DE112008001796B4

DE112008001796B4 - Wechselrichtersystem und Steuerverfahren

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Publication number: DE112008001796B4
Application number: DE112008001796.4T
Authority: DE
Inventors: Stefan Kolb; Joaquin Mölck; Christian Eichert
Original assignee: ENASYS GmbH
Current assignee: Enasys De GmbH
Priority date: 2007-06-29
Filing date: 2008-06-27
Publication date: 2022-03-10
Anticipated expiration: 2028-06-28
Also published as: DE112008001796A5; WO2009003959A2; DE102007063434A1; WO2009003959A3

Abstract

Wechselrichteranordnung mit einem Gleichspannungsanschluss, an den eine Gleichspannung anlegbar ist, einem Lastanschluss zum Anschluss einer Last, mehreren parallel geschalteten Wechselrichtern, deren Eingänge gemeinsam mit dem Gleichspannungsanschluss und deren Ausgänge über eine oder mehrere Induktivitäten gemeinsam mit dem Lastanschluss gekoppelt sind, und einer Steuerungseinrichtung zur Steuerung der Wechselrichter in Abhängigkeit eines Vorgabevektors einer Übergeordneten Steuerungs- oder Regelungseinheit dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinrichtung ausgebildet ist, die Wechselrichter derart anzusteuern, dass die Ausgangsspannung am Lastanschluss in Abhängigkeit vom Vorgabevektor einer Übergeordneten Steuerungs- oder Regelungseinheit einen bestimmten Zustand aus einer Anzahl von unterschiedlichen Zuständen einnimmt, wobei wenigstens einige Zustände der Ausgangsspannung durch eine Anzahl verschiedener Kombinationen von Betriebszuständen der Wechselrichter erzielbar sind und die Steuerungseinrichtung für jeden Zustand der Ausgangsspannung diejenige Kombination von Betriebszuständen der Wechselrichter aus der Anzahl der verschiedenen Kombinationen auswählt, bei welcher ein gewünschtes Kriterium möglichst optimal erfüllt ist und die Steuerungseinrichtung derart ausgeführt ist, dass die einzelnen Wechselrichter mit unterschiedlichen Potentialstellbefehlen versorgt werden können um mehr als 2 Level in der Ausgangsspannung zu erzeugen.

