DE102022117740B3

DE102022117740B3 - Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Multilevel-Umrichters, Hybrid-Multilevel-Umrichter und Computerprogramm

Info

Publication number: DE102022117740B3
Application number: DE102022117740.8A
Authority: DE
Inventors: Axel Mertens; Malte Lorenz
Original assignee: Leibniz Universitaet Hannover
Current assignee: Leibniz Universitaet Hannover
Priority date: 2022-07-15
Filing date: 2022-07-15
Publication date: 2024-01-18
Anticipated expiration: 2042-07-16
Also published as: WO2024012806A1

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Multilevel-Umrichters gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die Erfindung betrifft außerdem einen Hybrid-Multilevel-Umrichter sowie ein Computerprogramm zur Durchführung des Verfahrens.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Multilevel-Umrichters gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die Erfindung betrifft außerdem einen Hybrid-Multilevel-Umrichter sowie ein Computerprogramm zur Durchführung des Verfahrens.
Einleitung
Die Topologie des Hybrid-Multilevel-Umrichters wird von der konventionellen T-Type Topologie und der Q3L-MMC Topologie abgeleitet, indem zwischen dem Mittelpunkt der Umrichter-Phase und dem Zwischenkreis-Neutralpunkt ein Zweig mit Vollbrückenmodulen ergänzt wird. Das Verfahren basiert dabei auf dem Regelungsverfahren nach [1, 21], bei dem die Zweigströme und Zweigenergien aktiv geregelt werden und kleine Ausgangsspannungsstufen sowie das Abschalten der konventionellen Schalter bei sehr kleinen Strömen gewährleistet wird. Somit gelingt es, die Vorteile von konventionellen MMC-Topologien (Spannungsskalierbarkeit, Redundanz, kleine Ausgangsspannungsstufen) und den Ausgangsspannungsverlauf des Quasi-Drei-Level-Betriebes zu vereinigen und gleichzeitig die Topologie zu vereinfachen sowie die notwendige Modulkapazität deutlich zu reduzieren. Dies verspricht Verbesserungen bezüglich des Volumens, der Leistungsdichte, des Wirkungsgrades und der Kosten.
Abbildungen

.1: Zweipunkt-Wechselrichter für links Niederspannungsanwendungen und recht Mittelspannungsanwendungen
.2: Beispiel der Pulsdauermodulation der Sollausgangsspannung u_a* über eine Ausgangsperiode bei Zweipunkt-Wechselrichtern, vgl. [4]
.3: dreiphasiger T-Type Wechselrichter [6]
.4: MMC Topologie mit drei Umrichter-Phasen
.5: Halbbrückenmodule und Vollbrückenmodule
.6: Einphasiges Modell des MMCs
.7: Beispiel einer Multilevel-Ausgangsspannung [10]
.8: Quasi-Zwei-Level-Betrieb eines einphasigen MMCs über einer PWM-Periode
.9: Topologie des einphasigen MMCs für den Quasi-Drei-Level-Betrieb [2]
.10: Ausgangsspannungsverlauf beim Quasi-Drei-Level Betrieb über zwei Ausgangsperioden [2]
.11:Modulkondensatorspannungen oben: Zwei A; Mitte: Zweig B; unten: Zweig C [2]
.1: Einphasige Schaltungsanordnung für den Quasi-Drei-Level-Betrieb
.2: Einphasige Schaltungsanordnung für den Quasi-n-Level-Betrieb
.3: Spannungs- und Stromverläufe beim Quasi-Drei-Level Betrieb über eine Ausgangsperiode
.4: zeitlich gestreckte Ausschnittsvergrößerung aus .3
.5: Regelungsstruktur der kaskadierten Regelung
.6: Zustandsautomat der Zweigstromregelung
.7: Ablauf beim Ausschalten des ersten Umrichterzweigs
.8: Ablauf beim Einschalten des ersten Umrichterzweigs

