DE102020108035B3

DE102020108035B3 - Modularer Multilevel-Umrichter, Verfahren zum Betrieb von modularen Multilevel-Umrichtern und Computerprogramm

Info

Publication number: DE102020108035B3
Application number: DE102020108035.2A
Authority: DE
Inventors: Axel Mertens; Malte Lorenz; Jakub Kucka
Original assignee: Leibniz Universitaet Hannover
Current assignee: Leibniz Universitaet Hannover
Priority date: 2019-12-05
Filing date: 2020-03-24
Publication date: 2021-05-27
Anticipated expiration: 2040-03-25
Also published as: DE102020108034B3

Abstract

Die Erfindung betrifft einen modularen Multilevel-Umrichter, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei der Umrichter zur Übertragung der Ausgangsleistung eine Schaltungsanordnung aufweist, diea) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig aufweist, wobeib) der erste Umrichterzweig an ein erstes Potential angeschlossen ist,c) der zweite Umrichterzweig an ein zweites Potential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Potential unterscheidet, undd) der dritte Umrichterzweig an ein drittes Potential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Potential liegt, wobeie) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobeif) der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils als Multilevel-Umrichterzweige ausgebildet sind, in denen jeweils Einzelmodule hintereinandergeschaltet sind.

Description

Die Erfindung betrifft einen modularen Multilevel-Umrichter, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei der Umrichter zur Übertragung der Ausgangsleistung eine Schaltungsanordnung aufweist, die

a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig aufweist, wobei
b) der erste Umrichterzweig an ein erstes Potential angeschlossen ist,
c) der zweite Umrichterzweig an ein zweites Potential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Potential unterscheidet, und
d) der dritte Umrichterzweig an ein drittes Potential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Potential liegt, wobei
e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei
f) der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils als Multilevel-Umrichterzweige ausgebildet sind, in denen jeweils Einzelmodule hintereinandergeschaltet sind.

Der dritte Umrichterzweig kann unterschiedlich ausgebildet sein.
Die Erfindung betrifft außerdem ein Verfahren zum Betrieb eines derartigen modularen Multilevel-Umrichters der zuvor genannten Art sowie ein Computerprogramm zur Durchführung des Verfahrens.
Einleitung
Diese Patentanmeldung präsentiert ein neues Regelungsverfahren für den Quasi-Drei-Level-Betrieb von modularen Multilevel-Umrichtern (MMC) und eine Vereinfachung der bereits bestehenden hybriden Drei-Level-MMC-Topologie. Sie basiert dabei auf dem Regelungsverfahren nach [1], bei dem die Zweigströme und Energien aktiv geregelt werden. Das vorgestellte Regelverfahren ist auf die in [2] erstmalig dargestellte MMC-Topologie ohne weiteres anwendbar. Diese Topologie wird von der konventionellen MMC-Topologie abgeleitet, indem zwischen dem Mittelpunkt der Umrichter-Phase und dem Zwischenkreis-Neutralpunkt ein Zweig mit Vollbrückenmodulen ergänzt wird. Mittels der hier vorgeschlagenen Regelung kann dieser zusätzliche mittlere MMC-Zweig durch einen bidirektionalen Schalter ersetzt werden. Somit gelingt es die Vorteile von konventionellen MMC-Topologien (Spannungsskalierbarkeit, Redundanz, kleine Ausgangsspannungsstufen) und den Ausgangsspannungsverlauf des Quasi-Drei-Level-Betriebes zu vereinigen und gleichzeitig die Topologie zu vereinfachen sowie die notwendige Modulkapazität deutlich zu reduzieren. Dies verspricht Verbesserungen bezüglich des Volumens, der Leistungsdichte, des Wirkungsgrades und der Kosten.
Figurenliste

: Zweipunkt-Wechselrichter für links Niederspannungsanwendungen und recht Mittelspannungsanwendungen
: Beispiel der Pulsdauermodulation der Sollausgangsspannung u_a* über eine ausgangsperiode bei Zweipunkt-Wechselrichtern, vgl. [4]
: dreiphasiger T-Type Wechselrichter [6]
: MMC Topologie mit drei Umrichter-Phasen
: Halbbrückenmodule und Vollbrückenmodule
: Einphasiges Modell des MMCs
: Beispiel einer Multilevel-Ausgangsspannung [10]
: Quasi-Zwei-Level-Betrieb eines einphasigen MMCs über einer PWM-Periode
: Topologie des einphasigen MMCs für den Quasi-Drei-Level-Betrieb [2]
: Ausgangsspannungsverlauf beim Quasi-Drei-Level über zwei Ausgangsperioden [2]
:Modulkondensatorspannungen oben: Zwei A; Mitte: Zweig B; unten: Zweig M [2]
: Regelungsstruktur für den Quasi-Drei-Level-Betrieb
: Einphasiger Drei-Level-MMC
: Zustandsautomat Stromregelung
: Quasi-Drei-Level-Betrieb mit vorgeschlagenem Regelungskonzept
: Kleine Spannungsstufen an den Ausgangsklemmen
: Topologie der dreiphasigen hybriden MMCs für den Quasi-Drei-Level-Betrieb mit zwei antiparallelen Thyristoren im mittleren Zweig
: Topologie der dreiphasigen hybriden MMCs für den Quasi-Drei-Level-Betrieb mit zwei entgegen geschalteten IGBT oder IGCT mit antiparallelen Dioden
: Übergang A ➜ M bei positivem Ausgangsstrom
: Übergang M ➜ A bei positivem Ausgangsstrom
: Quasi-Drei-Level-Betrieb der neuen hybriden MMC Topologie

