern der zwei gewählten Spannungsvektoren und der Summe der Zeitdauern der Nullspannungsvektoren, die im Schritt ST3 erhalten worden sind, und des Werts b des Timesharing-Signals, das in dem Schritt ST14 erhalten worden ist.
  • Die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 vergleicht die Amplituden der drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* mit derjenigen der dreieckförmigen Trägersignale von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 und liefert dann entweder ein Ein-Signal oder ein Aus-Signal an jeden von der Vielzahl von Halbleiterschaltern der Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1 gemäß den Vergleichsergebnissen.
  • Jeder der Vielzahl von Halbleiterschaltern der Drehstrom-Wechselrichterschaltung 1 wird in Abhängigkeit von dem Ein- oder Aus-Signal von der Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 ein- oder ausgeschaltet. Infolgedessen liefert die PWM-Wechselrichtervorrichtung der ersten Ausführungsform drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen, und die Mittelwerte der momentanen Amplituden für eine Impulswiederholungsperiode des Taktsignals stimmen mit den Werten der jeweiligen Referenzphasen-Spannungssignale über die Ausgänge 1u, 1v und 1w überein.
  • Wie bereits erläutert, kann die PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Frequenzen von HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, über den weitestmöglichen Bereich aufteilen, der die Eigenfrequenzen eines Wechselstrommotors nicht aufweist, der von der PWM-Wechselrichtervorrichtung gesteuert werden soll, indem der Zeitpunkt der Erzeugung der Ausgangsspannungen geändert wird, ohne daß die Impulsbreiten der Ausgangsspannungen, die von der Impulsbreitenmodulation bestimmt sind, geändert werden müssen. Dadurch wird die Tonqualität von elektromagnetischem Rauschen, das von dem Wechselstrommotor verursacht wird, so verbessert, daß das elektromagnetische Rauschen für Anwender erträglich ist.
  • Zweite Ausführungsform
  • 5, auf die nun Bezug genommen wird, zeigt ein Blockschaltbild der Ausbildung einer PWM-Wechselrichtervorrichtung vom Dreieckwellenvergleichstyp gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die PWM-Wechselrichtervorrichtung der zweiten Ausführungsform hat die gleiche Ausbildung wie die erste Ausführungsform mit der Ausnahme, daß sie keine Spannungsbefehl-Erzeugungseinheit aufweist und die Rechenoperationen, die von einem Mikrocomputer 4 ausgeführt werden, sich von denen unterscheiden, die von dem Mikrocomputer der ersten Ausführungsform ausgeführt werden.
  • Als nächstes folgt eine Beschreibung des Prinzips eines PWM-Verfahrens vom Dreieckwellen-Vergleichstyp gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie 6(a) zeigt, wird die Impulsbreitenmodulation ausgeführt durch Vergleichen der Amplituden von drei sinusförmigen Referenzphasen-Spannungssignalen Vu*, Vv* und Vw* mit derjenigen eines Dreieckträgersignals C von einer Trägersignal-Erzeugungseinheit 3. In diesem Fall erhält man die folgende Gleichung (10): Vu* + Vv* + Vw* = 0 (10).
  • Bei einer allgemeinen PWM-Wechselrichtervorrichtung vom Dreieckwellen-Vergleichstyp werden als Referenzphasen-Spannungssignale sinusförmige Signale ohne Gleichstromkomponenten verwendet, so daß jede von den drei Ausgangsspannungen keine Nullphasen-Sequenzkomponente hat.
  • Zum Ändern des Zeitpunkts der Erzeugung der Ausgangsleitungsspannungen weist dagegen das PWM-Verfahren vom Dreieckwellen-Vergleichstyp gemäß der zweiten Ausführungsform den Schritt des Addierens einer Gleichspannung Vo mit sämtlichen drei Referenzphasen-Spannungssignalen Vu*, Vv* und Vw* auf, wie in 6(b) gezeigt ist. Obwohl der Beziehung zwischen Vu*, Vv* und Vw*, die durch die Gleichung (10) gegeben ist, nicht genügt ist und daher jede der Ausgangsspannungen eine Nullphasensequenz-Komponente haben kann, werden in diesem Fall die Werte der Ausgangsleitungsspannungen nicht verändert.