1. Stand der Technik
In diesem Kapitel werden die Umrichtertopologien und Betriebsmodi vorgestellt, die eine Relevanz für diese Patentanmeldung haben. Zunächst werden Zwei-Punkt-Wechselrichter, Drei-Punkt-Wechselrichter und MMCs im konventionellen Betrieb und im Quasi-Zwei-Level-Betrieb vorgestellt. Daraufhin wird der Quasi-Drei-Level-Betrieb nach [2] präsentiert.
1.1 Zweipunkt-Wechselrichter
Der Zweipunkt-Wechselrichter ist der am Häufigsten vorkommende Wechselrichter im Bereich der Niederspannungsanwendung.
Der Zweipunkt-Wechselrichter ist in .1 links dargestellt und zeichnet sich durch die simple Ansteuerung und den einfachen Aufbau aus. Der Zweipunkt-Wechselrichter besitzt sechs Schaltelemente 1 (hier z. B.: IGBT mit antiparalleler Diode), welche jeweils die Eingangsspannung U_e sperren können müssen. Die maximale Sperrspannung von IGBT liegt derzeit bei 6,5 kV, was die Spannungsskalierbarkeit begrenzt. Um dies zu überwinden, können mehrere Schaltelemente 1 in Reihe geschaltet werden, um die Spannungsbelastung des einzelnen Schaltelements 1 zu minimieren. Dies ist in .1 rechts dargestellt. Herausfordernd ist dabei die gleichmäßige Spannungsaufteilung und gleichzeitige Ansteuerung der Schaltelemente 1. Dies erfordert spezielle, hoch entwickelte Gate-Units [3].
Redundanz kann nur mit Press-Pack-Schaltern ermöglicht werden, da diese im Fehlerfall in den definierten Kurzschluss übergehen. Die gewünschte sinusförmige Ausgangsspannung wird durch Pulsdauermodulation (PWM) als Kurzzeitmittelwert erreicht. Hierbei ist entweder der obere Schalter oder der untere Schalter zugeschaltet. Es ergibt sich der wie in .2 dargestellte typische Zweipunkt-Ausgangsspannungsverlauf der Sollausgangsspannung u_a*.
Durch diese zweistufige Modulation unterliegen die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom je nach Schaltfrequenz relativ hohen Oberschwingungen, die in elektrischen Maschinen zu zusätzlichen Verlusten führen können. Da die Mittelspannungs-Halbleiterschaltelemente nur mit Schaltfrequenzen von einigen hundert Hertz geschaltet werden können, sind die Oberschwingungen relativ hoch.
Ebenfalls bedingt durch den zweistufigen Betrieb liegt der Ausgangsspannungssprung bei jedem Schaltvorgang in der Höhe der Eingangsspannung. Dieser Spannungssprung führt bei langen Leitungen zu der elektrischen Maschine zur Wellenreflektion. Hierdurch wird die Isolation der Maschine mit bis zu der zweifachen Eingangsspannung belastet, was die Anforderungen an die Isolationssysteme der Maschine deutlich vergrößert [5]. Diese Probleme haben noch stärkere Bedeutung in Mittelspannungsapplikationen, in denen die Isolationssysteme für die Maschinen bereits sehr anspruchsvoll sind.
Dementsprechend eignet sich diese Topologie für Anwendung mit elektrischen Maschinen im Mittelspannungsbereich nicht. Beschränkend ist dabei weniger der Oberschwingungsstrom, der zu etwas erhöhten Verlusten führt, als vielmehr die erhöhte Isolationsbeanspruchung durch Leitungsreflexionen, was zu verfrühten Ausfällen der Maschine führen kann und daher inakzeptabel ist.
Deshalb wird häufig am Ausgang des Zwei-Level-Wechselrichters ein zusätzliches Filter installiert, was das gesamte System vergrößert und verteuert.
1.2 Dreipunkt-Wechselrichter
Mit Drei-Punkt-Wechselrichtern kann die Ausgangsspannung über drei Spannungslevel (U_e/2, 0 V, -U_e/2) moduliert werden, wodurch sich die Oberschwingungseigenschaften der Ausgangssignale verbessern und sich der Ausgangsspannungssprung im Vergleich zum Zwei-Punkt-Wechselrichter halbiert. Somit sinkt die Belastung des Isolationssystems der elektrischen Maschine.
In der Literatur häufig genannte Topologien für Dreipunkt-Wechselrichter sind NPC-Wechselrichter, Flying-Capacitor-Wechselrichter und T-Type-Wechselrichter [4]. Im Folgenden wird beispielhaft der T-Type-Umrichter beschrieben.
Der Aufbau eines T-Type Wechselrichters ist in .3 gezeigt. Über einen kapazitiven Spannungsteiler C₁, C₂ wird der Neutralpunkt (NP) gebildet, an dem ein weiterer Zweig mit einem bidirektionalen leistungselektronischen Schalter angeschlossen wird. Hierdurch erhöht sich die Anzahl von Schaltelementen. Im Betrieb muss zusätzlich die Spannungsbalancierung der Eingangskondensatoren gewährleistet werden, was den Regelungsaufwand erhöht [6].
Zur Bildung der drei Ausgangsspannungen wird entweder der obere Schalter, der untere Schalter oder der mittlere Schalter zugeschaltet, während die anderen Schalter sperren.
Die oberen und unteren Schalter müssen die gesamte Eingangsspannung sperren können. Die mittleren Schalter müssen hingegen die halbe Eingangsspannung sperren können [6]. Für die Spannungsskalierbarkeit können wie beim Zweipunkt-Wechselrichter mehrere Schalter in Reihe geschaltet werden, wobei dieselben Herausforderungen bei der Spannungsaufteilung und der gleichzeitigen Ansteuerung entstehen.
Im Vergleich zum Zwei-Punkt-Wechselrichter werden die Oberschwingungseigenschaften der Ausgangssignale verbessert und der Ausgangsspannungssprung wird halbiert. Jedoch erhöht sich die Anzahl an leistungselektronischen Schaltelementen und die Aufgabe der Neutralpunkt-Balancierung kommt hinzu. Bei der Spannungsskalierbarkeit ergeben sich dieselben Herausforderungen wie bei Zweipunkt-Wechselrichtern.
Durch Dreipunkt-Wechselrichter können im Vergleich zum Zweipunkt-Wechselrichter die Oberschwingungsströme deutlich reduziert werden, und die Spannungssprünge am Wechselrichterausgang halbieren sich. Mit modernen Isoliersystemen kann ein Mittelspannungsantrieb somit ohne Filter direkt am Umrichterausgang betrieben werden [7]. Jedoch sind für Motoren mit klassischen Isoliersystemen (also auch mit im Feld vorhandenen Maschinen, die nachträglich mit einem Umrichter ausgestattet werden sollen, sog. Retrofit-Applikation) auch hier Filter zwischen Umrichter und Motor erforderlich.
Oberschwingungen sind hier nicht mehr limitierend, wohl aber die Spannungssprünge in Kombination mit der Motorisolation.
1.3 Modularer Multilevel-Umrichter
Der modulare Multilevel-Umrichter (eng: Modular Multilevel Converter (MMC)) [8] ist in .4 schematisch dargestellt.
Ein MMC besteht aus mehreren Umrichter-Phasen (typischerweise drei), die mit dem Eingang verbunden sind. Jede dieser Umrichter-Phasen enthält zwei Zweige. Zwischen den Zweigen jeder Umrichter-Phase wird das Ausgangssystem angeschlossen. Die Zweige bestehen aus mehreren n_mod Modulen und einer Zweiginduktivität L_z [9]. Wie in [5] dargestellt, können die Induktivitäten miteinander gekoppelt werden.
Die am Häufigsten verwendeten Module sind Halbbrückenmodule (HB) und Vollbrückenmodule (VB). Diese werden in der .5 dargestellt.
Halbbrückenmodule bestehen aus zwei Schaltern und einem Kondensator. Die Modulspannung u_mod kann je nach Schaltzustand entweder 0 V oder die Modulkondensatorspannung u_Cmod annehmen.
Vollbrückenmodule enthalten zwei zusätzliche Schalter, wodurch die Modulspannung 0 V, die positive Modulkondensatorspannung u_Cmod sowie die negative Modulkondensatorspannung (- u_Cmod) annehmen kann.
Werden wie in .4 die Module in Reihe geschaltet, so können hohe Betriebsspannungen erreicht werden, während die Leistungshalbleiter in den Modulen nur für die Modulkondensatorspannung ausgelegt sein müssen. Dadurch wird die einfache Spannungsskalierung ermöglicht.
Redundanz kann vergleichsweise leicht implementiert werden, indem mehrere Module in Reihe ergänzt werden und im Fehlerfall die defekten Module überbrückt werden.
Die Topologie ist somit im Vergleich zum Zwei-Level-Wechselrichter und Drei-Level-Wechselrichter komplexer und auch die Regelung ist anspruchsvoller. Es muss sichergestellt werden, dass die Modulkondensatorspannungen im Betrieb ausgeglichen (balanciert) werden, was in Zweigmodulationsverfahren realisiert wird.
Zur vereinfachten Beschreibung werden am einphasigen Modell des MMCs in .6 die relevanten Größen gekennzeichnet. Der obere Zweig wird im Folgenden als Zweig A und der untere als Zweig B gekennzeichnet. Die Zweigspannung wird mit u_z und der Zweigstrom mit i_z gekennzeichnet. Die Ausgangsspannung des Umrichters wird mit u_a und der Ausgangsstrom mit i_a beschrieben.
1.4 Konventioneller Betrieb [10]
Im konventionellen Betrieb wird die Ausgangsspannung feinstufig moduliert. Es ergibt sich dabei beispielhaft der in .7 dargestellte Spannungsverlauf am Ausgang.
Durch diese feinstufige Modulation ergeben sich geringere Oberschwingungsbelastung der Ausgangsspannung und des Ausgangstromes und ein zusätzliches Filter kann eingespart werden. Ebenfalls ist hierdurch der Spannungssprung an den Ausgangsklemmen im Vergleich zum Zweipunkt-Wechselrichter und Dreipunkt-Wechselrichter reduziert, was zur minimierten Spannungsbeanspruchung der Isolation der elektrischen Maschine führt.
Während des DC/AC-Betriebs werden dabei Zweigleistungen p_z umgesetzt, die mit der einfachen oder doppelten Ausgangskreisfrequenz oszillieren. Dies führt generell zu relativ großen Zweigenergieschwankungen e_z, welche in den Modulkondensatoren gepuffert werden müssen. Als Maß kann hierfür das Verhältnis H der in den Modulen gespeicherten Energien zur Scheinleistung des MMC angeführt werden. $H = \frac{E_{C_{m o d}}}{S}$
Dieses liegt bei MMCs im konventionellen Betrieb bei circa 55 mJ/VA [5]. Dementsprechend müssen die Modulkondensatoren für den konventionellen MMC-Betrieb vergleichsweise sehr groß dimensioniert werden. Folglich stellen die Modulkondensatoren einen großen Teil des Volumens, des Gewichts und der Kosten des Umrichters dar.
Die Zweigenergieschwankung und damit verbundene zu installierende Modulkondensatorkapazität ist antiproportional zur Ausgangsfrequenz. Damit die Spannungen der Kondensatoren nicht übermäßig steigen, was zur Zerstörung der Leistungshalbleiter in den Modulen führen könnte, müssen im konventionellen Betrieb bei niedrigen Frequenzen nahe Null besondere Betriebsmodi eingesetzt werden. Ein typischer Betriebsmodus ist der „Low-Frequency Mode“ von Korn et al., der in [11] präsentiert worden ist. Obwohl die Energieschwankung in den Kondensatoren durch diesen Betriebsmodus deutlich reduziert wird, führt dieser, wie [12] zeigt, zu einer deutlich erhöhten Strombelastung der Leistungshalbleiter, wenn hohe Ströme bei niedrigen Frequenzen benötigt werden. Dies wirkt sich negativ bei der Dimensionierung und dem Wirkungsgrad aus.
1.5 Quasi-Zweipunkt-PWM-Betrieb [1, 5, 13-15]
Beim Quasi-Zweipunkt-PWM-Betrieb (engl.: Quasi 2-Level Operation, Q2L) nach [13] wird der konventionelle MMC aus .4 ähnlich wie ein Zweipunkt-Wechselrichter betrieben (siehe .8). Die Ausgangsspannung wird ebenfalls moduliert durch die Spannungsstufen U_e/2 und -U_e/2. Hierfür stellt je ein Zweig ungefähr den Wert der vollen Eingangsspannung (aktiver Zweig) und der andere Zweig 0 V (passiver Zweig).
Die grundlegende Idee ist, dass der Großteil des Ausgangsstroms immer über den passiven Zweig geleitet werden soll, damit eine möglichst kleine Zweigleistung entsteht und dementsprechend niedrige Werte für Modulkapazitäten benötigt werden.
Die Aufteilung des Ausgangstromes zwischen den Zweigen wird durch den Phasen-Querstrom i_Q (s. .6) eingestellt, der als Superpositionsstrom beide Zweige durchfließt. Im Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb wird der Phasen-Querstrom aktiv geregelt.
Dafür wird die Sollzweigspannung im aktiven Zweig mithilfe einer hochfrequenten Modulation erzeugt. Sollen aktiver und passiver Zweig wechseln, werden in [1] die Zweigspannungen so gestellt, dass sich der Phasen-Querstrom maximal schnell ändert. Hierfür generieren entweder beide Zweige 0V oder die maximale Zweigspannungsstufe. Dies wird im Folgenden als transienter Übergang bezeichnet.
Während der transienten Übergänge überlappen sich allerdings hohe Zweigspannungen mit hohen Zweigströmen. Dies führt zu Leistungsspitzen, die von den Kondensatoren gepuffert werden müssen und die Kondensatorspannungen von den gewünschten Sollwerten entfernen.
Um dies auszugleichen, soll im aktiven Zweig gezielt ein geringer Strom anhand des Phasen-Querstroms eingeprägt werden zur Kompensation des Zweigenergiehubes (Kompensationsstrom). Dies stellt die zweite grundlegende Idee des Quasi-Zwei-Level-PWM-Betriebes dar. Die Höhe des Stromes für die Kompensation wird über einen Zweigenergieregler eingestellt oder prädiktiv berechnet.
Somit können die Zweigenergien innerhalb jeder PWM Periode ausgeregelt werden und die Zweigenergieschwankung ist unabhängig von der Ausgangsfrequenz. Daher ist die zu installierende Modulkapazität deutlich reduziert (um mehr als eine Größenordnung im Vergleich zum konventionellen Betrieb).
Es wird eine Wartezeit zwischen dem Zu- und Abschalten der Module innerhalb eines Zweiges implementiert, um weiterhin die kleinen Ausgangsspannungsstufen zu gewährleisten. Somit kann die Spannungssteilheit der Ausgangsspannung begrenzt und die Überspannungen aufgrund von langen Maschinenkabeln deutlich reduziert werden [5].
Der modulare Aufbau, die leicht zu implementierende Redundanz, die Spannungsskalierbarkeit sowie die niedrigen Spannungssprünge der Ausgangsspannung bleiben beim Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb erhalten. Zusätzlich ermöglicht dieser Betrieb die signifikante Reduzierung der Modulkapazität, was zu einer deutlichen Kostensenkung und Erhöhung der Leistungsdichte führt.
Der Nachteil besteht im Vergleich zum konventionellen Betrieb im verschlechterten Oberschwingungsspektrum der Ausgangsspannung, welche jedoch bei vielen Maschinen in Kauf genommen werden können, sofern die Frequenz der PWM nicht zu niedrig wird.
Es ist hier anzumerken, dass es neben dem hier vorgestellten Quasi-Zwei-Level-PWM-Betrieb noch Quasi-Zwei-Level-Betriebe gibt, die die Ströme und Energien nicht aktiv regeln, e.g. [16-20]. Dies führt in der Regel zu zusätzlichen Nachteilen wie höhere Spitzenströme in den Zweigen, stark beeinflusstes Betriebsverhalten durch parasitäre Parameter (z. B. Verluste und Streuinduktivitäten der Verbindungstechnik) und erhöhte Modulkapazitäten.
1.6 Modularer Multilevel-Umrichter für den Quasi-Drei-Level-Betrieb [2]
Der Quasi-Drei-Level-Betrieb für MMCs wurde 2018 erstmalig in [2] vorgestellt und greift die Idee des Quasi-Zwei-Level-Betriebes auf. Hierbei soll die Ausgangsspannung durch die Spannungsstufen U_e/2, 0 V und -U_e/2 moduliert werden, damit die Ausgangsspektren des Umrichters bei gleicher Schaltfrequenz verbessert werden können. Da während des Ausgangsspannungslevels 0 V beide Zweige die halbe Eingangsspannung stellen müssen, wird ein zusätzlicher Zweig notwendig, damit die Möglichkeit besteht, den Ausgangsstrom über einen passiven Zweig zu führen.
Die präsentierte Topologie aus .9 besteht im Zweig A und B einer Umrichter-Phase aus Halbbrückenmodulen und im zusätzlichen mittleren Zweig C (hier: clamped arm) aus Vollbrückenmodulen. Die Topologie wird als „Quasi Three-level Hybrid Modular Multilevel Converter“ eingeführt, wobei „Hybrid“ auf die Verwendung von Halbbrücken- und Vollbrückenmodulen zurückzuführen ist. Bei dieser Topologie entspricht die Anzahl zu installierenden Vollbrückenmodule im mittleren Zweig C der halben Anzahl der zu installierenden Halbbrückenmodule im oberen und unteren Zweig A, B.
Um die richtige Ausgangsspannung zu stellen, werden die Zweigspannungen direkt von einem statischen Zustand in den nächsten geschaltet. Dementsprechend werden die Zweigströme nicht aktiv geregelt, sondern schwingen mit dem Schwingkreisverhalten aus zugeschalteten Modulkondensatoren und Zweiginduktivität ein (ähnlich wie am Ende von Kapitel 1.5 beschrieben).
Der Ausgangsspannungsverlauf hat drei statische Ausgangsspannungsniveaus, wie in .10 zu erkennen ist.
Ebenfalls wird bei den Flanken eine Wartezeit zwischen dem Zuschalten bzw. Überbrücken der einzelnen Module implementiert, um die kleinen Ausgangsspannungsstufen zu gewährleisten.
Da keine Kompensationsströme implementiert sind, werden die Energiehübe aufgrund der transienten Übergänge nicht ausgeregelt, was dazu führt, dass die Modulkondensatorspannungsschwankungsbreite kleiner ist als im konventionellem Betrieb des MMCs, jedoch weiterhin abhängig ist von der Ausgangsfrequenz. Dies ist auch in der .11 zu erkennen.
Weiterhin ist anzumerken, dass die Zweigströme in [2] nicht gezeigt worden sind und es ist zu erwarten, dass deren Spitzenwerte sehr hoch sind.
Bekannt sind weiterhin Topologien und Steuerverfahren von Quasi-Dreipunkt-Wechselrichtern auf Basis des MMC aus den Patenten DE 10 2020 108 034 B3 und DE 10 2020 108 035 B3 . Gemäß den dortigen Vorschlägen können beispielsweise Spannungs- und Stromverläufe wie in der .3 erzeugt werden, um die Wechselspannung zu synthetisieren. Ebenso wurde der Ersatz des MMC-Zweiges C durch einfache leistungselektronische Schalter in dem Patent DE 10 2020 108 034 B3 vorgeschlagen und angemeldet, in Verbindung mit den vorteilhaften geregelten Zweigströmen. Diese Variante wird Q3L-Hybrid-MMC genannt.
Außerdem sind aus WO 2019/ 238 443 A1 weitere Schaltungen von Quasi-Multilevel-Konvertern auf Basis des MMC bekannt, die eine höhere Anzahl von stationären Spannungsstufen am Ausgang erzeugen können (QnL-Hybrid-MMC, QnL steht für Quasi-n-Level).
2. Erfindung
Gegenüber dem Stand der Technik können weitere Verbesserungen und Vorteile durch die in den unabhängigen Ansprüchen dieser Patentanmeldung angegebenen Merkmale realisiert werden.
Die Erfindung betrifft einen Hybrid-Multilevel-Umrichter, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei die Ausgangsleistung mittels einer Schaltungsanordnung übertragen wird, die