Stand der Technik
In diesem Kapitel werden die Umrichtertopologien und Betriebsmodi vorgestellt, die eine Relevanz für diese Patentanmeldung haben. Zunächst werden Zwei-Punkt-Wechselrichter, Drei-Punkt-Wechselrichter und MMCS im konventionellen Betrieb und im Quasi-Zwei-Level-Betrieb vorgestellt. Daraufhin wird der Quasi-Drei-Level-Betrieb nach [2] präsentiert.
Aus der WO 2019/238443 A1 ist ein modularer Multilevel-Umrichter mit drei Umrichterzweigen bekannt. Ein dritter Umrichterzweig ist dabei mit einem bidirektionalen Schalter ausgebildet.
Zweipunkt-Wechselrichter
Der Zweipunkt-Wechselrichter ist der am Häufigsten vorkommende Wechselrichter im Bereich der Niederspannungsanwendung.
Der Zweipunkt-Wechselrichter ist in links dargestellt und zeichnet sich durch die simple Ansteuerung und den einfachen Aufbau aus. Der Zweipunkt-Wechselrichter besitzt sechs Schaltelemente 1 (hier z.B.: IGBT mit antiparalleler Diode), welche jeweils die Eingangsspannung U_e sperren können müssen. Die maximale Sperrspannung von IGBT liegt derzeit bei 6,5 kV, was die Spannungsskalierbarkeit begrenzt. Um dies zu überwinden, können mehrere Schaltelemente 1 in Reihe geschaltet werden, um die Spannungsbelastung des einzelnen Schaltelements 1 zu minimieren. Dies ist in rechts dargestellt. Herausfordernd ist dabei die gleichmäßige Spannungsaufteilung und gleichzeitige Ansteuerung der Schaltelemente 1. Dies erfordert spezielle, hoch entwickelte Gate-Units [3].
Redundanz kann nur mit Press-Pack-Schaltern ermöglicht werden, da diese im Fehlerfall in den definierten Kurzschluss übergehen. Die gewünschte sinusförmige Ausgangsspannung wird durch Pulsdauermodulation (PWM) als Kurzzeitmittelwert erreicht. Hierbei ist entweder der obere Schalter oder der untere Schalter zugeschaltet. Es ergibt sich der wie in dargestellte typische Zweipunkt-Ausgangsspannungsverlauf der Sollausgangsspannung u_a*.
Durch diese zweistufige Modulation unterliegen die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom je nach Schaltfrequenz relativ hohen Oberschwingungen, die in elektrischen Maschinen zu zusätzlichen Verlusten führen können. Da die Mittelspannungs-Halbleiterschaltelemente nur mit Schaltfrequenzen von einigen hundert Hertz geschaltet werden können, sind die Oberschwingungen relativ hoch.
Ebenfalls bedingt durch den zweistufigen Betrieb liegt der Ausgangsspannungssprung bei jedem Schaltvorgang in der Höhe der Eingangsspannung. Dieser Spannungssprung führt bei langen Leitungen zu der elektrischen Maschine zur Wellenreflektion. Hierdurch wird die Isolation der Maschine mit bis zu der zweifachen Eingangsspannung belastet, was die Anforderungen an die Isolationssysteme der Maschine deutlich vergrößert [5]. Diese Probleme haben noch stärkere Bedeutung in Mittelspannungsapplikationen, in denen die Isolationssysteme für die Maschinen bereits sehr anspruchsvoll sind.
Dementsprechend eignet sich diese Topologie für Anwendung mit elektrischen Maschinen im Mittelspannungsbereich nicht. Beschränkend ist dabei weniger der Oberschwingungsstrom, der zu etwas erhöhten Verlusten führt, als vielmehr die erhöhte Isolationsbeanspruchung durch Leitungsreflexionen, was zu verfrühten Ausfällen der Maschine führen kann und daher inakzeptabel ist.
Deshalb wird häufig am Ausgang des Zwei-Level-Wechselrichters ein zusätzliches Filter installiert, was das gesamte System vergrößert und verteuert.
Dreipunkt-Wechselrichter
Mit Drei-Punkt-Wechselrichtern kann die Ausgangsspannung über drei Spannungslevel (Ue/2, 0 V, -Ue/2) moduliert werden, wodurch sich die Oberschwingungseigenschaften der Ausgangssignale verbessern und sich der Ausgangsspannungssprung im Vergleich zum Zwei-Punkt-Wechselrichter halbiert. Somit sinkt die Belastung des Isolationssystems der elektrischen Maschine.
In der Literatur häufig genannte Topologien für Dreipunkt-Wechselrichter sind NPC-Umrichter, Flying-Capacitor-Umrichter und T-Type-Umrichter [5]. Im Folgenden wird beispielhaft der T-Type-Umrichter beschrieben.
Der Aufbau eines T-Type Wechselrichters ist in gezeigt. Über einen kapazitiven Spannungsteiler C₁, C₂ wird der Neutralpunkt (NP) gebildet, an dem ein weiterer Zweig mit einem bidirektionalen leistungselektronischen Schalter angeschlossen wird. Hierdurch erhöht sich die Anzahl von Schaltelementen. Im Betrieb muss zusätzlich die Spannungsbalancierung der Eingangskondensatoren gewährleistet werden, was den Regelungsaufwand erhöht [6].
Zur Bildung der drei Ausgangsspannungen wird entweder der obere Schalter, der untere Schalter oder der mittlere Schalter zugeschaltet, während die anderen Schalter sperren.
Die oberen und unteren Schalter müssen die gesamte Eingangsspannung sperren können. Die mittleren Schalter müssen hingegen die halbe Eingangsspannung sperren können [6]. Für die Spannungsskalierbarkeit können wie beim Zweipunkt-Wechselrichter mehrere Schalter in Reihe geschaltet werden, wobei dieselben Herausforderungen bei der Spannungsaufteilung und der gleichzeitigen Ansteuerung entstehen.
Im Vergleich zum Zwei-Punkt-Wechselrichter werden die Oberschwingungseigenschaften der Ausgangssignale verbessert und der Ausgangsspannungssprung wird halbiert. Jedoch erhöht sich die Anzahl an leistungselektronischen Schaltelementen und die Aufgabe der Neutralpunkt-Balancierung kommt hinzu. Bei der Spannungsskalierbarkeit ergeben sich dieselben Herausforderungen wie bei Zweipunkt-Wechselrichtern.
Durch Dreipunkt-Wechselrichter können im Vergleich zum Zweipunkt-Wechselrichter die Oberschwingungsströme deutlich reduziert werden, und die Spannungssprünge am Wechselrichterausgang halbieren sich. Mit modernen Isoliersystemen kann ein Mittelspannungsantrieb somit ohne Filter direkt am Umrichterausgang betrieben werden [7]. Jedoch sind für Motoren mit klassischen Isoliersystemen (also auch mit im Feld vorhandenen Maschinen, die nachträglich mit einem Umrichter ausgestattet werden sollen, sog. Retrofit-Applikation) auch hier Filter zwischen Umrichter und Motor erforderlich.
Oberschwingungen sind hier nicht mehr limitierend, wohl aber die Spannungssprünge in Kombination mit der Motorisolation.
Modularer Multilevel-Umrichter
Der modulare Multilevel-Umrichter (eng: Modular Multilevel Converter (MMC)) [8] ist in schematisch dargestellt.
Ein MMC besteht aus mehreren Umrichter-Phasen (typischerweise drei), die mit dem Eingang verbunden sind. Jede dieser Umrichter-Phasen enthält zwei Zweige. Zwischen den Zweigen jeder Umrichter-Phase wird das Ausgangssystem angeschlossen. Die Zweige bestehen aus mehreren n_mod Modulen und einer Zweiginduktivität L_z [9]. Wie in [5] dargestellt, können die Induktivitäten miteinander gekoppelt werden.
Die am Häufigsten verwendeten Module sind Halbbrückenmodule (HB) und Vollbrückenmodule (VB). Diese werden in der dargestellt.