Description

Die Erfindung betrifft ein PWM- (Pulsweitenmodulations-) Steuerverfahren für parallel geschaltete selbstgeführte Spannungszwischenkreiswechselrichter, die auch als Gleichrichter oder aktive Filter betrieben werden können. Dabei können die Spannungszwischenkreiswechselrichter auf verschiedenen Topologien wie z.B. 2-Level oder 3-Level-NPC (Neutral Point Clamped) aufgebaut sein. Die Kopplung der Spannungszwischenkreiswechselrichter erfolgt über induktive Bauteile wie z.B. Drosseln, Transformatoren oder Wicklungsstränge von elektrischen Maschinen.
Das Erreichen von hohen Ausgangsleistungen im Bereich von elektrischen Antrieben oder Filtern kann durch verschiedene Herangehensweisen erreicht werden.
Hier kommen vielfältige Variationen von Multilevel Stromrichtern zum Einsatz. Es sind Topologien wie „Series Connected H-Bridge“, 3-Level NPC, FLC und hybride Verfahren zu nennen, wie sie in „Multilevel Inverter by Cascading Industrial VSI“, Remus Teodorescu, Frede Blaabjerg, et al., IEEE Transactions on Industrial Electronics, 08/2002 und „Design and Comparison of Medium Voltage MultiLevel Converters for Industry Applications“, Krug, D. Malinowski, M. Bernet, S., Industry Applications Conference, 2004. 39th IAS Annual Meeting., Conference Record 2004 IEEE beschrieben sind. Grundsätzlich wird durch Reihenschaltung von Zellen oder Bauteilen eine gegenüber der Nennspannung der Bauteile erhöhte Ausgangsspannung und damit Leistung erreicht.
In „Multilevel Inverter by Cascading Industrial VSI“, Remus Teodorescu, Frede Blaabjerg, et al., IEEE Transactions on Industrial Electronics, 08/2002, „Optimal Pulse-Width Modulation for Three-Level Inverters“, Thomas Brückner, Donald Grahame Holmes, IEEE Transactions on Power Electronics 01/2005, „Pulsewidth Modulation for Electronic Power Conversion“, Joachim Holtz, Proceeding of the IEEE, Vol. 82, 08/1994 und „Pulse Width Modulation for Power Converters : Principles and Practice“, Holmes, D. G. Lipo, T. A., IEEE Press Series on Power Engineering, Wiley-IEEE Press, 2003 sind trägerbasierte Modulationsverfahren und auch Raumzeigermodulationsverfahren sowie deren Implementierungsmöglichkeiten für diese Topologien beschrieben.
Neben den genannten Methoden, die auf Reihenschaltungskonzepten beruhen, wird die Parallelschaltung von einzelnen Wechselrichtern, im Folgenden auch Inverter oder Spannungswechselrichter genannt, in verschiedenen Veröffentlichungen beschrieben.
Die grundsätzliche Struktur einer solchen Parallelschaltung ist in 1 aufgezeigt.
Ein Gleichspannungszwischenkreis (ZK) speist zwei Spannungswechselrichter (WR1 und WR2), deren Ausgänge jeweils mit der äquivalenten Phase des anderen Wechselrichters über Drosseln (L_U,1;L_V,1;L_W,1, L_U,2;L_V,2;L_W,2) verbunden sind. Die Mittelpunkte zwischen den Drosseln (U,V,W) sind mit der Last verbunden.
Jeder Wechselrichter besteht aus 3 Halbbrücken, im Folgenden auch Brückenzweige oder phase leg genannt. Jede Halbbrücke, wie sie in 12 dargestellt ist, besteht aus 2 selbstlöschenden Halbleiterschaltern (S1,S2), im Folgenden auch Schalter genannt. Hier kommen Insulated Gate Bipolar Transistoren (IGBT), Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistoren (MOSFET), Gate turn-off Thyristoren (GTO), Integrated Gate Commutated Thyristoren (IGCT) und Bipolartransistoren zum Einsatz. Parallel zu den Halbleiterschaltern sind Freilaufdioden (D1, D2), im Folgenden auch Inversdioden genannt, geschaltet.
Auf Grund des unterschiedlichen Schaltverhaltens der einzelnen Halbleiterschalter und der Impedanzunterschiede in den Zweigen kommt es im Betrieb zum Stromfluss zwischen den Halbbrücken der einzelnen Wechselrichter. Dieser wird im Folgenden als Kreisstrom oder auch als Querstrom bezeichnet. Der Kreisstrom erzeugt erhöhte Verluste und trägt nicht zum Laststrom bei.
In DE 41 11 734 C1 ist ein Verfahren beschrieben, welches diese Probleme löst. Eine Steuereinheit gibt Potentialstellbefehle, weiterhin auch Schaltvektoren oder Schaltzustände genannt, an beide Wechselrichter vor. Durch eine unabhängige Kreisstrombegrenzung werden die Potentialstellbefehle für einen Brückenzweig invertiert ausgegeben, wenn der Kreisstrom einen Grenzwert überschritten hat. Erst wenn der Kreisstrom unter einen reduzierten Grenzwert gesunken ist, wird der eigentliche Potentialstellbefehl wieder ausgegeben. Diese Regelung ist unabhängig von der eigentlichen Steuereinheit, welche die Potentialstellbefehle vorgibt. Bei dieser Anwendung werden grundsätzlich beide parallelen Wechselrichter mit dem gleichen Sollwert versorgt.
In DE 38 16 444 C2 ist ein Verfahren beschrieben, welches die Kreisstromproblematik derart löst, dass zu einem gemeinsamen Phasengesamtspannungssollwert ein Korrektursignal für jeden einzelnen Wechselrichter hinzuaddiert wird, so dass der Kreisstrom verringert wird.
In EP 0 813 292 A2 wird eine Konfiguration von 3 bzw. n parallelen Wechselrichtern beschrieben, bei der die 3 bzw. n Wechselrichter über Induktivitäten verbunden sind. Ein PWM Generator gibt für jede Phase ein PWM Signal aus. In Abhängigkeit vom Kreisstrom wird der Wechsel des Pegels des PWM Signals verzögert. Damit kann eine Balancierung des Querstroms erreicht werden. Eine bewusste Erzeugung einer Multilevel Ausgangsspannung wird hier nicht vorgenommen.
In DE 43 41 868 C2 wird eine Parallelschaltung von 2 Wechselrichtern beschrieben, die als 2-Level oder als 3-Level NPC ausgeführt sein kann. Hier wird ein raumzeigerbasiertes Modulationsverfahren eingesetzt. Eine Zeitdauerberechnungseinheit berechnet die Dauer der Schaltzustände, welche für beide Wechselrichter gleich sind. In Abhängigkeit von der Größe der Kreisströme verändert eine Zeitdauerkorrektureinrichtung die Sollzeiten für jeden einzelnen Wechselrichter derart, dass die Abweichung der Ausgangsströme voneinander reduziert wird. Es werden nur die durch unterschiedliches Schaltverhalten und unterschiedliche Impedanzen auftretenden Kreisströme reduziert. Eine Multilevel Ausgangsspannung soll nicht erzeugt werden.
In DE4111733C1 wird eine Parallelschaltung von 2 Wechselrichtern beschrieben, bei der die auftretende Querstromproblematik derart gelöst ist, dass für die auftretenden Nullvektoren bei Überschreitung eines vorgegebenen Grenzwertes ein alternativer Nullvektor gewählt wird, bis ein reduzierter Grenzwert erreicht ist. Außerdem wird gemäß Anspruch 2 bei Überschreitung des Grenzwertes bei Vorgabe eines Aktivzeigers für eine definierte Zeit auf einen Nullvektor geschaltet. Dies erzeugt zusätzliche Schaltverluste und verschlechtert das Ausgangsspektrum. Beide Wechselrichter erhalten nie unterschiedliche Aktivzeiger. Damit wird Möglichkeit die parallelen Stromrichter zur Erzeugung zusätzlicher Ausgangsspannungslevel (Multilevel) zu nutzen, nicht in Betracht gezogen.
Das Ausgangsspektrum solcher Lösungen, wie sie in DE 41 11 734 C1 , EP 0 813 292 A2 , DE 43 41 868 C2 , DE4111733C1 beschrieben sind, zeigt das dominierende Trägerband bei der Schaltfrequenz.
Der Einsatz von parallel geschalteten Wechselrichtern bietet die Möglichkeit, das Ausgangsspektrum zu verbessern, indem nicht beide Wechselrichter zu jeder Zeit die gleiche Spannung ausgeben sondern bewusst unterschiedlich angesteuert werden. Dies verstärkt jedoch die Problematik der Kreisstromentstehung.
Dies wird z.B. in JP S60-98875 A gezeigt. Hier wird vorgeschlagen, in einer Konfiguration mit n parallel geschalteten Wechselrichtern die Trägersignale der Modulatoren der einzelnen Wechseltrichter jeweils um den Faktor 360°/n zu verschieben und so virtuell eine Erhöhung der Schaltfrequenz um den Faktor n zu erreichen. Die Problematik der Kreisströme wird hier nicht betrachtet.
In „An Interleaved Active Power Filter with reduced Size of Passive Components“, L. Asiminoaei, u.a., IEEE 2006 wird die Parallelschaltung von 2 Spannungszwischenkreiswechselrichtern für einen aktiven Filter dargestellt, bei denen die Trägersignale um 180° verschoben sind. Zur Reduktion der Kreisströme wird der Einsatz von Gleichtaktdrosseln vorgeschlagen.
In EP 0 600 635 B1 wird ein Verfahren zur Modulation einer parallelen Wechselrichteranordnung dargestellt, bei der die Trägersignale für jeden einzelnen Wechselrichter in Abhängigkeit von der Polarität des Sollwertsignals (Phasensollspannung) geändert werden. Ein Verfahren zur Minimierung der Kreisströme in Zusammenhang mit dem dargestellten Modulationsverfahren wird nicht angegeben.
In EP 0 697 763 B1 wird ein Verfahren, basierend auf einer 2-Level Raumzeigermodulation, dargestellt. Der 2-Level Raumzeigemodulator berechnet für einen vorgegebenen Sollspannungsvektor die entsprechenden Schaltzeiten und wählt die zu nutzenden Schaltvektoren aus. Eine „Vektorvertauschungseinheit“ gibt die Schaltvektoren in unterschiedlicher Reihenfolge an die PWM Einheiten der einzelnen Wechselrichter aus. Der erste Wechselrichter erhält die Vektoren in der Reihenfolge (V_i,V_j,V₇,V_j,V_i,V₀), der zweite Wechselrichter in der Reihenfolge (V₀,V_i,V_j,V₇,V_j,V_i). Dadurch wird erreicht, dass sich die Schaltzustände der beiden Wechselrichter zeitweilig unterscheiden und so ein zusätzliches Level in der Ausgangsspannung entsteht. Damit ist das Ausgangsspektrum besser als bei Synchronbetrieb der beiden Wechselrichter. Allerdings ist bei diesem Verfahren die Verzerrung der Ausgangsspannung durch Harmonische der Grundwelle größer als bei einem 3-Level Wechselrichter mit 3-Level Raumzeigermodulator, da bei letzterem sichergestellt werden kann, dass nur Schaltzustände eines angrenzenden Bereiches zum jeweiligen Sollspannungsvektors zur Darstellung diese Sollspannungsvektors herangezogen werden. (Innerhalb von kurzen Zeitabschnitten wechselt die Phase-Phase Ausgangsspannung zwischen drei Spannungsleveln). Zur Begrenzung der Kreisströme kann die Reihenfolge der Schaltvektoren, in der sie an die PWM Einheiten der Wechselrichter gegeben werden, vertauscht werden, um so den Kreisströmen entgegenzuwirken.
Zielstellung der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung anzugeben, die es ermöglicht, parallele Wechselrichter derart zu betreiben, dass das Ausgangsspannungsspektrum gegenüber den Verfahren des Standes der Technik deutlich verbessert ist und gleichzeitig die Kreisströme geregelt werden, wobei auf eine Erhöhung der Schaltfrequenz, was zusätzliche Verluste verursachen würde, verzichtet wird. Das verbesserte Ausgangsspektrum ermöglicht es, den passiven Filteraufwand (Drosseln, Kondensatoren, Transformatoren) zu reduzieren. In Verbindung mit der Anwendung im Bereich von elektrischen Antrieben (Motoren, Generatoren) führt der verringerte Oberwellengehalt der Spannung zu geringerem Stromripple und damit zu geringerem Drehmomentenripple, was sich durch eine geringere Belastung und geringere Verluste in der Maschine auszeichnet.
Im Anwendungsfall der Netzeinspeisung, z.B. von Windkraftanlagen oder von Active-Front-Ends von Industrieumrichtern, können die Netznormen bezüglich des Oberwellengehaltes mit deutlich reduziertem Filteraufwand erreicht werden.
Gleichzeitig ist das Verfahren für Hochgeschwindigkeitsantriebe einsetzbar, bei denen systembedingt hohe Ausgangsgrundwellenfrequenzen benötigt werden. Mittels des neuen Verfahrens können auch bei niedrigen Schaltfrequenzen einzelner Wechselrichter und hoher Ausgangsfrequenz geringe THD- (Total Harmonic Distortion-) Werte erreicht werden.
Es wird ein Verfahren angegeben welches es ermöglicht, n-parallel geschaltete selbstgeführte Wechselrichter mit einem Multilevel-Modulations- oder Regelverfahren anzusteuern bei dem Ausgangsspannungen mit mehr als 2 Level erzeugt werden und damit die Vorteile dieser Multilevelverfahren ausnutzt, als da wären zum Beispiel ein optimiertes Ausgangsspektrum und ein niedriger THD, und gleichzeitig sowohl die Ströme der einzelnen Wechselrichter zu symmetrieren als auch die auftretenden Kreisströme zu begrenzen bzw. minimieren.
Dabei werden die parallel geschalteten Wechselrichter nicht einzeln moduliert, sondern es wird ein gemeinsamer Multilevel-Modulator bzw. Multilevel-Regler, im Folgenden als Modulator bezeichnet, verwendet. Diesem nachgeschaltet ist ein Schaltzustandsselektor, welcher nach gewünschten Kriterien (Stromsymmetrierung, Kreisstromminimierung, Maximalstrom) von den möglichen redundanten Schaltzuständen denjenigen auswählt, welcher die Optimierungskriterien am besten erfüllt. Des Weiteren kann die Selektion der redundanten Schaltzustände derart ausgeführt werden, dass eine gewünschte Verteilung der Schaltverluste erreicht wird.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Wechselrichteranordnung der eingangs genannten Art mit mehreren parallel geschalteten, von einer oder mehreren Wechselrichterhalbbrücken gebildeten Wechselrichtern gelöst, wobei die Wechselrichterhalbbrücken jeweils zwei oder mehr Schaltelemente aufweisen, mit denen Gleichspannungspulse mit vom zeitliche Verlauf der diskreten Schaltzustände der Schaltelemente abhängiger Polarität, Pulsweite und ggf. Amplitude auf einen Ausgang einer Wechselrichterhalbbrücke zu schalten sind. Dabei sind die einander entsprechenden Ausgänge der Wechselrichter über eine oder mehrere Induktivitäten miteinander verbunden. Die Wechselrichteranordnung weist außerdem einen Modulator zum Bestimmen von Pulsweiten, Polaritäten und ggf. Amplituden der Gleichspannungspulse zur Annäherung an eine Ausgangswechselspannung gewünschter, insb. sinusartiger Form, und einen Schaltzustandsselektor zum wenigsten mittelbaren Ansteuern der Schaltelemente auf, der derart ausgebildet ist, dass er unter verschiedenen hinsichtlich der Annäherung an eine gewünschte Ausgangs-Wechselspannung für einen jeweiligen Zeitpunkt möglichen und bezüglich der momentanen Ausgangsspannung gleichwertigen Schaltzustandskombinationen der Schaltelemente diejenige Schaltzustandskombination bestimmt, bei der ein Optimierungskriterium optimal erfüllt ist.
Eine mögliche Wechselrichteranordnung zeichnet sich dadurch aus, dass der Modulator ein Pulsweitenmodulator ist, der nach dem Sinus-Dreiecksverfahren arbeitet. Dabei besteht die Wechselrichteranordnung beispielsweise aus 2-Level Wechselrichter, wobei eine Anzahl von n 2-Level Wechselrichtern parallel geschaltet sind und die Wechselrichteranordnung als (n+1)-Level Pulsweitenmodulator im Sinus-Dreiecksverfahren mit einer Anzahl von n dreieckförmigen Trägersignalen arbeitet.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Modulator ein Pulsweitenmodulator, der ausgebildet ist, eine Mehrlevelraumzeigermodulation durchzuführen. Dabei besteht die Wechselrichteranordnung beispielsweise ebenfalls aus 2-Level Wechselrichtern, wobei auch hier eine Anzahl von n Wechselrichtern parallel geschaltet sind und die Wechselrichteranordnung als (n+1)-Level Pulsweitenmodulator im Mehrlevelraumzeigermodulationsverfahren arbeitet.
Die Schaltelemente der Wechselrichteranordnung sind vorzugsweise Isolated-Gate Bipolartransistoren oder Integrated Gate Commutated Thyristoren.
Vorzugsweise weist der Schaltzustandsselektor Strommesseinrichtungen zur Messung von Strömen an den Ausgängen der Wechselrichter auf und ist ausgebildet, die Auswahl der Betriebszustände in Abhängigkeit von den gemessenen Werten der Ströme an den Ausgängen der Wechselrichter vorzunehmen. Weiterhin ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, sich je nach Kombination von Betriebszuständen der Wechselrichter einstellende Kreisströme, Phasenströme oder Kreis- und Phasenströme zwischen einzelnen Wechselrichtern vorauszuberechnen.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ermittelt der Schaltzustandsselektor die Auswahl der Betriebszustände in Abhängigkeit von aus einem Systemmodell errechneten Werten der Ströme an den Ausgängen der Wechselrichter.
Des Weiteren ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, als Optimierungskriterium eine Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf und ist ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen Regelungsgrößenistwertvektors eine Minimierung der jeweils größten Phasenströme durchzuführen, so dass die Differenz der Phasenströme minimal wird.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, eine Minimierung der Kreisströme als Optimierungskriterium durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und eine mit dem Ausgang der Berechnungseinheit verbundenen Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf und ist ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Berechnungseinheit ausgegebenen ersten Regelungsgrößenistwertvektors und eines von der Berechnungseinheit an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten zweiten Regelungsgrößenistwertvektors eine Minimierung der Kreisströme durchzuführen.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, eine Gleichtaktstromregelung als Optimierungskriterium durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und eine mit dem Ausgang der Berechnungseinheit verbundenen Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf und ist ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Berechnungseinheit ausgegebenen ersten Regelungsgrößenistwertvektors und eines von der Berechnungseinheit an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten zweiten Regelungsgrößenistwertvektors eine Gleichtaktstromregelung durchzuführen.
In einer noch anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, eine Auswahl von Schaltzustandskombinationen anhand mehrerer Optimierungskriterien wie eine Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme, eine Minimierung der Kreisströme und eine Gleichtaktstromregelung durchzuführen.
Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors, eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors, eine Einheit zur Einstellung der Gewichtung der einzelnen Optimierungskriterien wie Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme, Minimierung der Kreisströme und Gleichtaktstromregelung, eine Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren und eine Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf.
Die Strommesseinrichtungen des Schaltzustandsselektors sind dabei mit den Eingängen aller Berechnungseinheiten verbunden. Die Einheit zur Einstellung der Empfindlichkeit der einzelnen Optimierungskriterien und die Ausgänge der Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und der Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors sind dabei mit dem Eingang der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren verbunden. Der Ausgang der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren ist wiederum mit der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase verbunden.
Der Schaltzustandsselektor ist dabei vorzugsweise ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an alle Berechnungseinheiten ausgegebenen Stromistwertvektor und eines von der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten gewichteten Regelungsgrößenistwertvektors eine Auswahl von Schaltzustandskombinationen anhand der oben genannten Optimierungskriterien durchzuführen.
Des Weiteren ist der Schaltzustandsselektor vorzugsweise ausgebildet, eine Grenzwertüberwachung für ein oder mehrere Optimierungskriterien durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor gegenüber den vorgenannten Ausführungsformen je Phase vorzugsweise zusätzlich eine Einheit zur Ermittlung des Betragswertes des an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen Regelungsgrößenistwertvektors, einen mit der Einheit zur Ermittlung des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors verbundenen Grenzwertkomparators für den Vergleich des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors mit einem an den Grenzwertkomparator ausgegebenen Grenzwert und einen mit dem Grenzwertkomparator verbundenen Phasenschaltzustandsänderungsvergleicher für den Vergleich des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors bei Grenzwertüberschreitung mit einem von einem Mehrlevelmodulator erhaltenen Phasenschaltzustandsänderungswert und für die Ausgabe eines Phasenschaltzustandsänderungssignals bei Grenzwertüberschreitung an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf.
Der Schaltzustandsselektor ist dabei ausgebildet, eine Grenzwertüberwachung für ein oder mehrere Optimierungskriterien durchzuführen und bei Grenzwertüberschreitung mittels der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase eine neue Phasenschaltzustandsberechnung vorzunehmen und im Ergebnis eine Phasenschaltzustandsänderung auszugeben.
Vorzugsweise zeichnet sich die Wechselrichteranordnung dadurch aus, dass der Modulator ausgebildet ist, ein trägerbasiertes Pulsweitenmodulationsverfahren derart durchzuführen, dass eine Anzahl der entsprechend der Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter von Trägersignalen mit einem Referenzsignal (Sollwert) so verknüpft werden, dass die Anzahl der möglichen Ausgangszustände je Phase um 1 größer ist als die Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter multipliziert mit der um 1 verminderten Anzahl der Level der Einzelwechselrichter.
Bei einer alternativen Ausführungsform ist der Modulator ausgebildet, vorausberechnete Pulsmuster zu verarbeiten, wobei die Anzahl der möglichen Ausgangszustände je Phase um 1 größer sein kann als die Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter multipliziert mit der um 1 verminderten Anzahl der Level der Einzelwechselrichter.
In einer noch weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich die Wechselrichteranordnung dadurch aus, dass die Wechselrichteranordnung zwei oder mehr Wechselrichter mit Multileveltopologie mit einem gemeinsamen Modulator aufweist.
Die Erfindung soll nun anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert werden. Die Zeichnungen zeigen in:

1: Prinzipschaltung einer grundsätzlichen Struktur einer Parallelschaltung von zwei Wechselrichtern,
2: allgemeine Struktur einer Wechselrichteranordnung gemäß der Erfindung,
2a alternative Struktur einer Wechselrichteranordnung gemäß der Erfindung
3: allgemeine Anordnung von n parallel geschalteten Wechselrichtern,
4: Prinzipschaltbild einer Anordnung von n parallel geschalteten Wechselrichtern,
5: Drosseln als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach 4,
6: Gleichtaktdrosseln als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach 4,
7: Reihenschaltung von Drossel und Gleichtaktdrossel als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach 4,
8: auf einem gemeinsamen Kern befindliche Drosseln als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach 4,
8a eine äquivalente Anordnung von stromkompensierten 2-phasigen Drosseln zur Drosselanordnung in 8
9: prinzipielle Bauform einer induktiven Koppeleinheit nach 8,
9a eine weitere Bauform einer induktiven Koppeleinheit nach 8
9b eine verbesserte Bauform einer induktiven Koppeleinheit nach 8
10: Schaltbild eines 2-Level Brückenzweiges (Halbbrücke),
11: Beispielsweise Darstellung des Ausgangsspektrums und einiger Ausgangsgrößen einer Anordnung mit 4 parallelen 2 Level Wechselrichtern mit einem 2 Level Sinus-Dreieck-Modulato (Stand der Technik),
12: Beispielsweise Darstellung des Ausgangsspektrums und einiger Ausgangsgößen einer Anordnung mit 4 parallelen 2 Level Wechselrichtern mit einem 2 Level Sinus-Dreieck-Modulator mit phasenverschobenen Trägersignalen (Stand der Technik),
13: Prinzipschaltbild eines 3-Level Brückenzweiges in NPC-Topologie,
14: Prinzipschaltbild von vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern als 5-Level Modulator für drei Phasen,
15: Tabelle der Phasenschaltzustände eines 5-Level Modulators nach 14,
16a: Darstellung der möglichen Schaltzustände eines Brückenzweiges eines 2-Level Wechselrichters,
16b: Beispiel eines Schaltzustandes eines 3-phasigen 2-Level Wechselrichters,
16c: Beispiel eines Schaltzustandes von vier parallel geschalteten 3-phasigen 2-Level Wechselrichtern,
17a: Darstellung des Phasenzustandes 0 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
17b: Darstellung des Phasenzustandes 1 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
17c: Darstellung des Phasenzustandes 2 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
17d: Darstellung des Phasenzustandes 3 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
17e: Darstellung des Phasenzustandes 4 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
18: Darstellung der Ausgangsspannung einer Phase als Raumzeiger in einem Raumzeigersechseck eines 5-Level Pulsweitenmodulators nach den 14 und 15, der nach dem Raumzeigermodulationsverfahren arbeitet,
19: Beispiel eines aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern bestehenden 5-Level Pulsweitenmodulators, der nach dem Sinus-Dreiecksverfahren arbeitet,
20: Darstellung des Stromflusses in einem 5-Level Pulsweitenmodulator nach 19,
21: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Phasenstrombegrenzungsregelung,
22: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Kreisstromregelung,
23: Beispielhafte Darstellung der Ausgangsspektren einer Phase eines nach dem Raumzeigermodulationsverfahren arbeitenden 5-Level Pulsweitenmodulators mit einer Kreisstromregelung nach 22,
24: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Gleichtaktstromregelung,
25: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit gleichzeitiger Kreisstromregelung, Phasenstrombegrenzungsregelung und Kreisstromregelung,
26: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Grenzwertüberwachung und gleichzeitiger Kreisstromregelung,
27: Beispielhafte Darstellung der Ausgangsspektren einer Phase eines nach dem Raumzeigermodulationsverfahren arbeitenden 5-Level Pulsweitenmodulators mit einer Grenzwertüberwachung und gleichzeitiger Kreisstromregelung nach 26,
28: Prinzipschaltung einer zweiphasigen Topologie mit einem 3-Level Modulator.