  • Jeder von der Vielzahl von Halbleiterschaltern der Drehstrom-Wechselrichterschaltung schaltet zwischen seinem Ein-Zustand und seinem Aus-Zustand zu dem Zeitpunkt um, zu dem die Amplitude des entsprechenden Referenzphasen-Spannungssignals mit derjenigen des sinusförmigen Trägersignals übereinstimmt. Der Zeitpunkt der Erzeugung der Ausgangsleitungs-Spannungsimpulse wird daher gemäß dem Wert der Gleichspannung Vo verändert.
  • Eine Prüfung der Ausgangsspannungsvektoren, die von der PWM-Wechselrichtervorrichtung vom Dreieckwellen-Vergleichstyp geliefert werden, macht deutlich, daß sämtliche Spannungsvektoren innerhalb eines Gesamtzeitraums sequentiell gewählt werden, wie die 6(a) und 6(b) zeigen. Wenn man in jedem der Diagramme der 6(a) und 6(b) eine vertikale Linie L zeichnet, so daß die vertikale Linie L die Zeitachse im gleichen Zeitpunkt kreuzt, sind die Verhältnisse der Längen von entsprechenden Spannungsvektoren zu der Gesamtlänge der vertikalen Linie L proportional zu den Verhältnissen der Zeitdauern der entsprechenden Spannungsvektoren, z. B. t7, τ6, τ4 und t0, zu der halben (oder T) Impulsperiodendauer des Trägersignals, wie ein teilweise vergrößertes Diagramm von 6(c) zeigt.
  • Wenn man daher annimmt, daß die zweifachen normierten maximalen Amplituden des Trägersignals und der Referenzphasen-Spannungssignale einer halben Impulsperiodendauer (oder T) des Trägersignals entsprechen, entspricht die Länge eines Teils der vertikalen Linie, die von jedem Spannungsvektor besetzt ist, ihrer Zeitdauer. Aus dem Vergleich zwischen den 6(a) und 6(b) ist ersichtlich, daß mit dem Anstieg der Gleichspannung Vo die Dauer des Nullspannungsvektors V7 zunimmt und die Dauer des Nullspannungsvektors V0 abnimmt.
  • Die Summe τ0 der Zeitdauern der zwei Nullspannungsvektoren V0 und V7, die von der Wechselrichterschaltung während einer Hälfte der Impulsperiodendauer des Trägersignals geliefert werden, ist durch die folgende Gleichung gegeben: τ0 = T – (τ4 + τ6) (11),wobei T die halbe Impulsperiodendauer des Trägersignals darstellt. Wenn die maximalen Amplituden des Trägersignals und der drei Referenzphasen-Spannungssignale jeweils auf 1 normiert sind, ist der größte Wert Vo max der Gleichspannung Vo, der jedesmal eingestellt werden kann, wenn die Abtastung synchron mit dem Trägersignal erfolgt, gegeben durch die folgende Gleichung (12): Vo max = 2 – (Vmax – Vmin) (12),wobei Vmax den größten der Werte der Referenzphasen-Spannungssignale darstellt, wenn der Wert des Gleichspannungssignals Vo gleich Null ist, und Vmin den kleinsten der Werte der Referenzphasen-Spannungssignale darstellt, wenn der Wert des Gleichspannungssignals Vo gleich Null ist.
  • Daher wird der Wert der Gleichspannung Vo unter Anwendung der folgenden Gleichung (13) errechnet: Vo = 1 – b·Vomax – Vmax(0 ≤ b ≤ 1) (13).
  • Der Wert b des Timesharing-Signals kann unter Anwendung der Gleichungen (8) errechnet werden. Somit kann die PWM-Wechselrichtervorrichtung der zweiten Ausführungsform den Zeitpunkt der Erzeugung der Ausgangsleitungsspannungsimpulse ebenso wie die PWM-Wechselrichtervorrichtung der vorher erläuterten ersten Ausführungsform ändern.
  • Die PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist so ausgebildet, daß sie die Frequenzen von in jeder der Ausgangsspannungen enthaltenen HF-Komponenten über einen vorbestimmten Frequenzbereich verteilt unter Anwendung des PWM-Verfahrens der zweiten Ausführungsform der Erfindung, deren Prinzip oben erläutert worden ist. 7, auf die als nächstes Bezug genommen wird, zeigt ein Ablaufdiagramm der rechnerischen Verarbeitung, die von dem Mikrocomputer 4 ausgeführt wird.
  • Der Mikrocomputer 4 führt Rechenoperationen aus, die nachstehend erläutert werden, und zwar synchron mit einem von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 gelieferten Taktsignal, und liefert dann drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* zum Einstellen der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen, die unterschiedliche Phase haben.