Halbbrückenmodule bestehen aus zwei Schaltern und einem Kondensator. Die Modulspannung u_mod kann je nach Schaltzustand entweder 0 V oder die Modulkondensatorspannung u_Cmod annehmen.
Vollbrückenmodule bestehen aus zwei zusätzlichen Scheitern, wodurch die Modulspannung 0 V, die positive Modulkondensatorspannung u_Cmod sowie die negative Modulkondensatorspannung (- u_Cmod) annehmen kann.
Werden wie in die Module in Reihe geschaltet, so können hohe Betriebsspannungen erreicht werden, während die Leistungshalbleiter in den Modulen nur für die Modulkondensatorspannung ausgelegt sein müssen. Dadurch wird die einfache Spannungsskalierung ermöglicht.
Redundanz kann vergleichsweise leicht implementiert werden, indem mehrere Module in Reihe ergänzt werden und im Fehlerfall die defekten Module überbrückt werden.
Die Topologie ist somit im Vergleich zum Zwei-Level-Wechselrichter und Drei-Level-Wechselrichter komplexer und auch die Regelung ist anspruchsvoller. Es muss garantiert, werden, dass die Modulkondensatorspannungen im Betrieb ausgeglichen (balanciert) werden, was in Zweigmodulationsverfahren sichergestellt wird.
Zur vereinfachten Beschreibung werden am einphasigen Modell des MMCs die relevanten Größen gekennzeichnet. Der obere Zweig wird im Folgenden als Zweig A und der untere als Zweig B gekennzeichnet. Die Zweigspannung wird mit u_z und der Zweigstrom mit i_z gekennzeichnet. Die Ausgangsspannung des Umrichters wird mit u_a und der Ausgangsstrom mit ia beschrieben.
Konventioneller Betrieb [10]
Im konventionellen Betrieb wird die Ausgangsspannung feinstufig moduliert. Es ergibt sich dabei beispielhaft die der in dargestellte Spannungsverlauf am Ausgang.
Durch diese feinstufige Modulation ergeben sich geringere Oberschwingungsbelastung der Ausgangsspannung und des Ausgangstromes und ein zusätzliches Filter kann eingespart werden. Ebenfalls ist hierdurch der Spannungssprung an den Ausgangsklemmen im Vergleich zum Zweipunkt-Wechselrichter und Dreipunkt-Wechselrichter reduziert, was zur minimierten Spannungsbeanspruchung der Isolation der elektrischen Maschine führt.
Während des DC/AC-Betriebs werden dabei Zweigleistungen p_z umgesetzt, die mit der einfachen oder doppelten Ausgangskreisfrequenz oszillieren. Dies führt generell zu relativ großen Zweigenergieschwankungen ez, welche in den Modulkondensatoren gepuffert werden müssen. Als Maß kann hierfür das Verhältnis H der in den Modulen gespeicherten Energien zur Scheinleistung des MMC angeführt werden. $H = \frac{E_{C_{m o d}}}{S}$
Dieses liegt bei MMCs im konventionellen Betrieb bei circa 55 mJ/VA [5]. Dementsprechend müssen die Modulkondensatoren für den konventionellen MMC-Betrieb vergleichsweise sehr groß dimensioniert werden. Folglich stellen die Modulkondensatoren einen großen Teil des Volumens, des Gewichts und der Kosten des Umrichters dar.
Die Zweigenergieschwankung und damit verbundene zu installierende Modulkondensatorkapazität ist antiproportional zur Ausgangsfrequenz. Damit die Spannungen der Kondensatoren nicht übermäßig steigen, was zur Zerstörung der Leistungshalbleiter in den Modulen führen könnte, müssen im konventionellen Betrieb bei niedrigen Frequenzen nahe Null besondere Betriebsmodi eingesetzt werden. Ein typischer Betriebsmodus ist der „Low-Frequency Mode“ von Korn et al., der in [11] präsentiert worden ist. Obwohl die Energieschwankung in den Kondensatoren durch diesen Betriebsmodus deutlich reduziert wird, führt dieser, wie [12] zeigt, zu einer deutlich erhöhten Strombelastung der Leistungshalbleiter, wenn hohe Ströme bei niedrigen Frequenzen benötigt werden. Dies wirkt sich negativ bei der Dimensionierung und dem Wirkungsgrad aus.
Quasi-Zweipunkt-PWM-Betrieb [1, 5, 13-15]
Beim Quasi-Zweipunkt-PWM-Betrieb (engl.: Quasi 2-Level Operation, Q2L) nach [13] wird der konventionelle MMC aus ähnlich wie ein Zweipunkt-Wechselrichter betrieben. Die Ausgangsspannung wird ebenfalls moduliert durch die Spannungsstufen Ue/2 und -Ue/2. Hierfür stellt je ein Zweig ungefähr den Wert der vollen Eingangsspannung (aktiver Zweig) und der andere Zweig 0 V (passiver Zweig).
Die grundlegende Idee ist, dass der Großteil des Ausgangsstroms immer über den passiven Zweig geleitet werden soll, damit eine möglichst kleine Zweigleistung entsteht und dementsprechend niedrige Werte für Modulkapazitäten benötigt werden.
Die Aufteilung des Ausgangstromes zwischen den Zweigen wird durch den Phasen-Querstrom i_Q (s. ) eingestellt, der als Superpositionsstrom beide Zweige durchfließt. Im Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb wird der Phasen-Querstrom aktiv geregelt.
Dafür wird die Sollzweigspannung im aktiven Zweig mithilfe einer hochfrequenten Modulation erzeugt. Sollen aktiver und passiver Zweig wechseln, werden in [1] die Zweigspannungen so gestellt, dass sich der Phasen-Querstrom maximal schnell ändert. Hierfür generieren entweder beide Zweige 0V oder die maximale Zweigspannungsstufe. Dies wird im Folgenden als transienter Übergang bezeichnet.
Während der transienten Übergänge überlappen sich allerdings hohe Zweigspannungen mit hohen Zweigströmen. Dies führt zu Leistungsspitzen, die von den Kondensatoren gepuffert werden müssen und die Kondensatorspannungen von den gewünschten Sollwertwerten entfernen.
Um dies auszugleichen, soll im aktiven Zweig gezielt ein geringer Strom anhand des Phasen-Querstroms eingeprägt werden zur Kompensation des Zweigenergiehubes (Kompensationsstrom). Dies stellt die zweite grundlegende Idee des Quasi-Zwei-Level-PWM-Betriebes dar. Die Höhe des Stromes für die Kompensation wird über einen Zweigenergieregler eingestellt oder prädiktiv berechnet.
Somit können die Zweigenergien innerhalb jeder PWM Periode ausgeregelt werden und die Zweigenergieschwankung ist unabhängig von der Ausgangsfrequenz. Daher ist die zu installierende Modulkapazität deutlich reduziert (um mehr als eine Größenordnung im Vergleich zum konventionellen Betrieb).
Es wird eine Wartezeit zwischen dem Zu- und Abschalten der Module innerhalb eines Zweiges implementiert, um weiterhin die kleinen Ausgangsspannungsstufen zu gewährleisten. Somit kann die Spannungssteilheit der Ausgangsspannung begrenzt und die Überspannungen aufgrund von langen Maschinenkabeln deutlich reduziert werden [5].
Der modulare Aufbau, die leicht zu implementierende Redundanz, die Spannungsskalierbarkeit sowie die niedrigen Spannungssprünge der Ausgangsspannung bleiben beim Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb erhalten. Zusätzlich ermöglicht dieser Betrieb die signifikante Reduzierung der Modulkapazität, was zu einer deutlichen Kostensenkung und Erhöhung der Leistungsdichte führt.