In 2 ist die allgemeine Struktur der Ansteuerung der Wechselrichter gemäß der Erfindung dargestellt.
Von einer überlagerten Regelung oder Steuerung wird ein Sollspannungsvektor U, bestehend aus Betrag und Phase oder α,β-Koordinaten vorgegeben. Der k-Level Modulator M erzeugt Ausgangssignale für jede der 3-Phasen. Diese Ausgangssignale entsprechen diskreten Phasenmittelpunktsspannungen mit k Levels und werden von einem Schaltzustandsselektor SZS weiterverarbeitet. Der k-Level Modulator M gibt eine diskrete Sollspannung, welche k Levels haben kann, für jede der 3 Phasen an den Schaltzustandsselektor vor. Dabei ist der Modulator M als Multilevel-Modulator aufgebaut. Die Ausgangszustände werden derart gewählt, dass der zu erreichende Sollspannungsvektor möglichst genau abgebildet wird.
Der Schaltzustandsselektor SZS bekommt von den Strommesseinrichtungen SM1 bis SMn die Messwerte der Ausgangsströme der einzelnen m-Level Wechselrichter. In Abhängigkeit von den gemessenen Strömen wählt er für den gewünschten Spannungszustand denjenigen redundanten Schaltzustand, der das/die gewünschten Optimierungskriterien erfüllt.
Damit wird erreicht, dass die Ausgangsspannung der vom Modulator M vorgegebenen Spannung folgt und gleichzeitig die bestehenden Freiheitsgrade (redundante Schaltzustände) zum Erreichen des Optimierungskriteriums genutzt werden. Es kann also der Kreisstrom geregelt werden, ohne dass sich dafür die Ausgangsspannung ändert.
In 2a ist die allgemeine Struktur der Ansteuerung der Wechselrichter gemäß der Erfindung dargestellt, wenn die übergeordnete Regelung statt eines Sollspannungsvektors einen k-Level Schaltzustandsvektor vorgibt. Bei dieser Struktur wird kein zusätzlicher Modulator benötigt und die k-Level Schaltzustände werden direkt vom Schaltzustandsselektor verarbeitet.
Eine allgemeine Anordnung von n parallel geschalteten Wechselrichtern ist in 3 dargestellt. Eine Anzahl von n Wechselrichtern (n≥2) WR 1 bis WR n ist eingangsseitig mit einem gemeinsamen Zwischenkreis (C1..C4) verbunden. Dieser Zwischenkreis stellt eine Spannungsquelle dar und kann aus beliebigen Kombinationen von Kapazitäten bestehen. Der Ausgang, eines jeden Wechselrichters ist jeweils mit einer induktiven Koppeleinheit (L₁ ... L_n) verbunden. Die Parallelschaltung der Ausgänge der Koppeleinheiten (L₁ ... L_n) führt die Ströme der einzelnen Stromrichter zusammen und leitet sie an die Last weiter.
Das die Erfindung betreffende System ist in 4 dargestellt. Eine Anzahl von ebenfalls n Wechselrichtern (n≥2) WR 1 bis WR n ist eingangsseitig mit einem gemeinsamen Zwischenkreis (C1..C4) verbunden. Dieser Zwischenkreis stellt eine Spannungsquelle dar und kann aus beliebigen Kombinationen von Kapazitäten bestehen. Es ist für das Verfahren unerheblich, ob es sich um einen auf die einzelnen Wechselrichter verteilten oder einen zentralen Zwischenkreis handelt. Eine induktive Koppeleinheit L führt die Ströme der einzelnen Stromrichter zusammen und leitet sie an die Last (Last) weiter.
Die Ausgangsspannung eines Brückenzweiges kann in Bezug auf den Mittelpunkt des Zwischenkreises eine Anzahl m von diskreten Zuständen einnehmen. Aus der Kombination der n parallelen Wechselrichter ergeben sich k=n*(m-1)+1 verschiedene Ausgangsspannungslevel in Bezug zum Zwischenkreismittelpunkt. Diese Ausgangsspannungslevel können durch verschiedene Kombinationen der Schaltzustände der einzelnen Brückenzweige erreicht werden. Es gibt also für einen Ausgangsspannungslevel verschiedene redundante Schaltzustände. Hier bezeichnet Schaltzustände die Gesamtheit aller Zustände der in den Wechselrichtern beteiligten Schalter.
Die in 4 dargestellte induktive Koppeleinheit L kann z.B. wie in den 5, 6, 7 und 8 ausgeführt sein. Alle Umsetzungsmöglichkeiten habe die Gemeinsamkeit, dass die Ströme einer Phase der n parallel geschalteten Wechselrichter zusammen gefasst werden und als ein Summenstrom an die Last weitergegeben werden können.
In 5 ist an die Brückenausgänge der Wechselrichter jeweils eine Induktivität L_i (i=1...n) angeschlossen. Sie wirken sowohl zur Begrenzung des Kreisstromanstieges als auch zur Glättung des Ausgangsstromes. Sie dämpft also symmetrische als auch asymmetrische Störungen. Die Induktivität kann als 3 einphasige Drosseln oder als eine dreiphasige Drossel je Wechselrichter ausgeführt sein.
In 6 ist hinter jedem der n Wechselrichter eine Gleichtaktdrossel geschaltet. Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass sie nur für asymmetrische Störströme, zu denen der auftretende Kreisstrom gehört, wirkt. Sie kann als Ringkerndrossel ausgeführt sein, die mit 3 gleichsinnigen Wicklungen bewickelt ist.
In 7 ist die Kombination von Drosseln, die denen der 5 und 6 entsprechen, dargestellt. Hier werden die Kreisströme durch beide Drosselarten gedämpft.
In 8 ist eine induktive Kopplungseinheit gezeigt, die aus 3 Teileinheiten (L_U, L_V, L_W) besteht, bei der die Ströme einer Phase von allen n Wechselrichtern durch eine Drossel gekoppelt sind. Sie wirkt als Differential Mode Drossel und dämpft damit nur die Kreisströme. Dies hat den Vorteil, dass an der Drossel kein Spannungsabfall durch den Laststrom erzeugt wird. Der Kern der Drossel muss auch nur den durch den Kreisstrom erzeugten magnetischen Fluss führen.
In 8b ist eine in ihrer Wirkung äquivalente Anordnung zur induktiven Kopplungseinheit in 8 gezeigt, bei der in die Ausgangsphasen der n Wechselrichter jeweils 2-phasige Stromkompensierte Drosseln geschaltet sind, wobei die Kompensationswicklungen der Drosseln einer jeden Phase so verschaltet sind, dass eine Ausgangsstromkompensation erreicht wird und die Induktivität der Drosseln nur auf die Kreisstromanteile des Ausgangsstroms der Wechselrichter wirkt.
In 9 ist eine mögliche Ausführungsform von Drosseln gemäß 8 für 4 parallel geschaltete Wechselrichter gezeigt.
In 9a ist eine weitere Ausführungsform von Drosseln gemäß 8 für 4 parallel geschaltete Wechselrichter gezeigt.
In 9b ist eine verbesserte Ausführungsform von Drosseln gemäß 8 für 4 parallel geschaltete Wechselrichter gezeigt, bei der der symmetrische Aufbau der Drossel eine gleiche Kopplung der einzelnen Wicklungen zueinander bedingt.
Für eine allgemeine Anordnung mit n parallel geschalteten Wechselrichtern ist die Drossel mit n Wicklungen symmetrisch sternförmig ausgeführt.
Statt der Drosseln können auch Transformatoren zur Kopplung der einzelnen Wechselrichter eingesetzt werden.
In 10 ist ein dem Fachmann gut bekannter 2-Level Brückenzweig (Halbbrücke) dargestellt. Zwei Halbleiterschalter (IGBT, IGCT, MOFET, Bipolartransistor) sind in Reihe geschaltet und an eine Spannung U_DC angeschlossen. Antiparallel zu den Halbleiterschaltern befindet sich jeweils eine Inversdiode (D1,D2). Der Mittelpunkt zwischen den beiden Halbleiterschaltern ist der Ausgang (A) der Brückenzweiges
In 11 sind Ausgangsstrom, -spannung, Phasen- und Kreisstrom sowie Spannungsspektrum einer Parallelschaltung von 4 Wechselrichtern die mit einem 2-Level Sinus-Dreieck-Modulator angesteuert werden dargestellt. Es handelt sich dabei um 3-phasige Wechselrichter.
In 12 sind die selben Größen dargestellt, nur dass zur Steuerung der Wechselrichter 2 Level Sinus Dreieck Modulatoren mit zueinander verschobenen Trägersignalen genutzt wurden.
In 13 ist ein dem Fachmann gut bekannter 3-Level Brückenzweig der allgemein bekannten NPC Topologie dargestellt. Zwischen dem positiven Gleichspannungsanschluss (+U_DC/2) und dem Ausgang (A) sind zwei Halbleiterschalter S1 und S2 angeordnet, wobei jeweils parallel zum Schalter S1 die Diode D1 antiparallel und parallel zum Schalter S2 die Diode D2 antiparallel geschaltet sind. Zwischen dem negativen Gleichspannungsanschluss (-U_DC/2) und dem Ausgang (A) sind die Schalter S3 und S4 in Reihe geschaltet. Jeweils parallel zum Schalter S3 ist die Diode D3 antiparallel, und parallel zum Schalter S4 ist die Diode D4 antiparallel geschaltet. Der Mittelpunkt (M) zwischen dem positiven und dem negativen Gleichspannungsanschluss ist mit der Anode der Diode D5 (NPC-Diode) verbunden, wobei dessen Kathode zwischen den beiden Schaltern S1 und S2 angeschlossen ist. Die Katode der Diode D6 ist mit der Anode der Diode D5 verbunden. Die Kathode von D6 ist zwischen den Schaltern S3 und S4 angeschlossen.
Das Verfahren soll nun am Beispiel von vier parallel geschalteten 3-phasigen 2-Level Wechselrichtern, deren Ausgangszustand mit Hilfe eines 5-Level Modulators bestimmt wird.
In 14 ist die betrachtete Konfiguration dargestellt. Vier Wechselrichter WR1 bis WR4 sind mit einem gemeinsamen Zwischenkreis (-U_DC/2, M, +U_DC/2) verbunden. Die Wechselrichter bestehen jeweils aus 3 Brückenzweigen gemäß 10. Die Strommesseinrichtungen SM1 bis SM4 messen den Strom in jeder Phase des jeweiligen Wechselrichters. Jedem Brückenausgang sind die Induktivitäten L1.U, L1.V und L1.W nachgeschaltet. Die Ausgänge der Induktivitäten L1.U sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang U. Die Ausgänge der Induktivitäten L1.V sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang V. Die Ausgänge der Induktivitäten L1.W sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang W. An die Ausgänge U, V und W ist eine dreiphasige Last (z.B. Motor, Generator) angeschlossen. In 15 sind beispielhaft zwei 5-level Ausgangszustände wie sie ein 5-level Modulator erzeugt mit den jeweiligen redundanten Schaltzuständen für die 4 2-Level Wechselrichter dargestellt.
Wie in 16a dargestellt, kann jeder Brückenzweig des 2-Level Wechselrichters die Brückenschaltzustände 0 und 1 annehmen. Die dargestellten Schalter symbolisieren die eingesetzten selbstabschaltenden Halbleiterschalter, die z.B. als IGBT, IGCT, MOSFET oder Bipolartransistor ausgeführt sein können. Im Brückenschaltzustand 0 ist jeweils der untere Schalter eingeschaltet und der obere Schalter offen. Die Ausgangsspannung beträgt in diesem Fall -U_dc/2. Im Brückenschaltzustand 1 ist der obere Schalter eingeschaltet und der untere Schalter offen. Die Ausgangsspannung beträgt dann +U_dc/2.
In 16b ist ein Wechselrichter im Einzelwechselrichterschaltzustand 011 gezeigt. Das bedeutet, dass der erste Brückenzweig (U) den Brückenschaltzustand 0, der zweite Brückenzweig den Brückenschaltzustand 1 und der dritte Brückenzweig ebenfalls den Brückenschaltzustand 1 aufweist.
In 16c sind die vier parallel geschaltete Wechselrichter WR1 bis WR4 in einem Beispielschaltzustand dargestellt.
In den 17a bis 17e sind die möglichen Ausgangsspannungen U_XM für die Konfiguration mit vier parallel geschalteten 2-Level Brückenzweigen der Wechselrichter WR 1 bis WR 4 innerhalb einer Phase X im Leerlauf dargestellt. Die angegebenen Spannungen gelten für den Leerlauffall oder für die Konfiguration einer induktiven Koppeleinheit gemäß 8. Es sind folgende Ausgangsspannungen U_XM dargestellt:

17a: Level Zustand 0

Es sind in allen Wechselrichtern WR 1 bis WR 4 jeweils alle unteren Schalter eingeschaltet und alle oberen Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich: $U_{XM} = - U_{dc} /2$

17b: Phasenschaltzustand 1
Es sind in den Wechselrichtern WR 1 bis WR 3 jeweils die unteren Schalter eingeschaltet und die oberen Schalter ausgeschaltet. In dem Wechselrichter WR 4 ist jeweils der obere Schalter eingeschaltet und der untere Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich: $U_{XM} = - U_{dc} / 4$

17c: Phasenschaltzustand 2
Es sind in den Wechselrichtern WR 1 und WR 2 jeweils die oberen Schalter ausgeschaltet und die unteren Schalter eingeschaltet. In den Wechselrichtern WR 3 und WR 4 sind jeweils die oberen Schalter eingeschaltet und die unteren Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich: $U_{XM} = 0 V$

17d: Phasenschaltzustand 3
Es sind in den Wechselrichtern WR 2 bis WR 4 jeweils die oberen Schalter eingeschaltet und die unteren Schalter ausgeschaltet. In dem Wechselrichter WR 1 ist jeweils der obere Schalter ausgeschaltet und der untere Schalter eingeschaltet. Daraus ergibt sich: $U_{XM} = + U_{dc} / 4$