  • Zuerst akzeptiert der Mikrocomputer 4 im Schritt ST21 ein ihm zugeführtes Referenzfrequenzsignal f. Dann berechnet der Mikrocomputer 4 im Schritt ST22 die Werte der drei Sinusspannungssignale Vu, Vv und Vw ohne Gleichstromkomponente unter Anwendung der nachstehenden Gleichungen (14): θ = θ + (2πf/fclk) Vu = K1fsinθ Vv = K1fsin(θ – 2π/3) Vw = –(Vu + Vv) (14).
  • Die Frequenz fclk des Taktsignal ist in der ersten Gleichung θ = θ + (2πf/fclk) deshalb enthalten, weil, wie bereits erwähnt, ein Zeitintervall 1/fclk jedesmal abläuft, wenn der Mikrocomputer 4 die Abarbeitung ausführt, wie in dem Ablaufdiagramm von 7 gezeigt ist.
  • Dann berechnet der Mikrocomputer 4 im Schritt ST23 den Wert des Gleichspannungssignals Vo wie folgt: Er berechnet zuerst den größten Wert Vo_max des Gleichspannungssignals Vo unter Anwendung der Gleichung (12). Im Fall einer PWM-Wechselrichtervorrichtung vom Dreieckwellen-Vergleichstyp ist die größte mögliche Amplitude der Sinusphasenspannungen, die von der PWM-Wechselrichtervorrichtung geliefert werden kann, äquivalent einer Hälfte (oder E/2) der Spannung (oder E) einer Gleichstrom-Energieversorgung, die in der Wechselrichterschaltung angeordnet ist.
  • Zur Normierung der drei Sinusspannungssignale Vu, Vv und Vw dividiert der Mikrocomputer ihre Amplituden durch (E/2). Als Ergebnis wird die maximal mögliche Amplitude der Sinusspannungssignale auf 1 normiert. Danach berechnet der Mikrocomputer 4 den Wert b des Timesharing-Signals unter Anwendung der Gleichungen (9) und berechnet dann den Wert des Gleichstrom-Spannungssignals Vo unter Anwendung der Gleichung (13).
  • Dann geht der Mikrocomputer 4 zu Schritt ST24 weiter, in dem er die Werte der drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu, Vv* und Vw* unter Anwendung der folgenden Gleichungen (15) berechnet: Vu* = Vu + Vo Vv* = Vv + Vo Vw* = Vw + Vo (15).
  • Im Schritt ST25 liefert der Mikrocomputer diese Referenzphasen-Spannungssignale an die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5.
  • Die Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 vergleicht die Werte der drei Referenzphasen-Spannungssignale Vu*, Vv* und Vw* mit denen des Dreieckträgersignals von der Trägersignal-Erzeugungseinheit 3 und liefert dann entweder ein Ein- oder ein Aus- Signal an jeden von der Vielzahl von Halbleiterschaltern des Drehstrom-Wechselrichters 1 gemäß den Vergleichsergebnissen. Jeder von der Vielzahl von Halbleiterschaltern des Drehstrom-Wechselrichters 1 wird in Abhängigkeit von dem Ein- oder Aus-Signal von der Schaltsignal-Erzeugungseinheit 5 ein- oder ausgeschaltet.
  • Infolgedessen liefert die PWM-Wechselrichtervorrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen. Die Mittelwerte der momentanen Amplituden für eine Impulsperiodendauer des Taktsignals stimmen mit den Werten der jeweiligen Referenzphasen-Spannungssignale über die Ausgänge 1u, 1v und 1w überein.
  • Wie bereits erläutert, wird gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ein PWM-Verfahren angegeben, das für PWM-Verfahren vom Dreieckweilen-Vergleichstyp geeignet ist und die Tonqualität von elektromagnetischem Rauschen verbessern kann, das durch einen Wechselstrommotor hervorgerufen wird, der unter Anwendung der PWM-Methode gesteuert werden soll, so daß das elektromagnetische Rauschen für Benutzer erträglich ist.
  • Dritte Ausführungsform
  • Zusätzlich zu der Ausbildung entweder der in 1 gezeigten ersten Ausführungsform oder der in 5 gezeigten zweiten Ausführungsform ist eine PWM-Wechselrichtervorrichtung einer dritten Ausführungsform mit einem Drehstrommotor (nicht gezeigt) versehen, der mit den Ausgängen 1u, 1v und 1w einer Wechselrichterschaltung 1 verbunden ist, und mit einer Meßeinrichtung (nicht gezeigt) für elektromagnetisches Rauschen, wie etwa einem Rauschmeßgerät versehen, um von dem Wechselstrommotor verursachtes Rauschen zu messen.