Der Nachteil besteht im Vergleich zum konventionellen Betrieb im verschlechterten Oberschwingungsspektrum der Ausgangsspannung, welche jedoch bei vielen Maschinen in Kauf genommen werden können, sofern die Frequenz der PWM nicht zu niedrig wird.
Es ist hier anzumerken, dass es neben dem hier vorgestellten Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb noch Quasi-Zwei-Level-Betriebe gibt, die die Ströme und Energien nicht aktiv regeln, e.g. [16-20]. Dies führt in der Regel zu zusätzlichen Nachteilen wie höhere Spitzenströme in den Zweigen, stark beeinflusstes Betriebsverhalten durch parasitäre Parameter (z.B. Verluste und Streuinduktivitäten der Verbindungstechnik) und erhöhte Modulkapazitäten.
Modularer Multilevel-Umrichter für den Quasi-Drei-Level-Betrieb [2]
Der Quasi-Drei-Level-Betrieb für MMCs wurde 2018 erstmalig in [2] vorgestellt und greift die Idee des Quasi-Zwei-Level-Betriebes auf. Hierbei soll die Ausgangsspannung durch die Spannungsstufen Ue/2, 0 V und -Ue/2 moduliert werden, damit die Ausgangsspektren des Umrichters bei gleicher Schaltfrequenz verbessert werden können. Da während des Ausgangsspannungslevels 0 V beide Zweige die halbe Eingangsspannung stellen müssen, wird ein zusätzlicher Zweig notwendig, damit die Möglichkeit besteht, den Ausgangsstrom über einen passiven Zweig zu führen.
Die präsentierte Topologie besteht im Zweig A und B einer Umrichter-Phase aus Halbbrückenmodulen und im zusätzlichen mittleren Zweig M (hier: clamped arm) aus Vollbrückenmodulen. Die Topologie wird als „Quasi Three-level Hybrid Modular Multilevel Converter“ eingeführt, wobei „Hybrid“ auf die Verwendung von Halbbrücken- und Vollbrückenmodulen zurückzuführen ist. Bei dieser Topologie entspricht die Anzahl zu installierenden Vollbrückenmodule im mittleren Zweig M der halben Anzahl der zu installierenden Halbbrückenmodule im oberen und unteren Zweig A, B.
Um die richtige Ausgangsspannung zu stellen, werden die Zweigspannungen direkt von einem statischen Zustand in den nächsten geschaltet. Dementsprechend werden die Zweigströme nicht aktiv geregelt, sondern schwingen mit dem Schwingkreisverhalten aus zugeschalteten Modulkondensatoren und Zweiginduktivität ein (ähnlich wie am Ende von Kapitel 1.3.2 beschrieben).
Der Ausgangsspannungsverlauf hat drei statische Ausgangsspannungsniveaus, wie in zu erkennen ist.
Ebenfalls wird bei den Flanken eine Wartezeit zwischen dem Zuschalten bzw. Überbrücken der einzelnen Module implementiert, um die kleinen Ausgangsspannungsstufen zu gewährleisten.
Da keine Kompensationsströme implementiert sind, werden die Energiehübe aufgrund der transienten Übergänge nicht ausgeregelt, was dazu führt, dass die Modulkondensatorspannungsschwankungsbreite kleiner ist als im konventionellem Betrieb des MMCs, jedoch weiterhin abhängig ist von der Ausgangsfrequenz. Dies ist auch in der folgenden Abbildung zu erkennen.
Weiterhin ist anzumerken, dass die Zweigströme in [2] nicht gezeigt worden sind und es ist zu erwarten, dass deren Spitzenwerte sehr hoch sind.
Erfindung
Gegenüber dem Stand der Technik können die in der Einleitung genannten Verbesserungen und Vorteile durch die in den unabhängigen Ansprüchen dieser Patentanmeldung angegebenen Merkmale realisiert werden.
Gemäß Anspruch 1 wird der modulare Multilevel-Umrichter hinsichtlich seines Aufbaus vereinfacht, indem der dritte Umrichterzweig aus einem bidirektionalen Schalter und einer oder keiner Induktivität besteht. Dementsprechend wird der hardwaremäßige Aufwand für einen dritten Multilevel-Umrichterzweig eingespart und nur eine vergleichsweise einfache Schaltung als dritter Umrichterzweig vorgesehen. Insbesondere gegenüber einem dritten Vollbrückenzweig ergibt sich eine erhebliche Reduzierung des Aufwands.
Der erste und der zweite Umrichterzweig können außer der Reihenschaltung der Einzelmodule noch weitere Bauteile aufweisen, wie z.B. jeweils wenigstens eine in Reihe geschaltete Induktivität. Die Einzelmodule eines Umrichterzweigs können gleichartige Einzelmodule oder unterschiedliche Einzelmodule sein.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der bidirektionale Schalter eine Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen aufweist, die symmetrisch Sperrspannung aufnehmen können und symmetrisch Strom führen können. Auf diese Weise kann der bidirektionale Schalter mit einfachem Aufbau kostengünstig bereitgestellt werden. Zudem können die elektrischen Anforderungen zuverlässig erfüllt werden. Die Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen kann z.B. antiparallel geschaltete Thyristoren, entgegengesetzt seriengeschaltete IGBT- oder IGCT-Schaltelemente mit antiparallelen Dioden oder eine Kombination daraus aufweisen, insbesondere eine Reihenschaltung, aus solchen Elementen.
Der modulare Multilevel-Umrichter, nachfolgend auch kurz Umrichter genannt, kann an drei voneinander unabhängige Eingangspotentiale (erstes, zweites und drittes Eingangspotential) angeschlossen sein. Das dritte Eingangspotential kann auch aus dem ersten und dem zweiten Eingangspotential gebildet werden, z.B. durch einen kapazitiven Spannungsteiler. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass das dritte Potential durch eine Schaltungsanordnung bereitgestellt ist, die einen ersten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss an das erste Potential und einem zweiten Anschluss an das dritte Potential angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss an das zweite Potential und einem zweiten Anschluss an das dritte Potential angeschlossen ist, aufweist.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass jedes Einzelmodul eine mit Modulanschlüssen des Einzelmoduls verbundene Schaltungsanordnung aus mindestens zwei internen Schaltelementen und einem Modulkondensator aufweist. Dabei können die Einzelmodule als Halbbrücken-Module oder als Vollbrücken-Module ausgebildet sein. Im Fall von Vollbrücken-Modulen kann durch die internen Schaltelemente die Spannung am Modulkondensator auch umgepolt werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Schaltelemente eines Einzelmoduls so angeordnet sind, dass wahlweise die positive Spannung des Modulkondensators an die Modulanschlüsse gelegt werden kann oder die Modulanschlüsse direkt miteinander verbunden werden können.
Eine Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik kann auch durch ein Verfahren zum Betrieb eines modularen Multilevel-Umrichters realisiert werden, der wie eingangs erwähnt ausgebildet ist. Dabei kann der dritte Umrichterzweig entweder als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinander geschalteten Einzelmodulen ausgebildet sein oder aus einem bidirektionalen Schalter und einer oder keiner Induktivität bestehen. Dabei wird eine Regelung des Betriebs des Umrichters durchgeführt, die wenigstens eine Regelungsstrategie A mit folgenden Merkmalen aufweist:

h) die Stromstärke des Ausgangsstromes wird durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung geregelt, wobei einer der Umrichterzweige als passiver Umrichterzweig betrieben ist, bei dem jeweils zwischen den Modulklemmen jedes Einzelmoduls, wenn es ein Multilevel-Umrichterzweig ist, oder am bidirektionalen Schalter keine Spannung anliegt und durch den der Ausgangsstrom fließt,
i) in allen Multilevel-Umrichterzweigen sowie im geschlossenem bidirektionalem Schalter werden Ströme geregelt, die zur Kompensation von Energieschwankungen der Modulkondensatoren in den Multilevel-Umrichterzweigen dienen, durch ein Modulationsverfahren des Multilevel-Umrichterzweigs oder der Multilevel-Umrichterzweige, durch die der Ausgangsstrom nicht fließt und die somit aktive Umrichterzweige sind.

Für die Regelung der Zweigströme werden diese gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung gemessen und mit Soll-Werten verglichen.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass das Modulationsverfahren des aktiven Umrichterzweigs oder der aktiven Umrichterzweige mit einer Frequenz durchgeführt wird, die höher ist als eine Pulsdauermodulationsfrequenz, mit der die Ausgangsspannung synthetisiert wird. Durch eine solche relativ hochfrequente Modulationsfrequenz im aktiven Umrichterzweig oder den aktiven Umrichterzweigen kann die gewünschte Regelung besonders verlustarm durchgeführt werden. Geht man davon aus, dass die Ausgangsspannung eine Wechselspannung mit einer Grundfrequenz ist, beispielsweise 50 Hz, wird die Ausgangsspannung im Quasi-Drei-Level-Betrieb, in dem der Umrichter betrieben wird, mit einer Pulsdauermodulationsfrequenz durchgeführt, die wenigstens doppelt so hoch wie die Grundfrequenz ist. Die Frequenz, mit der das Modulationsverfahren des aktiven Umrichterzweigs oder der aktiven Umrichterzweige durchgeführt wird, kann z.B. wenigstens doppelt so hoch wie die Pulsdauermodulationsfrequenz sein, mit der die Ausgangsspannung synthetisiert wird.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Regelung des Betriebs des Umrichters zusätzlich wenigstens eine Regelungsstrategie B aufweist, bei der durch die Einzelmodule in den Multilevel-Umrichterzweigen eine schnellstmögliche Änderung der Ströme in den Umrichterzweigen verursacht wird.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Regelung des Betriebs des Umrichters zwischen den wenigstens zwei Regelungsstrategien A und B wechselt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass von Regelungsstrategie A zu Regelungsstrategie B gewechselt wird, wenn die Modulation der Ausgangsspannung einen Wechsel des passiven Umrichterzweiges vorgibt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass von Regelungsstrategie B zu Regelungsstrategie A gewechselt wird, wenn der Ausgangsstrom durch den von der Ausgangsmodulation vorgegebenen passiven Umrichterzweig fließt. Hierdurch können unerwünschte Spannungsflanken am Ausgang vermieden werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Einzelmodule steuerbare Schalter aufweisen, wobei zwischen dem Wechsel der Schaltstellung der Schalter in den Multilevel-Umrichterzweigen eine Wartezeit abgewartet wird. Dementsprechend werden die Einzelmodule zeitlich zueinander versetzt geschaltet. Auf diese Weise kann ein steilflankig trapezförmiger oder treppenförmiger Verlauf der Ausgangsspannung erzeugt werden. Somit kann die Spannungssteilheit der Ausgangsspannung begrenzt und die Überspannungen aufgrund von langen Maschinenkabeln deutlich reduziert werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass in dem Fall, dass der Umrichterzweig, der den bidirektionalen Schalter aufweist, vom aktiven zum passiven Umrichterzweig wechseln soll, die Multilevel-Umrichterzweige die Spannung so verändern, dass am bidirektionalem Schalter eine Spannung von ungefähr 0 Volt anliegt und anschließend der bidirektionale Schalter geschlossen wird, bevor Regelungsstrategie B angewendet wird. Auf diese Weise wird insbesondere die Variante des Umrichters, bei der ein Umrichterzweig den bidirektionalen Schalter aufweist, so geschaltet, dass unerwünschte Spannungssprünge in der Ausgangsspannung vermieden oder zumindest reduziert werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass in dem Fall, dass der Umrichterzweig, der den bidirektionalen Schalter aufweist, vom passiven zum aktiven Umrichterzweig wechseln soll, und der Strom durch diesen Umrichterzweig nahe 0 Ampere ist, die Multilevel-Umrichterzweige die Spannung so verändern, dass sich die Spannung an dem bidirektionalen Schalter maximal um eine Modulkondensatorspannung von 0 Volt unterscheidet, wenn er geöffnet wäre, und der bidirektionaler Schalter anschließend bei einem Strom von ungefähr 0 Ampere öffnet, bevor Regelungsstrategie A angewendet wird. Auf diese Weise kann der Umrichterzweig, der den bidirektionalen Schalter aufweist, besonders schonend geschaltet werden. Insbesondere können Spannungsspitzen aufgrund induktiver Stromänderungen vermieden werden.
Das zuvor erwähnte Verfahren kann vorteilhaft durch ein Computerprogramm ausgeführt werden, indem das Computerprogramm auf einem Rechner ausgeführt wird. Beispielsweise kann es sich um einen Rechner einer Steuerungseinrichtung des Umrichters handeln.
Dementsprechend betrifft die Erfindung auch einen modularen Multilevel-Umrichter der eingangs genannten Art, bei dem der dritte Umrichterzweig entweder als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinander geschalteten Einzelmodulen ausgebildet ist oder aus einem bidirektionalen Schalter und einer oder keiner Induktivität besteht. Zusätzlich weist die Schaltungsanordnung wenigstens eine Steuerungseinrichtung auf, die zur Ansteuerung der Leistungshalbleiter der Umrichterzweige eingerichtet ist. Die Steuerungseinrichtung ist zur Durchführung eines Verfahrens der zuvor erwähnten Art eingerichtet, beispielsweise durch Ausführung eines Computerprogramms auf einem Rechner der Steuerungseinrichtung.
Wie oben bereits erwähnt, kann der bidirektionale Schalter eine Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen aufweist, die symmetrisch Sperrspannung aufnehmen können und symmetrisch Strom führen können.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass das dritte Potential durch eine Schaltungsanordnung bereitgestellt ist, die einen ersten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss an das erste Potential und einem zweiten Anschluss an das dritte Potential angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss an das zweite Potential und einem zweiten Anschluss an das dritte Potential angeschlossen ist, aufweist.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der dritte Umrichterzweig in der Ausgestaltung als Multilevel-Umrichterzweig Einzelmodule aufweist, die eine mit Modulanschlüssen des Einzelmoduls verbundene Schaltungsanordnung aus mindestens vier internen Schaltelementen und einem Modulkondensator haben. Die Einzelmodule können als Vollbrückenmodule ausgebildet sein.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Schaltelemente so angeordnet sind, dass wahlweise die positive Spannung des Modulkondensators oder die negative Spannung des Modulkondensators an die Modulklemmen gelegt werden kann oder die Modulklemmen direkt miteinander verbunden werden können.
Im Sinne der vorliegenden Erfindung ist unter dem unbestimmten Begriff „ein“ kein Zahlwort zu verstehen. Wenn also z.B. von einem Bauteil die Rede ist, so ist dies im Sinne von „mindestens einem Bauteil“ zu interpretieren. Soweit Winkelangaben in Grad gemacht werden, beziehen sich diese auf ein Kreismaß von 360 Grad (360°). Soweit ein Rechner erwähnt ist, kann dieser dazu eingerichtet sein, ein Computerprogramm, z.B. im Sinne von Software, auszuführen. Der Rechner kann als handelsüblicher Computer ausgebildet sein, z.B. als PC, Laptop, Notebook, Tablet oder Smartphone, oder als Mikroprozessor, Mikrocontroller oder FPGA, oder als Kombination aus solchen Elementen. Soweit eine Regelung erwähnt ist, unterscheidet sich eine Regelung von einer Steuerung dadurch, dass eine Regelung eine Rückführung oder Rückkopplung gemessener oder interner Werte aufweist, mit der die erzeugten Ausgabewerte der Regelung wiederum im Sinne eines geschlossenen Regelkreises beeinflusst werden. Bei einer Steuerung erfolgt ein reines Steuern einer Größe ohne eine solche Rückführung oder Rückkopplung.
Im Folgenden wird das neue Regelungsverfahren für den Quasi-Drei-Level-Betrieb eines MMCs präsentiert. Es kann auf die in [2] dargestellte Topologie mit bestimmten Vorteilen angewendet werden. Darauf aufbauend wird gezeigt, wie mithilfe von Vorsteuerungen die Vollbrückenmodule aus Zweig M durch einen bidirektionalen Schalter ersetzt werden können, was eine zusätzliche vorteilhafte Innovation darstellt.
Regelungsverfahren
Im Gegensatz zu dem Regelungsverfahren aus [2] wird vorgeschlagen, alle Energien und alle Ströme des Umrichters ähnlich wie bei dem Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb [1] zu regeln. Dies kann zum einen die Spitzenwerte der Zweigströme reduzieren und zum anderen zu kleineren Modulkondensatoren führen, was die Belastung und Kosten der Module wesentlich reduziert.
Für die Regelung wird beispielhaft eine kaskadierte Regelungsstruktur nach vorgeschlagen. Die grau gekennzeichneten Signale und Funktionen werden bei den in Kapitel 2.2 präsentierten neuen Topologien nicht benötigt, sondern z.B. dann, wenn der Zweig M als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen ausgebildet ist.
Im Grundsatz wird der Ausgangsstrom ia über die modulierte Ausgangsspannung geregelt. Dazu wird von einer übergeordneten Regelung, die in nicht dargestellt ist, der gewünschte Aussteuergrad δ (Sollwert der Ausgangsspannung) vorgegeben. Dieser Sollwert wird anhand von drei Zuständen (Zustand A: Ausgangsspannung u_a ≈ U_e/2, Zustand B: Ausgangsspannung u_a ≈ -U_e/2, Zustand M: Ausgangsspannung u_a ≈ 0) realisiert. Der Abfolge und Dauer der Zustände kann mit den gängigen Modulationsverfahren für konventionelle Drei-Level-Wechselrichter bestimmt werden (trägerbasierte Verfahren, Raumzeigermodulation, optimierte Pulsmuster, etc). Zur beispielhaften Illustrierung der Regelung wird ein trägerbasiertes Verfahren mit den Trägersignalen c₁ und c₂ dargestellt.
Wie beim Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb, soll der Ausgangstrom größtenteils über den Zweig fließen, dessen Spannung 0 V beträgt (passiver Zweig), damit in diesem Zweig eine möglichst kleine Zweigleistung entsteht und sich die Modulkondensatorspannungen nur wenig ändern.
Die Zweigströme werden über zwei Kreisströme geregelt. Kreisstrom i_k1 ist ein Superpositionsstrom, der durch die Zweige A und M fließt. Kreisstrom i_k2 ist ein Superpositionsstrom, der durch die Zweige B und M fließt. Dies ist ebenfalls in zu erkennen.
Die Stromregelung wird dabei in einem Zustandsautomaten implementiert, welcher zwischen den statischen und den transienten Zuständen unterscheidet. Dieser Zustandsautomat ist beispielhaft in dargestellt. Die zeigt die jeweiligen Übergänge zwischen den Zuständen A, B und M mit den entsprechenden Transienten.
In den statischen Zuständen werden die Kreisströme mit einer hochfrequenten Modulation der Sollzweigspannungen in den aktiven Zweigen geregelt.
Wechseln die Zustände A, B oder M, werden die Zweigspannungen so gestellt, dass die Kreisströme schnellst möglich ihren neuen Sollwert, passend für den kommenden Zustand, erreichen. Da sich ein Kreisstrom um die Hälfte des anderen Kreisstromes ändern muss, beinhaltet die Erfindung zwei mögliche Varianten:

1. Simultane Transienten: Beide Kreisströme ändern sich gleichzeitig jedoch unterschiedlich stark.
2. Sequentielle Transienten: Beide Kreisströme ändern sich maximal schnell jedoch zeitlich versetzt.

Zur Beschreibung dieser transienten Übergänge werden die Tabelle 2-1 und die Tabelle 2-2 angeführt. Beim Übergang der Zustände A ↔ M stellen Zweig A oder Zweig M ihr maximales bzw. minimales Spannungslevel in Abhängigkeit davon, welcher Kreisstrom sinken und welcher steigen soll. Beim Übergang der Zustände B ↔ M stellen Zweig B oder M ihr maximales bzw. minimales Spannungslevel in Abhängigkeit davon, welcher Kreisstrom sinken und welcher steigen soll (siehe Tabelle 2-1 und Tabelle 2-2).

Bei den simultanen Transienten stellt der Zweig, der nicht zwischen aktiven und passiven Zweig wechselt, die halbe Eingangsspannung (s. Tabelle 2-1). Bei den sequentiellen Transienten wechselt dieser Zweig nach der halben transienten Zeitdauer zwischen der Eingangsspannung und 0 V (siehe Tabelle 2-2). Tabelle 2-1: Simultane Transienten

Übergang	Änderung i_k1	Änderung i_k2	UzA	U_zB	U_zM
A↔M	Sinken	Steigen	U_e	U_e/2	-U_e/2
	Steigen	Sinken	0v	U_e/2	U_e/2
B↔M	Steigen	Sinken	U_e/2	U_e	U_e/2
	Sinken	Steigen	U_e/2	0V	-U_e/2

Tabelle 2-2: Sequentielle Transienten

Übergang	Änderung i_k1	Änderung ik2	U_zA		U_zB		U_zM
A↔M	Sinken	Steigen	U_e		U_e	0 V	-U_e/2
	Steigen	Sinken	0 V		U_e	0 V	U_e/2
B↔M	Steigen	Sinken	U_e	0 V	U_e		U_e/2
	Sinken	Steigen	U_e	0 V	0 V		-U_e/2

Bei diesen Übergängen sind gleichzeitig hohe Zweigspannung und hohe Zweigströme aktiv und verursachen hierdurch Zweigleistungsspitzen, ähnlich wie beim Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb von MMCs. Um die durch diese Kommutierungsvorgänge verursachten Energiehübe auszuregeln, werden den aktiven Zweigen mithilfe der Kreisströme Kompensationsströme eingeprägt. Diese können durch einen Energieregler oder prädiktiv berechnet werden.
Dadurch wird die Zweigenergieschwankung unabhängig von der Ausgangsfrequenz und signifikant reduziert. Somit können die Modulkapazitäten deutlich kleiner dimensioniert werden.
Mithilfe der Modulbalancierungseinheiten werden die Module eines Zweiges balanciert. Ebenso ist hier die Wartezeit zwischen dem Zuschalten und Überbrücken der Module implementiert. Somit ändern sich die Zweigspannungen innerhalb einer kurzen Zeit maximal um die Höhe einer Modulkondensatorspannung. Folglich ist auch der Ausgangsspannungssprung reduziert.
Die Regelung kann auf die in [2] dargestellte Topologie angewandt werden. Dabei werden die Kompensationsströme i_zA,komp i_zB,komp und i_ZM,komp eingeführt zum Ausregeln der Modulkondensatorspannungen im Zweig A, B und M.
Die zeigt die quasi-dreistufige Ausgangsspannung und den dadurch entstehenden sinusförmigen Ausgangsstrom über eine Ausgangsperiode im oberen Diagramm. Im Vergleich zu wird ersichtlich, dass die Modulkondensatorspannungsschwankungen unabhängig von der Ausgangsfrequenz sind. Vergleicht man das Verhältnis der in den Modulen gespeicherten Energien zur Scheinleistung des Umrichters aus [2] (H_[2]) zu dem aus den Simulationen mit der vorgeschlagenen Regelung (H_Sim), wird die starke Reduzierung der Modulkapazität um den Faktor 10 deutlich. $H_{[2]} = \frac{15 \cdot 3 \cdot \frac{1}{2} C_{m o d} \cdot u_{c_{m o d}}^{2}}{\frac{2}{3} \cdot {\hat{l}}_{a}^{2} \cdot \sqrt{R^{2} + {(j ω L)}^{2}}}$
$H_{[2]} = \frac{15 \cdot 3 \cdot \frac{1}{2} \cdot 2 mF \cdot {(1750 V)}^{2}}{\frac{3}{2} \cdot {(800 A)}^{2} \cdot \sqrt{{(5 Ω)}^{2} - {(2 π \cdot 5 Hz \cdot 33,3 mH)}^{2}}} = 29,36 \frac{mJ}{VA}$
$H_{S i m} = \frac{15 \cdot 3 \cdot \frac{1}{2} \cdot 0,2 mF \cdot {(680 V)}^{2}}{713,6 kVA} = 2,92 \frac{mJ}{VA}$
Der Detailausschnitt der Ausgangsspannung aus zeigt ebenfalls, dass durch die stufenförmige Änderung der Zweigspannungen auch die kleinen Ausgangsspannungsstufen gewährleistet werden.
Neue hybride MMC-Topologie für den Quasi-Drei-Level-Betrieb und die Vorsteuerung hierfür
Mit einer hier vorgestellten Vorsteuerung und der Regelung aus dem letzten Kapitel ist es möglich, den mittleren Vollbrückenzweig durch einen einfachen leistungselektronischen bidirektionalen Schalter zu ersetzen. Der Aufwand für den Zweig M wird dadurch stark reduziert.
Ersetzt man die Vollbrücken im Zweig M durch einen bidirektionalen Schalter, wird die Kompensation des mittleren Zweiges M überflüssig und die Energieregelung vereinfacht sich. Ist der Schalter im Zweig M offen, werden die Zweigströme über den Phasen-Querstrom ähnlich wie beim Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb geregelt. Ist der Schalter geschlossen, werden die Zweigströme über die Kreisströme im und im ähnlich wie im oben beschriebenen Quasi-Drei-Level-Betrieb geregelt. Soll der Zweig M aus einem schaltenden Element bestehen, stellen sich jedoch zwei wesentliche neue Herausforderungen:

1) Abschalten des induktiven Zweigstromes i_zM: Wird der Schalter geöffnet, muss der Strom im mittleren Zweig 0 A betragen, da sonst die induktive Stromänderung eine Spannungsspitze hervorrufen würde, was den Schalter beschädigen könnte.
2) Kleine Spannungsstufen an den Ausgangsklemmen: Ist der Schalter im mittleren Zweig zugeschaltet, entspricht die Ausgangsspannung 0 V. Ist der Schalter geöffnet, entspricht die Ausgangsspannung der halben Differenz der Zweigspannungen B und A. Dies würde ohne zusätzliche Vorsteuerung beim Abschalten und Zuschalten des mittleren Schalters zu erhöhten Spannungssprüngen an den Ausgangsklemmen führen.