17e: Phasenschaltzustand 4
Es sind in allen Wechselrichtern WR 1 bis WR 4 jeweils alle oberen Schalter eingeschaltet und alle unteren Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich: $U_{XM} = + U_{dc} /2$
Im Gegensatz zur Parallelschaltung von 2-Level-Spannungswechselrichtern mit gleich angesteuerten Schaltern, bei der nur 2 Ausgangsspannungslevel U_XM (-U_dc/2, +U_dc/2) möglich sind, können, wie aus der Tabelle gemäß 15 entnommen werden kann, 5 Spannungslevel erzeugt werden.
Die zu den 2 bis 17e bisher erläuterten Sachverhalte bilden die Grundlage für den Einsatz eines Multilevelmodulators. Jede Phase kann in Bezug auf den gemeinsamen Zwischenkreismittelpunkt 5 Spannungszustände, die Phasenausgangszustände, einnehmen.
Um ein optimales Ausgangsspektrum zu erreichen, wird als ein mögliches Verfahren das 5-Level Raumzeigermodulationsverfahren eingesetzt. In 18 ist ein zu den 14 und 15 zugehöriges Raumzeigersechseck der Ausgangsspannung dargestellt. Die Schnittpunkte der Linien des Sechsecks repräsentieren die Zustände, die die Ausgangsspannung der vier parallel geschalteten Wechselrichter WR1 bis WR4 annehmen kann. In den Schnittpunkten sind die Zustände der 3 Phasen zur Erreichung des jeweiligen Ausgangsspannungsvektors angegeben (Ausgangsspannungstripel). Alle Tripel, die an einem Schnittpunkten stehen, geben die gleiche Ausgangsspannung der 4 Wechselrichter aus. Die Auswahl eines sinnvollen Tripels kann nach bekannten Methoden wie z.B. Minimierung der Common-Mode Spannung oder die Minimierung der Schaltvorgänge erfolgen.
Der abzubildende Sollspannungsvektor wird durch Ausgabe der 3 benachbarten Schaltvektoren erzeugt. Damit wird sichergestellt, dass die verkettete Spannung (z.B. U_UV) während einer Schaltperiodendauer nur um den Betrag ΔU=2*U_dc/8 springt. Dies wirkt sich positiv auf das Ausgangsspektrum aus. Um den Vorteil dieses Verfahrens zu verdeutlichen, ist das Ausgangsspektrum solch eines 5-Level Modulators als Ergebnis in 23 dargestellt. Im Vergleich zum Stand der Technik, dargestellt in den 11 und 12, ist zu erkennen, dass die Spannungssprünge ΔU, wie in 23 aufgezeigt, gegenüber dem Stand der Technik nur halb so groß sind und damit auch der Oberwellenanteil geringer ausfällt.
Eine weitere Möglichkeit zur Generierung eines Ausgangsspannungstripels ist die Nutzung eines Sinus-Dreieckverfahrens. Eine Beispielvariante ist in 19 gezeigt.
Es werden vier Trägersignale (Dreieck oder Sägezahn), auch Carrier genannt, genutzt. Dargestellt ist das Referenzsignal für eine Phase. Gemäß dem Stand der Technik wird für jeden der Wechselrichter WR 1 bis WR 4 ein Trägersignal eingesetzt, welches die Schaltzustände des jeweiligen Wechselrichters festlegt.
Da jedoch nur die Anzahl der Wechselrichter, welche einen eingeschalteten oberen Schalter bzw. unteren Schalter haben, für die Phasenausgangsspannung entscheiden ist, soll auch nur ausgewertet werden, wie viele Trägersignale kleiner als das Referenzsignal sind.
Liegt das Referenzsignal unter allen Trägersignalen ist der Zustand „0“ zu wählen, liegt es über einem Trägersignal ist der Zustand „1“ zu wählen, liegt es über 2 ist der Zustand „2“ zu wählen. Dies kann bis zum n-ten Level fortgesetzt werden.
Die Modulation wird für jede Phase äquivalent ausgeführt. Nur die Referenzsignale sind um 120° bzw. 240° verschoben. Das bedeutet, dass dieses Verfahren für jede Phase einen Schaltzustand zwischen 0 und 4 und insgesamt ein Schalttripel wie bei der Raumzeigermodulation liefert.
In 19 ist für den Zeitraum T0 der Phasenausgangszustand einer Phase dargestellt. Der Wert des sinusförmigen Referenzsignals liegt während dieser Zeit über 3 Trägersignale. Damit ist der Phasenausgangszustand 3. Das bedeutet, dass bei drei der vier Brückenzweige der betrachteten Phase U der obere Schalter eingeschaltet ist (Brückenschaltzustand 1) und bei einem der vier Brückenzweige der untere Schalter eingeschaltet (Brückenschaltzustand 0) ist.
Für den Phasenausgangszustand 3 ergeben sich vier verschiedene Phasenschaltzustände (1110, 1101, 1011, 0111). In diesem Fall ist der Phasenschaltzustand 0111 in 19 dargestellt. Die vier Phasenschaltzustände ergeben alle die gleichen Ausgangsspannungen. Sie unterscheiden sich jedoch in der auftretenden Kreisstromänderung di_xk/dt. Der Stromflussplan zu diesem Beispiel wird in 20 gezeigt, wobei hier die Phase X die Phase U darstellt.
Eine zusätzliche Möglichkeit der Modulation besteht darin, offline, das heißt, nicht in Echtzeit während des Betriebes der Wechselrichter, nach gewünschten Optimierungskriterien ein Pulsmuster zu berechnen. Auch hier wird als Ergebnis ein Ausgangsspannungstripel mit den Phasenausgangszuständen 0 bis 4 generiert. Die sich ergebenden Ausgangsspannungen sind in den 17a bis 17e dargestellt.

Die verschiedenen Möglichkeiten für die Änderung des Kreisstromes können aus den 17a bis 17e hergeleitet werden und sind nachfolgend in Tabelle 1 aufgezeigt. Tabelle 1: Stromanstiege in Abhängigkeit vom Phasenschaltzustand

Phasenausgangszustand	U_XM	Phasen- schaltzustand	di_xk,1/dt	di_xk,2/dt	di_xk,3/dt	di_xk,4/dt
0	-U_dc/2	0000	0	0	0	0
1	-U_dk/4	1000	3/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L
		0100	-1/4 U_dc/L	3/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L
		0010	-1/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L	3/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L
		0001	-1/4 U_dc/L	-1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	3/4 U_dc/L
2	0 V	1100	1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L
		1010	1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L
		1001	1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L
		0110	-1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L
		0101	-1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L
		0011	-1/2 U_dc/L	-1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L	1/2 U_dc/L
3	+U_dc/4	0111	-3/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L
		1011	1/4 U_dc/L	-3/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L
		1101	1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	-3/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L
		1110	1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	1/4 U_dc/L	-3/4 U_dc/L
4	+U_dc/2	1111	0	0	0	0