a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig aufweist, wobei
b) der erste Umrichterzweig an ein erstes Eingangspotential angeschlossen ist,
c) der zweite Umrichterzweig an ein zweites Eingangspotential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Eingangspotential unterscheidet, und
d) der dritte Umrichterzweig an ein drittes Eingangspotential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangspotential liegt, wobei
e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei
f) der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht, wobei
g) der dritte Umrichterzweig als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen und wenigstens einer oder keiner Induktivität ausgebildet ist.

Die Erfindung betrifft zudem ein Verfahren zum Betrieb eines solchen Hybrid-Multilevel-Umrichters. Die Erfindung geht somit davon aus, dass ein modularer Multilevel-Umrichter hinsichtlich seines Aufbaus vereinfacht wird, indem der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils aus einem Schalter und einer oder keiner Induktivität bestehen. Nur der dritte Umrichterzweig ist als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen ausgebildet. Dementsprechend wird der hardwaremäßige Aufwand für zwei Halbbrücken-Multilevel-Umrichterzweige eingespart und nur eine vergleichsweise einfache Schaltung als erster und zweiter Umrichterzweig vorgesehen.
Ebenfalls können bestehende Zweipunktwechselrichter mit dem zusätzlichen dritten MMC-Zweig zu und kapazitiven Spannungsteiler zu eben dieser Topologie erweitert werden.
Der dritte Umrichterzweig kann außer der Reihenschaltung der Einzelmodule noch weitere Bauteile aufweisen, wie z. B. jeweils wenigstens eine in Reihe geschaltete Induktivität. Die Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs können gleichartige Einzelmodule oder unterschiedliche Einzelmodule sein. Die Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs können als Vollbrückenmodule (VB) oder ähnlich ausgebildet sein. Wichtig ist dass die Einzelmodule eine positive, eine negative Spannung sowie Null Volt erzeugen können.
Der erste und der zweite Umrichterzweig, der jeweils aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht, kann mit einer relativ einfachen Steuerlogik realisiert werden, da ein Schalter lediglich die Zustände „eingeschaltet“ und „ausgeschaltet“ hat. Es können dabei alle Arten von Schaltern eingesetzt werden, insbesondere spannungsunidirektionale, strombidirektionale Schalter oder spannungsbidirektionale, strombidirektionale Schalter. Aus Kostengründen ist dabei eine Realisierung durch spannungsunidirektionale, strombidirektionale Schalter zu bevorzugen. Ein solcher Schalter kann z.B. als Leistungshalbleiter-Schaltelement mit antiparallel geschalteter Freilaufdiode ausgebildet sein, z.B. als IGBT- oder IGCT-Schaltelement mit Freilaufdiode. Der Schalter kann auch als Anordnung aus mehreren Leistungshalbleiter-Schaltelementen mit entsprechenden Freilaufdioden ausgebildet sein, z.B. durch zwei antiseriell verschaltete Leistungshalbleiter-Schaltelemente mit jeweiliger Freilaufdiode, um einen spannungsbidirektionalen Schalter zu realisieren, oder durch eine Serienschaltung mehrerer gleichartiger Schalter zur Erhöhung der Sperrspannungsfestigkeit.
Mit den erwähnten drei Umrichterzweigen kann ein Quasi-3-Level-Betrieb durchgeführt werden. Das Verfahren kann auch bei Ausführungsformen angewandt werden, in denen noch weitere Umrichterzweige vorhanden sind, sodass ein Quasi-n-Level-Betrieb durchgeführt werden kann, wie nachfolgend noch erläutert.
Eine Ausführungsform der Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Multilevel-Umrichters der zuvor erläuterten Art. Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, dass eine Regelung des Betriebs eines solchen Umrichters mit folgenden Merkmalen durchgeführt wird:

h) die Stromstärke des Ausgangsstromes wird durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung geregelt, wobei immer nur einer der Umrichterzweige als stromübertragender Umrichterzweig betrieben ist, durch den der Ausgangsstrom fließt und dementsprechend die Ausgangsleistung abgegeben wird, und der erste, zweite und dritte Umrichterzweig wechselweise als stromübertragender Umrichterzweig fungieren,
i) wobei bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig erhält oder verliert, durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs eine Transition des Ausgangsstroms von dem bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden Umrichterzweig auf den danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden Umrichterzweig durchgeführt wird.