Um die erste Anforderung zu erfüllen, werden beispielsweise Leistungshalbleiterschalter gewählt, die im Nulldurchgang des Stromes i_zM automatisch beginnen zu sperren. Hierfür werden zwei folgende Möglichkeiten vorgestellt. zeigt Variante a der hybriden MMC Topologie mit zwei antiparallelen Thyristoren (S_mpos und S_mneg) pro Phase. zeigt Variante b der hybriden MMC Topologie mit zwei entgegen geschalteten IGBT oder IGCT mit antiparallelen Dioden (Smpos und Smneg) pro Phase. Für einen positiven Strom i_zM leitet S_mpos. Für einen negativen Strom i_zM leitet S_mneg. Die Mittelpunktspannung wird über den kapazitiven Spannungsteiler Ce₁ und Ce₂ gestellt.
Es ist anzumerken, dass die mittleren Zweige sowohl ohne (wie hier dargestellt) als auch mit Induktivitäten ausgeführt werden können. Diese Varianten sind ebenfalls Bestandteil der Erfindung.
Um die zweite Anforderung zu bewältigen, wird beispielsweise eine Vorsteuerung in der Regelung implementiert. Diese wird am Beispiel der simultanen Transienten beim Übergang der Zustände A→M ( ) und M→A ( ) für einen positiven Ausgangsstrom dargestellt. Für den Übergang der Zustände B→M und M→B gelten die Bestimmungen für die Zweigspannungen u_zA und u_zB umgekehrt.
Übergang der Zustände A→M (Abbildung 2.8):

(1) Zustand A: Der Ausgangsstrom fließt größtenteils über den Zweig A. Der Kompensationsstrom i_zB,komp wird zum Ausregeln der Zweigenergiedifferenz im Zweig B genutzt.
(2) Die Ausgangsspannung wird gezielt zu 0 V gefahren. Hierfür müssen Zweigspannungen in den Zweigen A und B auf Ue/2 gestellt werden. Der Schalter Sm ist geöffnet.
(3) Der Schalter Sm wird geschlossen. Anschließend werden die Zweigspannungen nach den Vorschriften der simultanen bzw. sequentiellen Transienten geändert, um die Zweigstrome an ihre Sollwerte zu führen.
(4) Zustand M: Der Schalter Sm ist geschlossen. Der Ausgangsstrom fließt größtenteils über den Zweig M. Die Kompensationsströme i_zA,komp und i_zB,komp werden zum Ausregeln der Zweigenergiedifferenz im Zweig A und B genutzt.

Übergang der Zustände M→A (Abbildung 2.8):

(1) Zustand M: Der Schalter Sm ist geschlossen. Der Ausgangsstrom fließt größtenteils über den Zweig M. Die Kompensationsströme iz_A,komp und i_zB,komp werden zum Ausregeln der Zweigenergiedifferenz im Zweig A und B genutzt.
(2) Der Schalter Sm ist geschlossen und die Zweigspannungen in den Zweigen A und B werden entsprechend der Vorschriften für die simultanen oder sequentiellen Transienten geändert.
(3) Der Strom i_zM ist nahe 0 A. Die Zweigspannungen in den Zweigen A und B stellen Ue/2 ± u_Cmod. Somit ändern sich die Zweigströme nur noch langsam. Wenn i_zM = 0 A erreicht und somit der Thyristor (Variante a) bzw. die in Reihe geschaltete Diode (Variante b) sperrt, ändert sich die Ausgangsspannung maximal um eine Modulspannungsstufe. Sind die Zweigströme in den Zweigen A und B noch relativ weit von ihren Sollwerten entfernt, kann anschließend wie bei den transienten Übergängen im Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb die Überlappung der vollen Zweigspannung oder 0 V genutzt werden.
(4) Zustand A: Da der Strom i_zM = 0 A entspricht, sperrt der Thyristor (Variante a) bzw. der IGBT kann nun geöffnet werden (Variante b). Der Ausgangsstrom fließt größtenteils über den Zweig A. Der Kompensationsstrom i_zB,komp wird zum Ausregeln der Zweigenergiedifferenz im Zweig B genutzt.

Mit diesem Verfahren wird der Schalter im Zweig M also mit zero-current-switching betrieben und die Schaltspannungen liegt entweder bei 0 V oder in Höhe einer Modulkondensatorspannung. Dementsprechend sind die Schaltverluste äußerst gering und der Schalter im Zweig M wird nicht stark belastet.
Die Spannungsskalierbarkeit im mittleren Zweig bleibt erhalten, da durch die niedrigen Schaltspannungen die Herausforderung der gleichmäßigen Spannungsaufteilung beim Zu- und Abschalten mehrerer in Reihe geschalteten Schaltelementen entfällt.
Redundanz kann bei in Reihe geschalteten Press-Pack-Schaltern gewährt werden, da diese im Fehlerfall in einen definierten Kurzschluss übergehen.
In dem Fall, dass der gesamte mittlere Zweig M ausfällt und in einen offenen Zustand übergeht, kann die Topologie im Quasi-Zwei-Level-Betrieb weiter betrieben werden.
Wie aus ersichtlich wird, garantiert die Energieregelung weiterhin, dass die Modulkondensatorspannungsschwankungsbreiten niedrig und unabhängig von der Ausgangsfrequenz sind.
Übersicht
In diesem Dokument sind zwei Innovationen vorgestellt worden:

1) Neuartige Regelung für die Drei-Level-MMC-Topologie aus [2]
2) Vereinfachung der Drei-Level-MMC-Topologie aus [2] und eine Erweiterung der Steuerung hierfür

Der erste Punkt wurde in Kapitel 2.1 beschrieben. Die neuartige Regelung verspricht eine bessere Kontrolle über die Energien und Ströme des Umrichters. Dementsprechend besteht die Möglichkeit, die Spitzenströme in den Zweigen zu reduzieren und die Kondensatoren um Faktor 10 kleiner auszulegen, was bereits durch Simulationen nachgewiesen worden ist. Der zusätzliche Aufwand ist eine schnellere Messung der Zweigströme und eine kompliziertere Implementierung der Regelung, die sich aber beide nicht signifikant auf die Gesamtkosten auswirken.
Der zweite Punkt wurde in Abschnitt 2.2 beschrieben. Wenn die Drei-Level-MMC-Topologie aus [2] mit der Regelung aus Abschnitt 2.1 geregelt wird, kann diese vereinfacht werden, indem der mittlere Vollbrückenzweig durch einen bidirektionalen Schalter ersetzt wird. Dieser Schalter kann z.B. auf Thyristoren, IGBTs oder auch IGCTs basieren. Wenn diese neuartige Topologie mit entsprechender Steuerung kombiniert wird, bestehen keine Nachteile gegenüber der originalen Topologie aus [2]. Gleichzeitig sind die Erwartungen bezüglich der Kosten und Verluste verbessert. Dies liegt an den folgenden Punkten:

- Die Anzahl von Schaltelementen im mittleren Zweig M ist reduziert und deren Ansteuerung ist vereinfacht, da alle gleichzeitig und nicht versetzt angesteuert werden müssen.
- Es werden keine Kondensatoren in mittleren Zweig M benötigt. Diese müssen nicht mehr balanciert werden und deren Spannungen müssen nicht mehr gemessen werden.
- Die Schalter im mittleren Zweig M können für niedrige Durchlassverluste optimiert werden, da diese immer bei niedrigen Spannung sowie bei 0 A ein- und ausgeschaltet werden und dementsprechend auch keine Schaltverluste verursachen.