  • Eigenfrequenzen des Wechselstrommotors können gemessen werden durch Messen des von dem Wechselstrommotor hervorgerufenen elektromagnetischen Rauschens, während die Trägerfrequenz sich kontinuierlich ändert, und durch Vergleichen der Verhältnisse der Amplituden der durch den Wechselstrommotor fließenden Primärströme, die gleichzeitig mit den Amplituden von HF-Komponenten gemessen werden, die in dem Rauschen enthalten sind.
  • Der Grund, weshalb die Primärströme anstelle der Ausgangsleitungsspannungen genutzt werden, ist der, daß jeder der Primärströme höherfrequente Komponenten aufweist, deren Amplituden im Vergleich mit anderen HF-Komponenten reduziert sind, und zwar wegen einer Induktivität jeder Primärwicklung des Wechselstrommotors, und daß es somit einfach ist, die Primärströme zu messen.
  • Die Verringerung der Amplituden der höherfrequenten Komponenten, die in jedem Primärstrom enthalten sind, stellt kein Problem dar, weil die Frequenzen von Komponenten von durch den Wechselstrommotor bewirktem elektromagnetischem Rauschen, die diesen höherfrequenten Komponenten jedes Primärstroms entsprechen, hoch sind.
  • 8 zeigt ein Diagramm der Rauschcharakteristik eines universellen 3,7-kW-Induktionsmotors, die unter Anwendung des oben erwähnten Verfahrens gemessen worden ist. Aus der Figur ist ersichtlich, daß die Verhältnisse der Amplituden von HF-Komponenten von Rauschen zu denen von HF-Komponenten jedes Primärstroms Peaks bei ungefähr 0,8 kHz, 2,5 kHz und 3,8 kHz haben, und diese Frequenzen sind äquivalent den Eigenfrequenzen des Induktionsmotors.
  • Zur Aufteilung der Frequenzen von HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, über den weitestmöglichen Bereich, der die Eigenfrequenzen des Induktionsmotors nicht aufweist, werden die Parameter in den Gleichungen (5), die zum Berechnen des Werts b des Timesharing-Signals genutzt werden, wie folgt vorgegeben: fc = 1,58 kHz, f1 = 365 Hz, f2 = 40 Hz k1 = 0,86 (16).
  • Die 9(a) und 9(b) zeigen ein Diagramm, das ein Meßergebnis eines Primärstroms des Induktionsmotors ist, und ein Diagramm, das ein Meßergebnis von Rauschen ist, das durch den Induktionsmotor verursacht wird, wenn die Parameter in den Gleichungen (5), die zum Berechnen des Werts des Timesharing-Signals b genutzt werden, gemäß den Gleichungen (16) vorgegeben sind und der Induktionsmotor mit der PWM-Wechselrichtervorrichtung der ersten Ausführungsform angetrieben wird.
  • Wie die 9(a) und 9(b) zeigen, hat der Primärstrom keine HF-Komponente, deren Frequenz irgendeiner der Eigenfrequenzen des Induktionsmotors äquivalent ist, und daher wird durch die Eigenschwingungen des Induktionsmotors keine elektromagnetische Rauschkomponente verursacht. Ferner hat das gemessene Rauschen keine HF-Komponenten mit irgendwelchen Peaks, wie sie in 8 gezeigt sind, und das Ausmaß des Rauschens ist über einen weiten Frequenzbereich nahezu flach.
  • Wie bereits erläutert, kann die PWM-Wechselrichtervorrichtung der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Tonqualität von elektromagnetischem Rauschen, das durch einen von der PWM-Wechselrichtervorrichtung gesteuerten Wechselstrommotor verursacht wird, wirkungsvoller verbessern durch Ändern der Zeitpunkte der Erzeugung von Ausgangsleitungsspannungen derart, daß die Frequenzen von HF-Komponenten, die in jeder der Ausgangsleitungsspannungen enthalten sind, über den weitestmöglichen Bereich verteilt werden, der keine Komponente einer Frequenz aufweist, die gleich einer der Frequenzen von Rauschkomponenten ist, die in dem elektromagnetischen Rauschen enthalten und durch Eigenschwingungen des Wechselstrommotors verursacht sind.