Es kann im Falle der Phasenausgangszustände 1, 2 und 3 ein Phasenschaltzustand unter verschiedenen Phasenschaltzuständen gewählt werden. Durch die gezielte Wahl der Phasenschaltzustände kann damit gezielt auf die Kreisstromanteile der einzelnen Ausgangsströme eingewirkt werden.
Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele des Schaltzustandsselektors für vier parallel geschaltete 2-Level Wechselrichter WR1 bis WR4 gemäß den 21 bis 27, wie in 14 dargestellt, beschrieben. Eine übergeordnete Regelung stellt einen Sollspannungsvektor am Eingang eines 5-Level Modulators zur Verfügung. Aus dieser Sollspannung erstellt der Modulator zeitlich aufgelöste Ausgangszustände für die Phasen U, V und W. Es ergeben sich fünf mögliche Ausgangspannungslevel je Phase für Wechselrichter-Konfigurationen, wie sie in den 17a bis 17e dargestellt sind: +U_dc/2, +U_dc/4, 0V, -U_dc/4, -U_dc/2. Diese Phasenausgangslevel entsprechen den Phasenausgangszuständen 4, 3, 2, 1, 0 gemäß Tabelle in 15 und Tabelle 1. Die Schaltzustände der Brückenzweige werden gemäß 16a mit 1 für +U_dc und 0 für -U_dc bezeichnet. Die Summe der Werte der Schaltzustände der Wechselrichter für eine Phase muss gleich dem Wert des Ausgangszustands dieser Phase sein.
Der Schaltzustandsselektor setzt die Phasenausgangszustände in die Phasenschaltzustände der vier 2-Level Wechselrichter WR1 bis WR4 um. Der sich aus redundanten Phasenschaltzuständen ergebende Freiheitsgrad wird im Schaltzustandsselektor zur Betragsminimierung einer Regelungsgröße genutzt. In den folgenden Ausführungsbeispielen werden die Schaltzustände nur für die Phasen neu berechnet, bei denen sich auch der Ausgangszustand ändert. Die Phasenschaltzustände der Phasen, bei denen kein Wechsel des Phasenausgangszustands erfolgt, bleiben unverändert. Die einzelnen Phasenströme werden mittels der Strommesseinrichtungen SM1 bis SM4 gemessen oder mit Hilfe des Systemmodells vorausberechnet.
In den nachfolgenden Ausführungsbeispielen werden die Phasen U, V, W gleich behandelt; der Übersicht halber werden in den 21, 22, 24, 25 und 26 nur die Phase U dargestellt.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor gemäß 21 stellt eine Phasenstrombegrenzungsregelung der Phasenströme der einzelnen Wechselrichter WR1 bis WR4 dar. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA. Diese Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA hat als Eingang den Regelungsgrößenistwertvektor RI, bestehend aus den Regelungsgrößenistwerten für die vier Wechselrichter WR1 bis WR4. Im Ausführungsbeispiel ist der Regelungsgrößenistwertvektor RI der Phasenstrom der vier Wechselrichter jeweils in den Phasen U, V, W; in Phase U die Phasenströme i_1,U...i_4,U, in Phase V die Phasenströme i_1,V... i_4,V und in Phase W die Phasenströme i_1,W...i_4,W, im weiteren Verlauf auch als Stromistwertvektor der Phase U,V oder W bezeichnet. Die Einheit ZA wählt den Phasenschaltzustand entsprechend Tabelle 1 so aus, dass hohe Phasenströme verringert und niedrige Phasenströme erhöht werden.
Ist nach einer Änderung des Phasenausgangszustands der Phasenausgangszustand in einer Phase auf 0 oder 4 gewechselt, werden die Brückenschaltzustände der vier Wechselrichter WR1 bis WR4 derselben Phase entsprechend alle auf 0 bzw. 1 gesetzt; es ist keine direkte Einflussnahme der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA möglich. Ist der Phasenausgangszustand auf 1 gewechselt, werden der Brückenschaltzustand des Wechselrichters mit dem kleinsten Phasenstrom in der vom Wechsel betroffenen Phase auf 1 und die Brückenschaltzustände der Wechselrichter mit einem größeren Regelungsgrößenistwertvektor RI auf 0 gesetzt. Ist der Phasenausgangszustand auf 2 gewechselt, werden die Brückenschaltzustände der Wechselrichter mit den beiden kleinsten Phasenströmen in der vom Wechsel betroffenen Phase auf 1 und die mit den beiden größten Regelungsgrößenistwertvektor RI auf 0 gesetzt. Ist der Phasenausgangszustand auf 3 gewechselt, werden die Brückenschaltzustände mit den drei kleinsten Phasenströmen in der vom Wechsel betroffenen Phase auf 1 und der mit dem größten Regelungsgrößenistwertvektor RI auf 0 gesetzt. Entsprechend Tabelle 1 steigt für die Phasenausgangszustände 1,2 und 3, bedingt durch den Kreisstrom, der Phasenstrom in den Wechselrichtern mit dem Brückenschaltzustand 1. In den Wechselrichtern hingegen mit Brückenschaltzustand 0 sinkt der Phasenstrom.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor mit Kreisstromregelung ist in 22 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt den Kreisstrom in einer Phase. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR für den Regelungsgrößenistwertvektor RI. Im Berechnungsblock BR wird der Regelungsgrößenistwertvektor RI aus den Phasenströme i_1,U...i_4,U für Phase U, aus den Phasenströme i_1,V...i_4,V für Phase V und aus den Phasenströme i_1,W...i_4,W für Phase W berechnet. Im Ausführungsbeispiel ist der Regelungsgrößenistwertvektor RI die Abweichung der Phasenströme gleicher Phase der vier Wechselrichter WR1 bis WR4 vom Durchschnitt des Phasenstroms derselben Phase der Wechselrichter. Das entspricht dem Kreisstromanteil des Phasenstroms eines Wechselrichters. Die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA bestimmt den Phasenschaltzustand, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt.
Das Ausgangsspektrum als Ergebnis der Realisierung gemäß 22 mit einer raumzeigerbasierten Multilevelmodulation ist in 23 aufgezeigt. Es ist ein Kreisstrom zu erkennen, der einen Spitzenwert von 500A erreicht.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor mit Gleichtaktstromregelung ist in 24 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt den Gleichtaktstrom der vier Wechselrichter WR1 bis WR4. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR für den Regelungsgrößenistwertvektor RI. Im Berechnungsblock BR wird der Regelungsgrößenistwertvektor RI aus den Phasenströme i_1,U...i_4,U, i_1,V...i_4,V und i_1,W...i_4,W berechnet. Im Ausführungsbeispiel ist der Regelungsgrößenistwertvektor RI die Summe der Phasenströme eines Wechselrichters. Die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA bestimmt den Phasenschaltzustand, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor ist in 25 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt auf eine zusammengesetzte Regelungsgröße. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt, einem Berechnungsblock BR2, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 22 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR3, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 24 ausgeführt. Es werden die beiden Ausgangsvektoren der Berechnungsblocks zusammen mit einem Regelungsgrößenistwertvektor RI , wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt, als Eingänge für einen zusätzlichen Rechenblock KG verwendet. Dieser bildet die Gewichtete Summe der Quadrate der einzelnen Eingangsvektorelemente unter Berücksichtigung aller relevanten Vorzeichen: ${RI}_{n,P} = SIGN (RI 1_{n,P}) \cdot G 1 \cdot RI 1_{n,P}^{2} + SIGN (RI 2_{n,P}) \cdot G 2 \cdot RI 2_{n,P}^{2} + SIGN (RI 3_{n,P}) \cdot G 3 \cdot RI 3_{n,P}^{2}$
Über die Einheit „Gewichte“ wird die Empfindlichkeit des Schaltzustandsselektors für die einzelnen Reglungsgrößen bestimmt. Die Quadrierung kann auch durch eine andere mathematische Funktion ersetzt werden. Der Ausgang des zusätzlichen Rechenblocks KG liefert den Regelungsgrößenistwertvektor RI für die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor mit Grenzwertüberwachung ist in 26 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt den Kreisstrom in einer Phase, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 22 ausgeführt. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 21 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu 22 ausgeführt. Zusätzlich werden die Beträge der Elemente des Regelungsgrößenistwertvektors RI für die Phasen U, V, W von einem Grenzwertkomparator GK überwacht. Überschreitet ein Element des Regelungsgrößenistwertvektors RI einen an den Grenzwert-, komparator GK ausgegebenen Grenzwert oder gibt der Modulator ein Phasenschaltzustandsänderungssignal, wird an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA ein Phasenschaltzustandsänderungssignal ausgegeben. Die logische Oder-Verknüpfung findet in der Einheit v statt.. Die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands wiederum berechnet daraufhin einen neuen Phasenschaltzustand für die Phase der Grenzwertüberschreitung und gibt diesen neuen Phasenschaltzustand aus.
Das Ausgangsspektrum als Ergebnis der Realisierung gemäß 26 ist in 27 dargestellt. Im Gegensatz zum Verfahren nach 22 ist der Kreisstrom hier auf 200A begrenzt. Aus dem Kurvenverlauf ist erkennbar, dass bei Erreichen von 200A ein Schaltzustand gewählt wird, der den Kreisstrom reduziert. Durch den zusätzlichen Schaltvorgang zur Begrenzung des Kreisstromes fallen zusätzliche Schaltverluste an. Ein Ausführungsbeispiel für eine zweiphasige Topologie, wie in 28 dargestellt, nutzt einen Schaltzustandsselektor, wie er in den Ausführungsbeispielen zu den 21 oder 22 beschrieben ist. Ein trägerbasierter Mehrlevelmodulator, im Ausführungsbeispiel ein 3-Level Modulator, erzeugt die Phasenausgangszustände entsprechend der Referenzsignale der Sollspannungsvorgabe der jeweiligen Phase. Die in den Ausführungsbeispielen zu den 21 und 22 beschriebenen Schaltzustandsselektoren bestimmen den Phasenschaltzustand nur mit Hilfe der Phasenströme derselben Phase. Damit lassen sich diese Schaltzustandsselektoren auch auf ein-, zwei- oder mehrphasige Systeme übertragen. Eine Grenzwertüberwachung wie im Ausführungsbeispiel zu 26 ist ebenso möglich.