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Claims

Verfahren zum Betrieb eines modularen Multilevel-Umrichters, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei die Ausgangsleistung mittels einer Schaltungsanordnung übertragen wird, die a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig (A, B, M) aufweist, wobei b) der erste Umrichterzweig (A) an ein erstes Potential angeschlossen ist, c) der zweite Umrichterzweig (B) an ein zweites Potential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Potential unterscheidet, und d) der dritte Umrichterzweig (M) an ein drittes Potential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Potential liegt, wobei e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig (A, B, M) an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei f) der erste und der zweite Umrichterzweig (A, B) jeweils als Multilevel-Umrichterzweige ausgebildet sind, in denen jeweils Einzelmodule (2) hintereinandergeschaltet sind, wobei g) wobei der dritte Umrichterzweig (M) entweder als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen (2) ausgebildet ist oder aus einem bidirektionalen Schalter (3) und einer oder keiner Induktivität besteht, dadurch gekennzeichnet, dass eine Regelung des Betriebs des Umrichters durchgeführt wird, die wenigstens eine Regelungsstrategie A mit folgenden Merkmalen aufweist: h) die Stromstärke des Ausgangsstromes wird durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung geregelt, wobei einer der Umrichterzweige als passiver Umrichterzweig betrieben ist, bei dem jeweils zwischen den Modulklemmen jedes Einzelmoduls, wenn es ein Multilevel-Umrichterzweig ist, oder am bidirektionalen Schalter (3) keine Spannung anliegt und durch den der Ausgangsstrom fließt, i) in allen Multilevel-Umrichterzweigen sowie im geschlossenem bidirektionalem Schalter (3) werden Ströme geregelt, die zur Kompensation von Energieschwankungen der Modulkondensatoren in den Multilevel-Umrichterzweigen dienen, durch ein Modulationsverfahren des Multilevel-Umrichterzweigs oder der Multilevel-Umrichterzweige, durch die der Ausgangsstrom nicht fließt und die somit aktive Umrichterzweige sind, j) wobei die Zweigströme über wenigstens zwei Kreisströme geregelt werden, aufweisend einen Kreisstrom (i_k1), der durch den ersten Umrichterzweig (A) und den dritten Umrichterzweig (M) fließt, und einen Kreisstrom (i_k2), der durch den zweiten Umrichterzweig (B) und den dritten Umrichterzweig (M) fließt, wobei bei einem Zustandswechsel aktiv/passiv ein Kreisstrom um die Hälfte des anderen Kreisstromes geändert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Modulationsverfahren des aktiven Umrichterzweigs oder der aktiven Umrichterzweige mit einer Frequenz durchgeführt wird, die höher ist als eine Pulsdauermodulationsfrequenz, mit der die Ausgangsspannung synthetisiert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelung des Betriebs des Umrichters zusätzlich wenigstens eine Regelungsstrategie B aufweist, bei der durch die Einzelmodule (2) in den Multilevel-Umrichterzweigen eine schnellstmögliche Änderung der Ströme in den Umrichterzweigen verursacht wird.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelung des Betriebs des Umrichters zwischen den wenigstens zwei Regelungsstrategien A und B wechselt.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass von Regelungsstrategie A zu Regelungsstrategie B gewechselt wird, wenn die Modulation der Ausgangsspannung einen Wechsel des passiven Umrichterzweiges vorgibt.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass von Regelungsstrategie B zu Regelungsstrategie A gewechselt wird, wenn der Ausgangsstrom durch den von der Ausgangsmodulation vorgegebenen passiven Umrichterzweig fließt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Einzelmodule (2) steuerbare Schalter (1) aufweisen, wobei zwischen dem Wechsel der Schaltstellung der Schalter (1) in den Multilevel-Umrichterzweigen eine Wartezeit abgewartet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Fall, dass der Umrichterzweig, der den bidirektionalen Schalter (3) aufweist, vom aktiven zum passiven Umrichterzweig wechseln soll, die Multilevel-Umrichterzweige die Spannung so verändern, dass am bidirektionalem Schalter (3) eine Spannung von ungefähr 0 Volt anliegt und anschließend der bidirektionale Schalter geschlossen wird, bevor Regelungsstrategie B angewendet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Fall, dass der Umrichterzweig, der den bidirektionalen Schalter (3) aufweist, vom passiven zum aktiven Umrichterzweig wechseln soll, und der Strom durch diesen Umrichterzweig nahe 0 Ampere ist, die Multilevel-Umrichterzweige die Spannung so verändern, dass sich die Spannung an dem bidirektionalen Schalter (3) maximal um eine Modulkondensatorspannung von 0 Volt unterscheidet, wenn er geöffnet wäre, und der bidirektionaler Schalter (3) anschließend bei einem Strom von ungefähr 0 Ampere öffnet, bevor Regelungsstrategie A angewendet wird.
Computerprogramm mit Programmcodemitteln, eingerichtet zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wenn das Computerprogramm auf einem Rechner ausgeführt wird.
Modularer Multilevel-Umrichter, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei die Ausgangsleistung mittels einer Schaltungsanordnung übertragen wird, die a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig (A, B, M) aufweist, wobei b) der erste Umrichterzweig (A) an ein erstes Potential angeschlossen ist, c) der zweite Umrichterzweig (B) an ein zweites Potential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Potential unterscheidet, und d) der dritte Umrichterzweig (M) an ein drittes Potential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Potential liegt, wobei e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig (A, B, M) an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei f) der erste und der zweite Umrichterzweig (A, B) jeweils als Multilevel-Umrichterzweige ausgebildet sind, in denen jeweils Einzelmodule (2) hintereinandergeschaltet sind, wobei g) der dritte Umrichterzweig (M) entweder als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen (2) ausgebildet ist oder aus einem bidirektionalen Schalter (3) und einer oder keiner Induktivität besteht, h) wobei die Schaltungsanordnung wenigstens eine Steuerungseinrichtung aufweist, die zur Ansteuerung der Leistungshalbleiter der Umrichterzweige eingerichtet ist, wobei die Steuerungseinrichtung zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9 eingerichtet ist.
Modularer Multilevel-Umrichter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der bidirektionale Schalter (3) eine Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen aufweist, die symmetrisch Sperrspannung aufnehmen können und symmetrisch Strom führen können.
Modularer Multilevel-Umrichter nach einem der Ansprüche 11 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das dritte Potential durch eine Schaltungsanordnung bereitgestellt ist, die einen ersten Kondensator (C₁), der mit einem ersten Anschluss an das erste Potential und einem zweiten Anschluss an das dritte Potential angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator (C₂), der mit einem ersten Anschluss an das zweite Potential und einem zweiten Anschluss an das dritte Potential angeschlossen ist, aufweist.
Modularer Multilevel-Umrichter nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Umrichterzweig (M) in der Ausgestaltung als Multilevel-Umrichterzweig Einzelmodule (2) aufweist, die eine mit Modulanschlüssen des Einzelmoduls (2) verbundene Schaltungsanordnung aus mindestens vier internen Schaltelementen (1) und einem Modulkondensator haben.
Modularer Multilevel-Umrichter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltelemente (1) so angeordnet sind, dass wahlweise die positive Spannung des Modulkondensators oder die negative Spannung des Modulkondensators an die Modulklemmen gelegt werden kann oder die Modulklemmen direkt miteinander verbunden werden können.