Dies erlaubt eine sehr effiziente Kommutierung eines hardwaremäßig relativ einfach und kostengünstig aufgebauten Umrichters, der mit nur einem Multilevel-Umrichterzweig auskommt. Durch eine solche Steuerung der Umrichterzweige kann der Umrichter sehr universell eingesetzt werden. Durch die entsprechende Steuerung der Übergänge beim Ein- und Ausschalten des ersten und des zweiten Umrichterzweigs durch entsprechende Stromregelung durch den dritten Umrichterzweig können die Übergänge zwischen den verschiedenen Spannungsebenen vorteilhaft gestaltet werden.
Die zuvor erwähnte Bezeichnung „stromübertragender Umrichterzweig“ bezieht sich auf denjenigen Umrichterzweig, durch den der Ausgangsstrom fließt und über den dementsprechend die Ausgangsleistung abgegeben wird. In den anderen Umrichterzweigen können dann ebenfalls Ströme fließen, die allerdings im Regelfall wesentlich geringer sind als der Ausgangsstrom. Wenn beispielsweise der erste oder der zweite Umrichterzweig als stromübertragender Umrichterzweig betrieben ist, fließt in einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung im dritten Umrichterzweig (und ebenfalls durch den stromübertragenden Umrichterzweig) zumindest ein kleiner Kompensationsstrom, um im Rahmen der nachfolgend noch erläuterten Energieregelung die Energieschwankung in den Modulkondensatoren der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs zu minimieren.
Gemäß einer vorteilhaften Variante der Erfindung ist vorgesehen, dass bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig erhält (also zum stromübertragenden Umrichterzweig wird), durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender positiver Strom oder ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender negativer Strom hin zu einem kleinen negativen Strom (nahe 0 Ampere) gesteuert wird, sodass die Freilaufdiode des stromübertragenden Umrichterzweiges in den leitenden Zustand gebracht ist, und dann der Schalter des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs abgeschaltet wird. Auf diese Weise kann der Schalter besonders schonend geschaltet werden, da eine sehr kleine Spannung (Flussspannung der antiparallelen Diode) am Schalter anliegt womit kaum Verlustleistung erzeugt wird. Fließt zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig ein positiver Strom, so wird im Laufe des Transitionsvorgangs der Strom hin zu einem kleinen negativen Strom gesteuert. Fließt zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig ein negativer Strom, so wird im Laufe des Transitionsvorgangs der Strom hin zu einem negativen Strom mit verringertem Betrag gesteuert.
Gemäß einer vorteilhaften Variante der Erfindung ist vorgesehen, dass bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig erhält (also zum stromübertragenden Umrichterzweig wird), durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender positiver Strom oder ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender negativer Strom hin zu einem kleinen positiven Strom (nahe 0 Ampere) gesteuert wird, und dann der Schalter des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs abgeschaltet wird. Auch hierdurch können die zuvor erläuterten Vorteile realisiert werden.
Der zuvor erwähnte der kleine negative oder positive Strom kann dabei in dem Sinne klein sein, dass er erheblich geringer ist als der mittlere negative/positive Strom durch den betroffenen Umrichterzweig, zum Beispiel nur maximal ein Zehntel des mittleren Stroms. In der Praxis kann der genannte kleine Strom eher im Bereich von einem Hundertstel des mittleren Stroms liegen. Dabei soll zumindest die Freilaufdiode des stromübertragenden Umrichterzweiges in den leitenden Zustand gebracht werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass nach dem Abschalten des Schalters des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs (mittels Erzeugung einer Spannung, welche sich maximal um die Spannung eines Einzelmodules von der vorherigen statischen Spannungsstufe unterscheidet) der durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließende Strom allmählich bis zum Nulldurchgang erhöht wird. Auf diese Weise können auch beim Abschalten des Schalters besonders kleine Spannungsstufen am Ausgang des Umrichters gewährleistet werden.
Gemäß einer vorteilhaften Variante der Erfindung ist vorgesehen, dass vor dem Abschalten des Schalters des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs der durch den dritten Umrichterzweig fließende Strom mit einem Zeitgradienten allmählich erhöht oder verringert wird.
Gemäß einer vorteilhaften Variante der Erfindung ist vorgesehen, dass bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig verliert, durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs die am Schalter des danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs anliegende Spannung auf einen verringerten Betrag gesteuert wird, und dann der Schalter des danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs eingeschaltet wird. Auf diese Weise werden auch beim Einschalten des Schalters besonders kleine Spannungsstufen am Ausgang des Umrichters gewährleistet. Beispielsweise kann die am einzuschaltenden Schalter anliegende Spannung auf einen minimal möglichen Betrag gesteuert werden, d.h. den kleinstmöglichen Betrag, der durch die Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs möglich ist, nämlich eine Modulkondensatorspannung.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass nach dem Einschalten des Schalters des danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs der durch den dritten Umrichterzweig fließende Strom mit einem Zeitgradienten allmählich verringert oder vergrößert wird.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass das Verfahren eine Ausgangsstromregelung hat, die die Stromstärke des Ausgangsstroms durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung regelt, wobei der Ausgangsstromregelung eine Energieregelung des dritten Umrichterzweigs unterlagert ist, durch die zeitlichen Energieschwankungen in den Modulkondensatoren der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs minimiert werden. Dies hat den Vorteil, dass die Einzelmodule mit relativ kleinen Modulkondensatoren realisiert werden können, d.h. die Kapazitätswerte der Kondensatoren müssen nicht besonders groß sein. Dies erlaubt eine besonders kostengünstige Realisierung des Umrichters.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der Energieregelung eine Zweigstromregelung unterlagert ist, durch die durch hochfrequent getaktetes Einschalten und Ausschalten einzelner Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs Stromsollwerte, die von der Ausgangsstromregelung und/oder der Energieregelung vorgegeben werden, in reale, in den Umrichterzweigen fließende Ströme umgesetzt werden. Durch eine solche unterlagerte, besonders hochfrequente Betätigung der Einzelmodule können die gewünschten Stromsollwerte besonders präzise umgesetzt werden, d.h. die auftretenden Regelabweichungen werden minimiert. Für die Regelung der Zweigströme werden diese gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung gemessen und mit Soll-Werten verglichen.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Zweigstromregelung als Zustandsautomat betrieben wird, der wenigstens drei statische Betriebszustände und wenigstens vier Transitionszustände hat, über die zwischen verschiedenen statischen Betriebszuständen gewechselt werden kann. Durch die vier Transaktionszustände werden somit alle Übergänge zwischen den statischen Betriebszuständen erfasst. Mit einem solchen Zustandsautomaten kann eine definierte Fallunterscheidung in den Betätigungszuständen der einzelnen Schalter und Einzelmodule der Umrichterzweige realisiert werden. Je nach aktuellem Betriebszustand, d.h. einem der drei statischen Betriebszustände oder einem der vier Transitionszustände, können gezielt bestimmte Steuerungs- und/oder Regelungsmaßnahmen durchgeführt werden, um z.B. die zuvor erläuterten günstigen Schaltbedingungen mit kleinen Strömen nahe 0A sicherzustellen. In dem Zustandsautomaten wird beispielsweise durch eine Zustandsvariable angezeigt, in welchem Betriebszustand sich der Zustandsautomat gerade befindet. Abhängig vom Wert dieser Variablen kann dann die entsprechende Funktion ausgeführt werden, z.B. eine der Funktionen nach einem der Ansprüche 2 bis 6. Dabei werden in den Transitionszuständen insbesondere Funktionen nach einem der Ansprüche 2 bis 6 ausgeführt. In den statischen Betriebszuständen erfolgt jeweils eine Regelung nach einem der Ansprüche 7 und/oder 8.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Ausgangsstromregelung mit einer Taktung mit einer ersten Periodendauer betrieben ist und Zweigstromregelung mit einer Taktung mit einer zweiten Periodendauer betrieben ist, wobei die zweite Periodendauer wesentlich geringer ist als die erste Periodendauer. Dabei kann die erste Periodendauer wesentlich geringer sein als die Periodendauer des Ausgangsstroms. Beispielsweise kann die Periodendauer des Ausgangsstroms ein Vielfaches der ersten Periodendauer sein. Die erste Periodendauer kann ein Vielfaches der zweiten Periodendauer sein.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass der bidirektionale Schalter eine Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen aufweist, die unidirektional Sperrspannung aufnehmen können und symmetrisch Strom führen können. Auf diese Weise kann ein spannungsunidirektionaler und strombidirektionaler Schalter mit einfachem Aufbau kostengünstig bereitgestellt werden.
Das zuvor erwähnte Verfahren kann vorteilhaft durch ein Computerprogramm ausgeführt werden, indem das Computerprogramm auf einem Rechner ausgeführt wird. Beispielsweise kann es sich um einen Rechner einer Steuerungseinrichtung des Umrichters handeln. Auch hierdurch können die zuvor erläuterten Vorteile realisiert werden.
Die Erfindung betrifft außerdem einen Hybrid-Multilevel-Umrichter der zuvor erläuterten Art, wobei die Schaltungsanordnung wenigstens eine Steuerungseinrichtung aufweist, die zur Ansteuerung der Leistungshalbleiter der Umrichterzweige eingerichtet ist, wobei die Steuerungseinrichtung zur Durchführung eines Verfahrens der zuvor erläuterten Art eingerichtet ist. Auch hierdurch können die zuvor erläuterten Vorteile realisiert werden.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass jedes Einzelmodul eine mit Modulanschlüssen des Einzelmoduls verbundene Schaltungsanordnung aus mindestens vier internen Schaltelementen und einem Modulkondensator aufweist. Dabei können die Einzelmodule als Vollbrücken-Module ausgebildet sein. Im Fall von Vollbrücken-Modulen kann die Modulausgangsspannung den Wert 0 Volt oder positive oder negative Modulkondensatorspannung annehmen.
Die Erfindung betrifft außerdem einen Hybrid-Multilevel-Umrichter der zuvor erläuterten Art, wobei die Schaltungsanordnung einen oder mehrere weitere Umrichterzweige aufweist, wobei ein jeweiliger weiterer Umrichterzweig auf der einen Seite an ein weiteres Eingangspotential, das sich vom ersten, zweiten und dritten Eingangspotential sowie von sämtlichen anderen weiteren Eingangspotentialen unterscheidet, und auf der anderen Seite an den Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, unmittelbar oder mittelbar über weitere Schaltelemente angeschlossen ist. Auf diese Weise kann ein vorteilhafter QnL-Hybrid-Multilevel-Umrichter realisiert werden, d.h. ein Umrichter mit mehr als 3 Stufen (n > 3). Für eine besonders kostengünstige Realisierung wird vorgeschlagen, dass ein jeweiliger weiterer Umrichterzweig aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht, wobei hierfür insbesondere spannungsbidirektionale, strombidirektionale Schalter in Frage kommen. Hierdurch wird auch die Steuerungslogik der Schalter einfach gehalten. Der Schalter kann z.B. eine Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen aufweisen, die symmetrisch Sperrspannung aufnehmen können und symmetrisch Strom führen können