  • Eine Abwandlung kann in den vorstehenden beispielhaften Ausführungsformen vorgenommen werden. Wenn die Frequenz f3 durch eine Funktion der Zeit gegeben ist, die einen Wert in dem Bereich von –k1f1 bis +k1f1 hat und von einer Sinusfunktion in den Gleichungen (8) verschieden ist, die zum Berechnen des Werts b des Timesharing-Signals genutzt werden, dann werden die Frequenzen von HF-Komponenten von jeder der Wechselstrom-Ausgangsspannungen über den gleichen weiten Bereich verteilt. Somit kann die Frequenz f3 mit der folgenden Gleichung berechnet werden: f3 = f1[1 + k1f(t)], wobei f(t) eine beliebige Funktion der Zeit, wie etwa eine Zufallszahl ist, die einen Wert in dem Bereich von –1 bis +1 hat. Die Variante kann den Vorteil bieten, daß sie imstande ist, die Tonqualität von elektromagnetischem Rauschen wie die oben erwähnte erste bis dritte Ausführungsform wirkungsvoll zu verbessern.
  • Es können auch zahlreiche andrer Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert werden, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Es versteht sich, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die hier beschriebenen speziellen Ausführungsbeispiele beschränkt ist.

Claims (4)

  1. Vorrichtung zum Steuern der Impulsbreitenmodulation (PWM) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters (1) vom Spannungsvektorwähltyp unter Verwendung eines Trägersignals, der eine Drehstrom-Wechselrichterschaltung aufweist, wobei die Wechselrichterschaltung folgendes aufweist: drei Sätze von ersten und zweiten Schaltelementen (Su, S'u, Sv, S'v, Sw, S'w), die zwischen positive und negative Elektroden einer Gleichstrom-Energieversorgung (11) in Reihe geschaltet sind, und drei Ausgänge (1u, 1v, Iw), wobei jeder der drei Ausgänge (1u, 1v, Iw) mit einem jeweiligen Punkt zwischen den ersten und zweiten Schaltelementen von jedem der drei Sätze verbunden ist, zum Erzeugen von drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen von der Gleichstrom-Energieversorgung (11), wobei die Vorrichtung einen Wechselstrommotor antreibt, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: – Einrichtungen (3) zum Erzeugen eines Trägersignals; – Einrichtungen (2) zum Erzeugen eines Referenzspannungsvektors; – Einrichtungen zum Bestimmen eines Modulationsfaktors und eines Phasenwinkels eines Referenzspannungsvektors; – Einrichtungen (4) zum Bestimmen eines Bereichs von Phasenwinkeln des Referenzspannungsvektors und Einrichtungen zum entsprechenden Wählen von zwei Spannungsvektoren aus einer Vielzahl von vorbestimmten Spannungsvektoren; – Einrichtungen (4) zum Berechnen von Zeitdauern für die zwei Spannungsvektoren, für zwei Nullspannungsvektoren und zum Erzeugen eines Timesharing-Signals für die zwei Nullspannungsvektoren, das ein Verhältnis von einem der Nullspannungsvektoren zu der Summe der zwei ist und sich über die Zeit als Sinuswelle mit einer konstanten Frequenz ändert; – Einrichtungen (4) zum Erzeugen von drei Referenzphasen-Spannungssignalen gemäß den obengenannten Berechnungen; und – Einrichtungen (5) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Treiben der Schaltelemente gemäß den drei Referenzphasen-Spannungssignalen, – wobei die Einrichtungen (2) zum Erzeugen des Referenzspannungsvektors imstande sind, drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen vorzugeben, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung geliefert werden; – wobei die Schaltsignale in Intervallen liegen, die von dem Trägersignal bestimmt sind; dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen (4) zum Erzeugen von drei Referenzphasen-Spannungssignalen imstande sind, das Timesharing-Signal als Sinusfunktion zu berechnen, die eine über die Zeit veränderliche Frequenz hat, so daß HF-Komponenten von jeder der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen über Frequenzbereiche verteilt werden, die keine Eigenresonanzfrequenzen einer elektrischen Vorrichtung aufweisen, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung angetrieben wird.