Claims

Wechselrichteranordnung mit einem Gleichspannungsanschluss, an den eine Gleichspannung anlegbar ist, einem Lastanschluss zum Anschluss einer Last, mehreren parallel geschalteten Wechselrichtern, deren Eingänge gemeinsam mit dem Gleichspannungsanschluss und deren Ausgänge über eine oder mehrere Induktivitäten gemeinsam mit dem Lastanschluss gekoppelt sind, und einer Steuerungseinrichtung zur Steuerung der Wechselrichter in Abhängigkeit eines Vorgabevektors einer Übergeordneten Steuerungs- oder Regelungseinheit dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinrichtung ausgebildet ist, die Wechselrichter derart anzusteuern, dass die Ausgangsspannung am Lastanschluss in Abhängigkeit vom Vorgabevektor einer Übergeordneten Steuerungs- oder Regelungseinheit einen bestimmten Zustand aus einer Anzahl von unterschiedlichen Zuständen einnimmt, wobei wenigstens einige Zustände der Ausgangsspannung durch eine Anzahl verschiedener Kombinationen von Betriebszuständen der Wechselrichter erzielbar sind und die Steuerungseinrichtung für jeden Zustand der Ausgangsspannung diejenige Kombination von Betriebszuständen der Wechselrichter aus der Anzahl der verschiedenen Kombinationen auswählt, bei welcher ein gewünschtes Kriterium möglichst optimal erfüllt ist und die Steuerungseinrichtung derart ausgeführt ist, dass die einzelnen Wechselrichter mit unterschiedlichen Potentialstellbefehlen versorgt werden können um mehr als 2 Level in der Ausgangsspannung zu erzeugen.
Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorgabevektor einer Übergeordneten Steuerungs- oder Regelungseinheit jeweils den Augenblickswert einer Sollspannung bezeichnet.
Wechselrichteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die parallel geschalteten Wechselrichter von einer oder mehreren Wechselrichterhalbbrücken gebildet sind, wobei die Wechselrichterhalbbrücken jeweils zwei oder mehr Schaltelementen aufweisen, mit denen Gleichspannungspulse mit vom zeitliche Verlauf der diskreten Schaltzustände der Schaltelemente abhängiger Polarität, Pulsweite und ggf. Amplitude auf einen Ausgang einer Wechselrichterhalbbrücke zu schalten sind, wobei die einander entsprechenden Ausgänge der Wechselrichter über eine oder mehrere Induktivitäten miteinander verbunden sind, und wobei die Steuerungseinrichtung einen Modulator zum Bestimmen von Pulsweiten, Polaritäten und ggf. Amplituden der Gleichspannungspulse zur Annäherung an eine Ausgangswechselspannung gewünschter, insb. sinusartiger Form, und einen Schaltzustandsselektor zum wenigsten mittelbaren Ansteuern der Schaltelemente aufweist, der derart ausgebildet ist, dass er unter verschiedenen hinsichtlich der Annäherung an eine gewünschte Ausgangs-Wechselspannung für einen jeweiligen Zeitpunkt möglichen und bezüglich der momentanen Ausgangsspannung gleichwertigen Schaltzustandskombinationen der Schaltelemente diejenige Schaltzustandskombination bestimmt, bei der ein Optimierungskriterium optimal erfüllt ist.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator ein Pulsweitenmodulator ist, der nach dem Sinus-Dreiecksverfahren arbeitet.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter 2-Level Wechselrichter sind, wobei eine Anzahl von n 2-Level Wechselrichtern parallel geschaltet sind und die Wechselrichteranordnung als (n+1)-Level Pulsweitenmodulator im Sinus-Dreiecksverfahren mit einer Anzahl von n dreieckförmigen Trägersignalen arbeitet.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator ein Pulsweitenmodulator ist, ausgebildet ist, eine Mehrlevelraumzeigermodulation durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichter 2-Level Wechselrichter sind, wobei eine Anzahl von n Wechselrichtern parallel geschaltet sind und die Wechselrichteranordnung als (n+1)-Level Pulsweitenmodulator im Mehrlevelraumzeigermodulationsverfahren arbeitet.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor Strommesseinrichtungen zur Messung von Strömen an den Ausgängen der Wechselrichter aufweist und ausgebildet ist, die Auswahl der Betriebszustände in Abhängigkeit von den gemessenen Werten der Ströme an den Ausgängen der Wechselrichter vorzunehmen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, die Auswahl der Betriebszustände aus den mit Hilfe der Systemparameter berechneten Strömen an den Ausgängen der Wechselrichter vorzunehmen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, sich je nach Kombination von Betriebszuständen der Wechselrichter einstellende Kreisströme zwischen einzelnen Wechselrichtern vorauszuberechnen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, als Optimierungskriterium eine Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor je Phase eine Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase aufweist und ausgebildet ist, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen Stromistwertvektors eine Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, eine Minimierung der Kreisströme als Optimierungskriterium durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor je Phase eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und eine mit dem Ausgang der Berechnungseinheit verbundenen Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase aufweist und ausgebildet ist, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Berechnungseinheit ausgegebenen Stromistwertvektors und eines von der Berechnungseinheit an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten Regelungsgrößenistwertvektors eine Minimierung der Kreisströme durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, eine Gleichtaktstromregelung als Optimierungskriterium durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor je Phase eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und eine mit dem Ausgang der Berechnungseinheit verbundenen Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase aufweist und ausgebildet ist, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Berechnungseinheit ausgegebenen Stromistwertvektors und eines von der Berechnungseinheit an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten Regelungsgrößenistwertvektors eine Gleichtaktstromregelung durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, eine Auswahl von Schaltzustandskombinationen anhand mehrerer Optimierungskriterien gemäß einem der Ansprüche 10 bis 15 durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor je Phase eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors, eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors, eine Einheit zur Einstellung der Empfindlichkeit der einzelnen Optimierungskriterien wie Minimierung der Phasenströme, Minimierung der Kreisströme und Gleichtaktstromregelung, eine Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren und eine Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase aufweist, wobei die Strommesseinrichtungen des Schaltzustandsselektors mit den Eingängen aller Berechnungseinheiten, die Einheit zur Einstellung der Empfindlichkeit der einzelnen Optimierungskriterien und die Ausgänge der Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und der Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors mit dem Eingang der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren und der Ausgang der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren mit der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase verbunden sind, und dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an alle Berechnungseinheiten ausgegebenen Stromistwertvektors und eines von der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten gewichteten Regelungsgrößenistwertvektors eine Auswahl von Schaltzustandskombinationen anhand mehrerer Optimierungskriterien gemäß einem der Ansprüche 10 bis 15 durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor ausgebildet ist, eine Grenzwertüberwachung für ein oder mehrere Optimierungskriterien durchzuführen.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltzustandsselektor je Phase zusätzlich eine Einheit zur Ermittlung des Betragswertes des an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen Regelungsgrößenistwertvektors, einen mit der Einheit zur Ermittlung des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors verbundenen Grenzwertkomparators für den Vergleich des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors mit einem an den Grenzwertkomparator ausgegebenen Grenzwert und einen mit dem Grenzwertkomparator verbundenen Phasenschaltzustandsänderungssignalgeber für eine logische Oder-Verknüpfung des Grenzwertkomperatorsignals mit einem von einem Mehrlevelmodulator erhaltenen Phasenschaltzustandsänderungswert und für die Ausgabe eines Phasenschaltzustandsänderungssignals bei Grenzwertüberschreitung oder Phasenschaltzustandsänderung des Modulators an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase aufweist und ausgebildet ist, eine Grenzwertüberwachung für ein oder mehrere Optimierungskriterien durchzuführen und bei Grenzwertüberschreitung oder Phasenschaltzustandsänderung mittels der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase eine neue Phasenschaltzustandsberechnung vorzunehmen und im Ergebnis eine Phasenschaltzustandsänderung auszugeben.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator ausgebildet ist, ein trägerbasiertes Pulsweitenmodulationsverfahren derart durchzuführen, dass eine Anzahl der entsprechend der Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter von Trägersignalen mit einem Referenzsignal (Sollwert) so verknüpft werden, dass die Anzahl der möglichen Ausgangszustände um 1 größer ist als die Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter multipliziert mit der um 1 verminderten Anzahl der Level der Einzelwechselrichter.
Wechselrichteranordnung gemäß Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator ausgebildet ist, vorausberechnete Pulsmuster zu verarbeiten.
Wechselrichteranordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 22 dadurch gekennzeichnet, dass die Wechselrichteranordnung eine mehrphasige Topologie mit einem Multilevelmodulator aufweist.