Der Hybrid-Multilevel-Umrichter, nachfolgend auch kurz Umrichter genannt, kann an drei voneinander unabhängige Eingangspotentiale (erstes, zweites und drittes Eingangspotential) angeschlossen sein. Das dritte Eingangspotential kann auch aus dem ersten und dem zweiten Eingangspotential gebildet werden, z. B. durch einen kapazitiven Spannungsteiler. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass das dritte Eingangspotential durch eine Schaltungsanordnung bereitgestellt ist, die einen ersten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss an das erste Eingangspotential und einem zweiten Anschluss an das dritte Eingangspotential angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss an das zweite Eingangspotential und einem zweiten Anschluss an das dritte Eingangspotential angeschlossen ist, aufweist.
Analog dazu können die erwähnten weiteren Eingangspotenziale für den QnL-Hybrid-Multilevel-Umrichter durch Hinzunahme weiterer Kondensatoren in die Reihenschaltung bereitgestellt werden. Beispielsweise kann ein jeweiliges weiteres Eingangspotential, an das ein jeweiliger weiterer Umrichterzweig angeschlossen ist, durch eine aus in Reihe geschalteten Kondensatoren gebildete Spannungsteiler-Schaltungsanordnung bereitgestellt sein.
Im Sinne der vorliegenden Erfindung ist unter dem unbestimmten Begriff „ein“ kein Zahlwort zu verstehen. Wenn also z. B. von einem Bauteil die Rede ist, so ist dies im Sinne von „mindestens einem Bauteil“ zu interpretieren. Soweit Winkelangaben in Grad gemacht werden, beziehen sich diese auf ein Kreismaß von 360 Grad (360°). Soweit ein Rechner erwähnt ist, kann dieser dazu eingerichtet sein, ein Computerprogramm, z. B. im Sinne von Software, auszuführen. Der Rechner kann als handelsüblicher Computer ausgebildet sein, z. B. als PC, Laptop, Notebook, Tablet oder Smartphone, oder als Mikroprozessor, Mikrocontroller oder FPGA, oder als Kombination aus solchen Elementen. Soweit eine Regelung erwähnt ist, unterscheidet sich eine Regelung von einer Steuerung dadurch, dass eine Regelung eine Rückführung oder Rückkopplung gemessener oder interner Werte aufweist, mit der die erzeugten Ausgabewerte der Regelung wiederum im Sinne eines geschlossenen Regelkreises beeinflusst werden. Bei einer Steuerung erfolgt ein reines Steuern einer Größe ohne eine solche Rückführung oder Rückkopplung.
Ausführungsbeispiele
Die .1 zeigt eine einphasige Schaltungsanordnung für den Quasi-3-Level-Betrieb eines Multilevel-Umrichters. Ist der Multilevel-Umrichter als einphasiger Umrichter ausgebildet, zeigt die .1 den gesamten Umrichter. Im Falle einer beispielsweise dreiphasigen Gestaltung des Multilevel-Umrichters ist für jede der drei Phasen eine Schaltungsanordnung gemäß .1 erforderlich, wobei jedoch dieselben Eingangspotentiale (und somit auch dieselben Eingangskondensatoren) für alle drei Phasen genutzt werden können.
Erkennbar ist, dass der Multilevel-Umrichter gemäß .1 einen ersten Umrichterzweig A, einen zweiten Umrichterzweig B und einen dritten Umrichterzweig C aufweist. Der erste Umrichterzweig A ist eingangsseitig an ein erstes Eingangspotential angeschlossen, hier dargestellt als hohes Eingangspotential. Der zweite Umrichterzweig B ist an ein zweites Eingangspotential angeschlossen, hier dargestellt als ein unteres Eingangspotential. Der dritte Umrichterzweig C ist an ein drittes Eingangspotential angeschlossen, hier dargestellt als ein mittleres Eingangspotential, das zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangspotential liegt, z. B. genau mittig zwischen diesen Potentialen. Ausgangsseitig sind die drei Umrichterzweige A, B, C miteinander und mit einem Ausgangsanschluss (Output) des Umrichters verbunden. Eine an einem Ausgangsanschluss (Output) angeschlossene Last ist dann auf der anderen Seite mit dem dritten Eingangspotential oder mit einer weiteren Umrichter-phase verbunden oder bei einem dreiphasigen System im Stern oder im Dreieck verschaltet.
Man erkennt, dass der erste Umrichterzweig A als spannungsunidirektionaler, strombidirektionaler Schalter 3 ausgebildet ist. Ebenso ist der zweite Umrichterzweig B als spannungsunidirektionaler, strombidirektionaler Schalter 3 ausgebildet. Der dritte Umrichterzweig C ist als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinander eingeschalteten Einzelmodulen 2 ausgebildet. Eine solche Gestaltung wird auch als 2Hybrid-MMC bezeichnet. In der dargestellten Ausführungsform als Quasi-3-Level-Variante wird ein solcher Umrichter auch als Q3L-2Hybrid-MMC bezeichnet.
Die .2 zeigt eine Weiterbildung eines Multilevel-Umrichters gegenüber der .1. Auch hier ist wiederum ein erster Umrichterzweig A mit einem spannungsunidirektionaler, strombidirektionaler Schalter 3 und ein zweiter Umrichterzweig B mit einem spannungsunidirektionaler, strombidirektionaler Schalter 3 vorhanden. Ferner ist auch der erwähnte dritte Umrichterzweig C als Multilevel-Umrichterzweig mit der Hintereinanderschaltung mehrerer Einzelmodule 2 vorhanden. Zusätzlich zum ersten Eingangspotential, mit dem der erste Umrichterzweig A eingangsseitig verbunden ist, und dem bei der .1 unmittelbar folgenden mittleren Eingangspotential sind hier eines oder mehrere dazwischenliegende weitere Eingangspotentiale vorhanden, wobei in der .2 beispielhaft ein dazwischen liegendes weiteres Potential vorhanden ist.
Für jedes weitere Eingangspotential kann ein weiterer Umrichterzweig W vorhanden sein, der eingangsseitig mit dem weiteren Eingangspotential und ausgangsseitig mit dem Ausgangsanschluss (Output) verbunden ist. Ebenso können zwischen dem unteren (zweiten) Eingangspotential, an das der zweite Umrichterzweig B eingangsseitig angeschlossen ist, und dem mittleren Eingangspotential eines oder mehrere weiterer Eingangspotentiale gebildet sein, wobei die .2 auch hier beispielhaft ein weiteres Eingangspotential zeigt. Für dieses untere weitere Eingangspotential ist ebenfalls ein weiterer Umrichterzweig W vorhanden, der eingangsseitig mit diesem weiteren Eingangspotential verbunden ist und ausgangsseitig mit dem Ausgangsanschluss (Output) verbunden ist. Ebenso sind die weiteren Umrichterzweige W als spannungsbidirektionaler, strombidirektionaler Schalter 4 ausgebildet.
Dabei muss die Anzahl der weiteren Eingangspotentiale oberhalb des mittleren Eingangspotentials und unterhalb des mittleren Eingangspotentials nicht zwangsläufig identisch sein, aus Symmetriegründen ist dies aber vorteilhaft. Je nachdem, wie viele weitere Eingangspotentiale vorgesehen werden, können abstrakt gesagt n Potentiale auf den Ausgangsanschluss (Output) geschaltet werden. Auf diese Weise kann eine Quasi-n-Level-2Hybrid-MMC-Topologie bereitgestellt werden (abgekürzt QnL-2Hybrid-MMC). Außer dieser Anordnung kann auch jede aus der Literatur bekannte oder neue Anordnung eines Multilevel-Umrichters verwendet werden und mit einem Multilevelzweig C ergänzt werden.
Nachfolgend wird eine vorteilhafte Regelung des Hybrid-Multilevel-Umrichters gemäß .1 beschrieben. Das Verfahren eignet sich auch für einen Hybrid-Multilevel-Umrichter gemäß .2, wobei hierzu zusätzliche Regelungsschritte für die weiteren Umrichterzweige implementiert werden müssen.
Wie bereits erwähnt, wird der Ausgangswechselstrom durch hochfrequentes Schalten der Umrichterzweige synthetisiert. Die .3 zeigt hierzu den Verlauf der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms über eine Periodendauer des Ausgangsstrom T₀. Dabei wird die Ausgansspannung durch Schalten der Umrichterzweige mit einer Pulsmodulation mit einer Periodendauer T_PWM erzeugt. Die .4 zeigt einen zeitlich gestreckten Ausschnitt aus der .3 über eine Periodendauer der Ausgangsspannungsmodulation T_PWM. Die entsprechenden Schaltpunkte für die Erzeugung der Pulsmodulation werden z.B. durch vorgegebene Trägersignale Carrier 1, Carrier 2 generiert, die z.B. als Dreieckssignale oder Sägezahnsignale ausgebildet sein können (oberes Diagramm in .4). Wenn zumindest eines der Trägersignale einen bestimmten Schwellenwert erreicht, löst dies eine Transition T von einem der statischen Zustände A, B oder C aus. Die Übergänge zwischen den Zuständen werden nachfolgend noch anhand der .6 erläutert.
Anhand der .4 wird der Übergang über die Zustände A→T→C und zusätzlich der Zustände C→T→A für einen positiven Ausgangsstrom dargestellt. Dabei ist anhand der unteren Kennzeichnungen in der .4 verdeutlicht, dass die erste Transition T mit einer zusätzlichen zeitlichen Streckung in der .7 wiedergegeben ist, und die zweite Transition T mit einer zeitlichen Streckung in der .8.
In der mittleren Grafik der .4 sind die Ausgangsspannung v₀ und der Ausgangsstrom i₀ dargestellt. Der Ausgangsstrom variiert über den dargestellten, zeitlich gestreckten Bereich praktisch nicht. In der unteren Grafik sind die Zweigspannung v_bC und der Zweigstrom i_bC des dritten Umrichterzweigs C dargestellt. Man erkennt, dass im Statischen Zustand A die Zweigspannung v_bC mit einer hochfrequenten Pulsmodulation mit einer Periodendauer T_HF moduliert wird. Mit dieser Periodendauer T_HF wird eine hochfrequente Zweigstromregelung im Statischen Zustand (SZ) durchgeführt.
Nachfolgend sind noch einmal die in der .3 und 2.4 verwendeten Größen zusammengefasst.
Periodendauer des Ausgangsstromes: T_o (Beispiel: T_o = 20ms) Periodendauer der Ausgangsspannungsmodulation: T_PWM (Beispiel: T_PWM = 1ms) Periodendauer der hochfrequenten Zweigstromregelung in den statischen Zuständen: T_HF (Beispiel: T_HF = 40µs) Zeitdauer zwischen zwei Umschaltungen der MMC-Module: T_d (Beispiel: T_d = 1µs)
Die .5 verdeutlicht die Hierarchie der verschiedenen Regler der Regelung, d.h. eine Regelungsstruktur einer kaskadierten Regelung. In der obersten Hierarchiestufe ist eine Ausgangsstromregelung 11 vorhanden. Die Ausgangsstromregelung 11 regelt die Stromstärke des Ausgangsstroms durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung mit einer Modulationsperiode T_PWM. Hierbei ist immer einer der Umrichterzweige als stromübertragender Umrichterzweig betrieben. Der stromübertragende Umrichterzweig stellt den Ausgangsstrom des Umrichters bereit, d.h. der Ausgangsstrom fließt durch diesen Umrichterzweig.
Der Ausgangsstromregelung 11 ist eine Energieregelung 12 des dritten Umrichterzweigs, d.h. des Multilevel-Umrichterzweigs unterlagert. In der Energieregelung 12 wird eine Berechnung der Sollwertströme zur Kompensation von Energieschwankungen der Modulkondensatoren in den Einzelmodulen durchgeführt.
Der Energieregelung 12 ist eine Zweigstromregelung 13 unterlagert. Die Zweigstromregelung 13 wird durch einen Zustandsautomaten realisiert, wie er nachfolgend anhand der .6 erläutert wird. Durch die Zweigstromregelung 13 werden die von der Ausgangsstromregelung 11 und der Energieregelung 12 vorgegebenen Sollwerte in Steuersignale für die Schalter des ersten und zweiten Umrichterzweigs sowie die Steuerung des dritten Umrichterzweigs umgesetzt.
Der Zweigstromregelung 13 kann zusätzlich eine Zweigbalancierungsfunktion 14 unterlagert sein, durch die in dem dritten Umrichterzweig die Schaltsignale für Einzelmodule des Multilevel-Umrichterzweigs erzeugt werden, d.h. eine Auswahl durchgeführt wird, welche Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs eingeschaltet bzw. ausgeschaltet werden, um eine ebenmäßige Spannungsverteilung der Modulspannungen zu erzeugen. Zudem kann in der Zweigbalancierung eine Mindestwartezeit T_d zwischen den Schalthandlungen des Multilevel-Umrichterzweigs garantiert werden.
Die .6 zeigt eine vorteilhafte Ausgestaltung der Zweigstromregelung 13 als Zustandsautomat. Es sind drei Statische Zustände A, B, C vorhanden. Diese Statischen Zustände entsprechen Zuständen, in denen der jeweilige erste Umrichterzweig A, zweite Umrichterzweig B oder dritte Umrichterzweig C als stromübertragender Umrichterzweig fungiert. Zwischen diesen Statischen Zuständen kann gemäß der .6 hin- und hergewechselt werden. Bei einem Wechsel zwischen verschiedenen Statischen Zuständen wird kurzzeitig ein jeweiliger Transitions-Zustand eingenommen, wobei vier Transitions-Zustände unterschieden werden, nämlich A→C, C→A, B→C, C→B.
Befindet sich der Zustandsautomat in den Statischen Zuständen „A“ oder „B“, so zeichnet sich die Zweigstromregelung durch die folgenden Merkmale aus:

• Im Multilevel-Umrichterzweig, sowie im geschlossenem Schalter werden Ströme geregelt, die zur Kompensation von Energieschwankungen der Modulkondensatoren in den Multilevel-Umrichterzweigen dienen, durch ein Modulationsverfahren des Multilevel-Umrichterzweigs (Modulationsperiode des Modulationsverfahren des Multilevel-Umrichterzweigs in den statischen Zuständen wird als T_HF bezeichnet), durch die der Ausgangsstrom nicht fließt.

Befindet sich der Zustandsautomat in den Transitionen „T“, kann die Zweigstromregelung und die erforderlichen Aktivitäten in den Abschnitten der Transitionen mithilfe der folgenden Tabelle beschrieben werden.

Transition	Vorzeichen Ausgangsstrom	Transition Start	Stromkommutierung	Transition Ende
A → C	i_o > 0 (Transistor von S_A leitet)	-	$\frac{d i_{b C}}{d t} > 0$ $v_{b C} < - \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = - \sum_{0}^{k} v_{m o d}$	1) i_A negativ werden lassen (i_bC > i_o)
				2) S_A öffnen
				3) i_A ansteigen lassen bis 0A mit $v_{b C} = - \sum_{0}^{g} v_{m o d} + v_{m o d}$
A → C	i₀ < 0 (Diode von S_A leitet)	-	$\frac{d i_{b C}}{d t} < 0$ $v_{b C} > - \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = \sum_{0}^{g} v_{m o d}$	2) S_A öffnen
A → C	i₀ < 0 (Diode von S_A leitet)	-		3) i_A ansteigen lassen bis 0A mit $v_{b C} = - \sum_{0}^{g} v_{m o d} + v_{m o d}$
C → A	i_o > 0 (Transistor von S_A übernimmt Strom i_o)	1) $V_{b C} = - \sum_{0}^{g} v_{m o d}$	$\frac{d i_{b C}}{d t} < 0$	-
C → A	i_o > 0 (Transistor von S_A übernimmt Strom i_o)	2) S_A schließen	$v_{b C} > - \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = v_{m o d}$
C → A	i_o < 0 (Diode von S_A übernimmt Strom i_o)	1) $V_{b C} = - \sum_{0}^{g} v_{m o d}$	$\frac{d i_{b C}}{d t} > 0$	-
C → A	i_o < 0 (Diode von S_A übernimmt Strom i_o)	2) S_A schließen	$v_{b C} < - \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = - \sum_{0}^{k} v_{m o d}$
B → C	i₀ > 0 (Diode von S_B leitet)	-	$\frac{d i_{b C}}{d t} > 0$	2) S_B öffnen
B → C	i₀ > 0 (Diode von S_B leitet)	-	$v_{b C} < \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = - \sum_{0}^{k} v_{m o d}$	3) i_B ansteigen lassen bis 0A mit $v_{b C} = \sum_{0}^{g} v_{m o d} - v_{m o d}$
B → C	i_o < 0 (Transistor von S_B leitet)	-	$\frac{d i_{b C}}{d t} < 0$ $v_{b C} > \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = \sum_{0}^{k} v_{m o d}$	1) i_B negativ werden lassen (i_bC < i_o)
				2) S_B öffnen
				3) i_B ansteigen lassen bis 0A mit $v_{b C} = \sum_{0}^{g} v_{m o d} - v_{m o d}$
C → B	i_o > 0 (Diode von S_B übernimmt Strom i_o)	1) $V_{b C} = \sum_{0}^{g} v_{m o d}$	$\frac{d i_{b C}}{d t} < 0$	-
C → B	i_o > 0 (Diode von S_B übernimmt Strom i_o)	2) S_B schließen	$v_{b C} > \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = \sum_{0}^{k} v_{m o d}$
C → B	i_o < 0 (Transistor von S_B übernimmt Strom i_o)	1) $V_{b C} = \sum_{0}^{g} v_{m o d}$	$\frac{d i_{b C}}{d t} > 0$	-
C → B	i_o < 0 (Transistor von S_B übernimmt Strom i_o)	2) S_B schließen	$v_{b C} < \frac{V_{i}}{2}$ Für Schnellstmögliche Transition: $v_{b C} = - \sum_{0}^{k} v_{m o d}$