  2. Vorrichtung zum Steuern der Impulsbreitenmodulation (PWM) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters (1) vom Spannungsvektorwähltyp unter Verwendung eines Trägersignals zum Erzeugen von Wechselstrom-Ausgangsspannungen, wobei die Vorrichtung einen Wechselstrommotor antreibt, wobei die Vorrichtung folgendes aufweist: – Einrichtungen (3) zum Erzeugen eines Trägersignals; – Einrichtungen (4) zum Erzeugen von drei Sinuswellen-Spannungssignalen ohne eine Gleichstromkomponente; – Einrichtungen zum Erzeugen und Addieren eines veränderlichen Gleichstrom-Spannungssignals zu den Sinuswellen-Spannungssignalen, um die Additionsergebnisse als drei Referenzphasen-Spannungssignale zu liefern; und – Einrichtungen (5) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Treiben von Schaltelementen gemäß den drei Referenzphasen-Spannungssignalen und dem Trägersignal; dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen (4) zum Erzeugen des veränderlichen Gleichstrom-Spannungssignals imstande sind, das Gleichstrom-Spannungssignal, das sich über die Zeit ändert, als Sinusfunktion zu berechnen, die eine über die Zeit veränderliche Frequenz hat.
  3. Verfahren zum Steuern der Impulsbreitenmodulation (PWM) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters (1) vom Spannungsvektorwähltyp unter Verwendung eines Trägersignals zum Erzeugen von Wechselstrom-Ausgangsspannungen zum Antreiben einer elektrischen Vorrichtung, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: – Erzeugen eines Trägersignals; – Erzeugen eines Referenzspannungsvektors; – Bestimmen eines Modulationsfaktors und eines Phasenwinkels eines Referenzspannungsvektors; – Bestimmen eines Bereichs von Phasenwinkeln des Referenzspannungsvektors und entsprechendes Wählen von zwei Spannungsvektoren aus einer Vielzahl von vorbestimmten Spannungsvektoren; – Berechnen von Zeitdauern für die zwei Spannungsvektoren, für zwei Nullspannungsvektoren und Erzeugen eines Timesharing-Signals für die zwei Nullspannungsvektoren, das ein Verhältnis von einem der Nullspannungsvektoren zu der Summe der zwei ist und sich über die Zeit als Sinuswelle mit einer konstanten Frequenz ändert; – Erzeugen von drei Referenzphasen-Spannungssignalen gemäß den obengenannten Berechnungen; und – Erzeugen von Schaltsignalen zum Treiben der Schaltelemente gemäß den drei Referenzphasen-Spannungssignalen, – Vorgeben von drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung geliefert werden, wobei die Schaltsignale in Intervallen liegen, die von dem Trägersignal bestimmt werden; – Berechnen einer Summe von Zeitdauern der Nullspannungsvektoren, so daß ein Vektor, der Mittelwerte für einen Zeitraum darstellt, mit dem Referenzspannungsvektor übereinstimmt; und gekennzeichnet durch Berechnen des Timesharing-Signals als Sinusfunktion, die eine über die Zeit veränderliche Frequenz hat, so daß HF-Komponenten von jeder der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen über Frequenzbereiche verteilt werden, die keine Eigenresonanzfrequenzen einer elektrischen Vorrichtung aufweisen, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung angetrieben wird.
  4. Verfahren zum Steuern der Impulsbreitenmodulation (PWM) eines PWM-gesteuerten Wechselrichters (1) vom Spannungsvektorwähltyp unter Verwendung eines Trägersignals zum Erzeugen von Wechselstrom-Ausgangsspannungen zum Antreiben einer elektrischen Vorrichtung, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: – Erzeugen eines Trägersignals; – Erzeugen von drei Sinuswellen-Spannungssignalen ohne eine Gleichstromkomponente; – Erzeugen eines veränderlichen Gleichstrom-Spannungssignals; – Addieren des veränderlichen Gleichstrom-Spannungssignals zu den drei Sinuswellen-Spannungssignalen, um die Additionsergebnisse als drei Referenzphasen-Spannungssignale zu liefern; und – Erzeugen von Schaltsignalen zum Treiben von Schaltelementen gemäß den drei Referenzphasen-Spannungssignalen und dem Trägersignal; gekennzeichnet durch Berechnen des Gleichstrom-Spannungssignals, das sich über die Zeit ändert, als Sinusfunktion, die eine über die Zeit veränderliche Frequenz hat, so daß HF-Komponenten von jeder der drei Wechselstrom-Ausgangsspannungen über Frequenzbereiche verteilt werden, die keine Eigenresonanzfrequenzen einer elektrischen Vorrichtung aufweisen, die von der Drehstrom-Wechselrichterschaltung angetrieben wird.
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