Bei den Transitionen von C→A oder C→B (für jeweils beide Ausgangsstromrichtungen) muss zunächst „Transition Start“ durchgeführt werden, damit man die kleinen Spannungsstufen am Ausgang garantieren kann, bevor ein Schalter S_A oder S_B geschlossen werden darf.
Erst dann findet die Stromkommutierung in gewünschter Richtung durch das Stellen der Spannung des Multilevel-Umrichterzweiges v_bC statt.
Bei den Transitionen A→C oder B→C findet zunächst die Stromkommutierung in gewünschter Richtung durch das Stellen der Spannung des Multilevel-Umrichterzweiges v_bC statt.
Bei den Transitionen A→C oder B→C, bei denen zuvor der Transistor von S_A oder S_B geleitet hat (Strom in S_A oder S_B ist positiv), umfasst „Transition Ende“ folgende drei Schritte:

1) Der Strom in S_A oder S_B wird soweit reduziert bis er negativ wird.
2) Dann leitet die Diode von S_A oder S_B, und das Schaltsignal von S_A oder S_B kann auf 0 gesetzt werden.
3) Daraufhin wird der Strom in S_A oder S_B wieder zu 0A geregelt durch das Stellen der Spannung des Multilevel-Umrichterzweiges v_bC, welche sich maximal um eine Modulkondensatorspannung v_mod von der nächsten statischen Spannungsstufe unterscheidet $(v_{b C} = - \sum_{0}^{g} v_{m o d} + v_{m o d})$
bei Transition A→C oder $v_{b C} = \sum_{0}^{g} v_{m o d} - v_{m o d}$
bei Transition C→B). Somit werden auch die kleinen Spannungsstufen am Ausgang beim Abschalten von S_A oder S_B garantiert.

Bei den Transitionen A→C oder B→C, bei denen zuvor die Diode von S_A oder S_B geleitet hat (Strom in S_A oder S_B ist negativ), umfasst „Transition Ende“ nur die Schritte 2) und 3) der zuvor genannten drei Schritte. Diese werden initiiert, wenn der Strom in S_A oder S_B nahe 0A ist.
Definitionen:

k Anzahl Vollbrückenmodule (Einzelmodule) im Multilevel-Umrichterzweig
g Anzahl einzuschaltender Vollbrückenmodule (Einzelmodule) um die halbe Eingangsspannung zu erzeugen.

Beispiel zur Berechnung: $(\frac{\frac{V_{i}}{2}}{{\bar{v}}_{m o d}})$
mit v _mod als gemittelte Spannung aller Modulkondensatorspannungen der Vollbrückenmodule (Einzelmodule).
Die .7 zeigt die Spannungs- und Stromverläufe in den drei Umrichterzweigen sowie am Ausgangsanschluss bei der Transition A→C. Der gewählte Zeitmaßstab ist stark vergrößert und beinhaltet den in .4 markierten linken Transitionsbereich T. Im unteren Diagramm der .7 ist das Schaltsignal zum Abschalten des Schalters des ersten Umrichterzweigs A wiedergegeben. Man erkennt, wie durch Steuerung des dritten Umrichterzweigs, in dem der Strom langsam erhöht wird, der Strom im ersten Umrichterzweig A in entsprechender Weise langsam verringert wird. Sobald der Strom im ersten Umrichterzweig A leicht negativ wird, wird die Freilaufdiode des Schalters des ersten Umrichterzweigs leitend. Dann wird das Schaltsignal zum Abschalten des Schalters ausgegeben. Daraufhin wird der Strom im ersten Umrichterzweig A wieder zu Null geregelt, und zwar durch das Stellen der Spannung im dritten Umrichterzweig, sodass sich die Spannung maximal um eine Modulkondensatorspannung von der nächsten Statischen Spannungsstufe unterscheidet. Damit ist die Transition A→C beendet.
Die .8 zeigt eine Transition C→A entsprechend dem in .4 in der rechten Transition T markierten zeitlichen Ausschnitt. Es wird somit eine „Transition Start“ nach dem zuvor beschriebenen Muster durchgeführt.
Es wurde herausgefunden, dass dasselbe Prinzip auch auf eine neuartige QnL-2Hybrid-MMC-Topologie angewandt werden kann, wie in .2 gezeigt. Hier hat der MMC-Zweig die primäre Aufgabe, die Übergänge zwischen den verschiedenen Ausgangsspannungsebenen zu gestalten. Dies ist möglich, weil im eingeschwungenen Zustand nur einer der Schalter 3 gleichzeitig eingeschaltet ist und den Ausgang mit einem der Zwischenkreisspannungspegel verbindet. Nur der Zustand der Ausgangsspannung Null würde durch den MMC-Zweig realisiert werden - wenn er nicht durch einen zusätzlichen Schalter parallel überbrückt wird.
Der Vorteil gegenüber den Topologien aus dem Stand der Technik besteht darin, dass eine geringere Anzahl von MMC-Abzweigungen verwendet wird. MMC-Zweige sind teurer und erfordern mehr Steuerungs- und Regelungsaufwand (einschließlich Sensoren) als einfache leistungselektronische Schalter. Es ist daher zu erwarten, dass die Größe und die Kosten der neuartigen Umrichter deutlich geringer sind als bei konventionellen MMC- und QnL-(Hybrid)-MMC-Umrichtern aus früheren Arbeiten, so dass sie eine attraktive Alternative für frequenzvariable Anwendungen mit induktiver Last, insbesondere für große Antriebe, darstellen können.
Auch die neuartigen QnL-2Hybrid-MMC-Topologien mit den unidirektionalen oder bidirektionalen Schalteranordnungen (siehe .1, 2.2) versprechen viele Vorteile gegenüber ihren konventionellen Pendants (n-Level-Wandler):

• Da das Schalten bei Null oder sehr geringem Strom erfolgt, kann in den Kommutierungspfaden der Schalterkonfiguration mehr Induktivität zugelassen werden. Dies vereinfacht die Konstruktion des Umrichters im Vergleich zur konventionellen Technologie, bei der eine große Anzahl von Kommutierungspfaden niederinduktiv sein muss, was die Konstruktion der Zwischenkreissammelschiene erschwert.
• Während der einzelne MMC-Zweig redundant ausgelegt werden kann, wird auch ein ausfallsicherer Aufbau und Betrieb der anderen Schalter erleichtert, da die Reihenschaltung mehrerer Leistungshalbleiter in einem Schalter durch das nahezu spannungslose/stromlose Schalten vereinfacht wird.
• Die Anordnung der unidirektionalen oder bidirektionalen Schalter 3 kann von dem Beispiel in .2 abweichen. Wichtig ist nur, dass die Schalter 3 in der Lage sind, die Gleichstromabgriffe mit dem Ausgang des Wandlers zu verbinden. Die Ausgangsspannung wird durch den MMC-Zweig von einem stationären Zustand in den nächsten überführt, während alle Schalter 3 ausgeschaltet sind. Dann kann der neue Schaltzustand durch Schließen des entsprechenden Schalters eingeschaltet werden, und der MMC-Zweig wird so gesteuert, dass der Ausgangsstrom zu diesem Schalter kommutiert.
• Im Prinzip könnte der MMC-Zweig der in .1 und .2 gezeigten Topologien ein Zusatz zu einem bestehenden Umrichter sein, der nur während der Übergänge aktiv ist und die Auswirkungen von steilen Spannungstransienten reduziert und die Schaltverluste auf nahezu Null reduziert.
• In .1, 2.2 ist der zusätzliche Aufwand für die Gestaltung der Übergänge moderat, während das Einsparpotenzial bei den Schaltverlusten der Hochspannungsschalter recht hoch ist. Bei konventionellen Mittelspannungsumrichtern mit HV-IGBTs betragen die Schaltverluste selbst bei niedrigen Schaltfrequenzen unter 1 kHz ca. 30% - 50% der Gesamtverluste. Der MMC-Zweig kann mit Niederspannungshalbleitern realisiert werden, sogar der Einsatz von MOSFETs (Si oder SiC) wäre denkbar, so dass deren potenzielle Schaltverluste im Vergleich recht gering sind und die Redundanz durch eine große Anzahl von in Reihe geschalteten MMC-Modulen hoch sein kann.

4. Literatur

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[14] J. Kucka und A. Mertens, „Common-Mode Voltage Injection Techniques for Quasi Two-Level PWM-Operated Modular Multilevel Converter3" in 2018 International Power Electronics Conference (IPEC-Niigata 2018 -ECCE Asia), Niigata, Mai. 2018 - Mai. 2018, S. 1904-1911.
[15] J. Kucka und A. Mertens, „Control for Quasi Two-Level PWM Operation of Modular Multilevel Converter" in 2016 IEEE 25th International Symposium on Industrial Electronics (ISIE), Santa Clara, CA, USA, Jun. 2016 - Jun. 2016, S. 448-453.
[16] M. F. Aiello und W. Barie, „High resonate pole frequency M2LC converter for medium voltage drive and energy sector applications" in 2015 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE): 20-24 Sept. 2015, Montreal, Quebec, Canada, Montreal, QC, Canada, 2015, S. 3515-3521.
[17] M. F. Aiello, K. S. Berton und W. G. Barie, „M2LC System and Method for Controlling Same,“ US 9372 493 B2 .
[18] F. Bertoldi, M. Pathmanathan, R. S. Kanchan, K. Spiliotis und J. Driesen, „Quasi-Two-Level Converter for overvoltage mitigation in medium voltage drives" in 2018 International Power Electronics Conference (IPEC-Niigata 2018 -ECCE Asia), Niigata, Mai. 2018 - Mai. 2018, S. 488-494.
[19] F. Bertoldi, M. Pathmanathan und R. ,S. Kanchan, „Quasi-two-level converter operation strategy for overvoltage mitigation in long cable applications" in 2019 IEEE International Electric Machines & Drives Conference (IEMDC), San Diego, CA, USA, Mai. 2019 - Mai. 2019, S. 1621-1627.
[20] M. S. Diab, G. P. Adam, B. W. Williams, A. M. Massoud und S. Ahmed, „Quasi two-level PWM operation of a nine-arm modular multilevel converter for six-phase medium-voltage motor drives" in 2018 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), San Antonio, TX, USA, Mrz. 2018 - Mrz. 2018, S. 1641-1648.
[21] M. Lorenz, J. Kucka und A. Mertens, „A Modular Multilevel Converter with a Clamping Switch for Quasi-Three-Level Operation" in 2021 22nd IEEE International Conference on Industrial Technology (ICIT), Valencia, Spain, 10.03.2021 - 12.03.2021, S. 260-265, doi: 10.1109/ICIT46573.2021.9453540.

Claims

Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Multilevel-Umrichters, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei die Ausgangsleistung mittels einer Schaltungsanordnung übertragen wird, die a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig aufweist, wobei b) der erste Umrichterzweig an ein erstes Eingangspotential angeschlossen ist, c) der zweite Umrichterzweig an ein zweites Eingangspotential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Eingangspotential unterscheidet, und d) der dritte Umrichterzweig an ein drittes Eingangspotential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangspotential liegt, wobei e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei f) der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht, wobei g) der dritte Umrichterzweig als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen und wenigstens einer oder keiner Induktivität ausgebildet ist, wobei eine Regelung des Betriebs des Umrichters mit folgenden Merkmalen durchgeführt wird: h) die Stromstärke des Ausgangsstromes wird durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung geregelt, wobei immer nur einer der Umrichterzweige als stromübertragender Umrichterzweig betrieben ist, durch den der Ausgangsstrom fließt und dementsprechend die Ausgangsleistung abgegeben wird, und der erste, zweite und dritte Umrichterzweig wechselweise als stromübertragender Umrichterzweig fungieren, i) wobei bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig erhält oder verliert, durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs eine Transition des Ausgangsstroms von dem bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden Umrichterzweig auf den danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden Umrichterzweig durchgeführt wird, gekennzeichnet durch eines, mehrere oder alle der folgenden Merkmale j), k), I), m): j) bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig erhält, wird durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender positiver Strom oder ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender negativer Strom hin zu einem kleinen negativen Strom gesteuert, sodass die die Freilaufdiode in den leitenden Zustand gebracht ist, und dann der Schalter des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs abgeschaltet wird, k) bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig erhält, wird durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender positiver Strom oder ein zu Beginn der Transition durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließender negativer Strom hin zu einem kleinen positiven Strom gesteuert, l) vor dem Abschalten des Schalters des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs wird durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs der durch den dritten Umrichterzweig fließende Strom mit einem Zeitgradienten allmählich erhöht oder verringert, m) bei einem Übergang, bei dem der dritte Umrichterzweig seine Zuordnung als stromübertragender Umrichterzweig verliert, wird durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs die am Schalter des danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs anliegende Spannung auf einen verringerten Betrag gesteuert, und dann wird der Schalter des danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs eingeschaltet.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im Merkmal j) nach dem Abschalten des Schalters des bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs durch den bisher als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweig fließende Strom mit einem Zeitgradienten allmählich bis zum Nulldurchgang erhöht wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass im Merkmal m) nach dem Einschalten des Schalters des danach als stromübertragender Umrichterzweig fungierenden ersten oder zweiten Umrichterzweigs durch Steuerung der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs der durch den dritten Umrichterzweig fließende Strom mit einem Zeitgradienten allmählich erhöht oder verringert wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren eine Ausgangsstromregelung hat, die die Stromstärke des Ausgangsstroms durch ein Modulationsverfahren der Ausgangsspannung regelt, wobei der Ausgangsstromregelung eine Energieregelung des dritten Umrichterzweigs unterlagert ist, durch die zeitliche Energieschwankungen in den Modulkondensatoren der Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs minimiert werden.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Energieregelung eine Zweigstromregelung unterlagert ist, durch die durch hochfrequent getaktetes Einschalten und Ausschalten einzelner Einzelmodule des dritten Umrichterzweigs Stromsollwerte, die von der Ausgangsstromregelung und/oder der Energieregelung vorgegeben werden, in durch den dritten Umrichterzweig fließende Ströme umgesetzt werden.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Zweigstromregelung als Zustandsautomat betrieben wird, der wenigstens drei statische Betriebszustände und wenigstens vier Transitionszustände hat, über die zwischen verschiedenen statischen Betriebszuständen gewechselt werden kann.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsstromregelung mit einer Taktung mit einer ersten Periodendauer betrieben ist und Zweigstromregelung mit einer Taktung mit einer zweiten Periodendauer betrieben ist, wobei die zweite Periodendauer wesentlich geringer ist als die erste Periodendauer.
Computerprogramm mit Programmcodemitteln, eingerichtet zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wenn das Computerprogramm auf einem Rechner ausgeführt wird.
Hybrid-Multilevel-Umrichter, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei die Ausgangsleistung mittels einer Schaltungsanordnung übertragen wird, die a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig aufweist, wobei b) der erste Umrichterzweig an ein erstes Eingangspotential angeschlossen ist, c) der zweite Umrichterzweig an ein zweites Eingangspotential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Eingangspotential unterscheidet, und d) der dritte Umrichterzweig an ein drittes Eingangspotential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangspotential liegt, wobei e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei f) der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht, wobei g) der dritte Umrichterzweig als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen und wenigstens einer oder keiner Induktivität ausgebildet ist, h) wobei die Schaltungsanordnung wenigstens eine Steuerungseinrichtung aufweist, die zur Ansteuerung der Leistungshalbleiter der Umrichterzweige eingerichtet ist, wobei die Steuerungseinrichtung zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 7 eingerichtet ist.
Hybrid-Multilevel-Umrichter, der eine elektrische Ausgangsleistung abgibt, die eine Ausgangsspannung und einen Ausgangsstrom umfasst, wobei die Ausgangsleistung mittels einer Schaltungsanordnung übertragen wird, insbesondere Hybrid-Multilevel-Umrichter nach Anspruch 9, die a) wenigstens einen ersten, einen zweiten und einen dritten Umrichterzweig aufweist, wobei b) der erste Umrichterzweig an ein erstes Eingangspotential angeschlossen ist, c) der zweite Umrichterzweig an ein zweites Eingangspotential angeschlossen ist, das sich von dem ersten Eingangspotential unterscheidet, und d) der dritte Umrichterzweig an ein drittes Eingangspotential angeschlossen ist, das zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangspotential liegt, wobei e) der erste, der zweite und der dritte Umrichterzweig an einem Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, miteinander verbunden sind, wobei f) der erste und der zweite Umrichterzweig jeweils aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht, wobei g) der dritte Umrichterzweig als Multilevel-Umrichterzweig mit mehreren hintereinandergeschalteten Einzelmodulen und wenigstens einer oder keiner Induktivität ausgebildet ist, h) dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung einen oder mehrere weitere Umrichterzweige aufweist, wobei ein jeweiliger weiterer Umrichterzweig auf der einen Seite an ein weiteres Eingangspotential, das sich vom ersten, zweiten und dritten Eingangspotential sowie von sämtlichen anderen weiteren Eingangspotentialen unterscheidet, und auf der anderen Seite unmittelbar oder mittelbar über weitere Schalter an den Ausgangsanschluss der Schaltungsanordnung, an dem die Ausgangsleistung übertragen wird, angeschlossen ist.
Hybrid-Multilevel-Umrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein jeweiliger weiterer Umrichterzweig aus einem Schalter und wenigstens einer oder keiner Induktivität besteht.
Hybrid-Multilevel-Umrichter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der bidirektionale Schalter eine Anordnung aus Leistungshalbleiter-Schaltelementen aufweist, die symmetrisch Sperrspannung aufnehmen können und symmetrisch Strom führen können.
Hybrid-Multilevel-Umrichter nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das dritte Eingangspotential durch eine Schaltungsanordnung bereitgestellt ist, die einen ersten Kondensator C₁, der mit einem ersten Anschluss an das erste Eingangspotential und einem zweiten Anschluss an das dritte Eingangspotential angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator C₂, der mit einem ersten Anschluss an das zweite Eingangspotential und einem zweiten Anschluss an das dritte Eingangspotential angeschlossen ist, aufweist.
Hybrid-Multilevel-Umrichter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das ein jeweiliges weiteres Eingangspotential, an das ein jeweiliger weiterer Umrichterzweig angechlossen ist, durch eine aus in Reihe geschalteten Kondensatoren gebildete Spannungsteiler-Schaltungsanordnung bereitgestellt ist.