Wechselrichtersystem und Steuerverfahren
Die Erfindung betrifft ein PWM- (Pulsweitenmodulations-) Steuerverfahren für parallel geschaltete selbstgeführte Spannungszwischenkreiswechselrichter, die auch als Gleichrichter oder aktive Filter betrieben werden können. Dabei können die Spannungszwischenkreiswechselrichter auf verschiedenen Topologien wie z.B. 2-Level oder 3-Level-NPC (Neutral Point Clamped) aufgebaut sein. Die Kopplung der Spannungszwischenkreiswechselrichter erfolgt über induktive Bauteile wie z.B. Drosseln, Transformatoren oder Wicklungsstränge von elektrischen Maschinen.
Das Erreichen von hohen Ausgangsleistungen im Bereich von elektrischen An- trieben oder Filtern kann durch verschiedene Herangehensweisen erreicht werden.
Hier kommen vielfältige Variationen von Multilevel Stromrichtern zum Einsatz. Es sind Topologien wie „Series Connected H-Bridge", 3-Level NPC, FLC und hybride Verfahren zu nennen, wie sie in "Multilevel Inverter by Cascading Industrial
VSI", Remus Teodorescu, Frede Blaabjerg, et al., IEEE Transactions on Industri- al Electronics, 08/2002 und „Design and Comparison of Medium Voltage MultiLevel Converters for Industry Applications", Krug, D. Malinowski, M. Bernet, S., Industry Applications Conference, 2004. 39th IAS Annual Meeting., Conference Record 2004 IEEE beschrieben sind. Grundsätzlich wird durch Reihenschaltung von Zellen oder Bauteilen eine gegenüber der Nennspannung der Bauteile erhöhte Ausgangsspannung und damit Leistung erreicht.
In "Multilevel Inverter by Cascading lndustrial VSI", Remus Teodorescu, Frede Blaabjerg, et al., IEEE Transactions on lndustrial Electronics, 08/2002, Optimal Pulse-Width Modulation for Three-Level Inverters", Thomas Brückner, Donald Grahame Holmes, IEEE Transactions on Power Electronics 01/2005, "Pulsewidth Modulation for Electronic Power Conversion", Joachim Holtz, Proceeding of the IEEE, Vol. 82, 08/1994 und "Pulse Width Modulation for Power Converters : Principles and Practice", Holmes, D. G. Lipo, T. A., IEEE Press Series on Power Engineering, Wiley-IEEE Press, 2003 sind trägerbasierte Modulationsverfahren und auch Raumzeigermodulationsverfahren sowie deren Implementierungsmöglichkeiten für diese Topologien beschrieben.
Neben den genannten Methoden, die auf Reihenschaltungskonzepten beruhen, wird die Parallelschaltung von einzelnen Wechselrichtern, im Folgenden auch Inverter oder Spannungswechselrichter genannt, in verschiedenen Veröffentlichungen beschrieben.
Die grundsätzliche Struktur einer solchen Parallelschaltung ist in Figur 1 aufgezeigt.
Ein Gleichspannungszwischenkreis (ZK) speist zwei Spannungswechselrichter (WR1 und WR2), deren Ausgänge jeweils mit der äquivalenten Phase des anderen Wechselrichters über Drosseln (Lu,i;Lv,i;Lw,i, Lu,2;Lv,2;Lw,2) verbunden sind. Die Mittelpunkte zwischen den Drosseln (U,V,W) sind mit der Last verbunden.
Jeder Wechselrichter besteht aus 3 Halbbrücken, im Folgenden auch Brückenzweige oder phase leg genannt. Jede Halbbrücke, wie sie in Figur 12 dargestellt ist, besteht aus 2 selbstlöschenden Halbleiterschaltern (S1 ,S2), im Folgenden auch Schalter genannt. Hier kommen Insulated Gate Bipolar Transistoren (IGBT), Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistoren (MOSFET), Gate turn-off Thyristoren (GTO), Integrated Gate Commutated Thyristoren (IGCT) und Bipolartransistoren zum Einsatz. Parallel zu den Halbleiterschaltern sind Freilaufdioden (D1 , D2), im Folgenden auch Inversdioden genannt, geschaltet.
Auf Grund des unterschiedlichen Schaltverhaltens der einzelnen Halbleiterschal- ter und der Impedanzunterschiede in den Zweigen kommt es im Betrieb zum Stromfluss zwischen den Halbbrücken der einzelnen Wechselrichter. Dieser wird im Folgenden als Kreisstrom oder auch als Querstrom bezeichnet. Der Kreisstrom erzeugt erhöhte Verluste und trägt nicht zum Laststrom bei.
In DE 41 1 1 734 C1 ist ein Verfahren beschrieben, welches diese Probleme löst. Eine Steuereinheit gibt Potentialstellbefehle, weiterhin auch Schaltvektoren oder Schaltzustände genannt, an beide Wechselrichter vor. Durch eine unabhängige Kreisstrombegrenzung werden die Potentialstellbefehle für einen Brückenzweig invertiert ausgegeben, wenn der Kreisstrom einen Grenzwert überschritten hat. Erst wenn der Kreisstrom unter einen reduzierten Grenzwert gesunken ist, wird der eigentliche Potentialstellbefehl wieder ausgegeben. Diese Regelung ist unabhängig von der eigentlichen Steuereinheit, welche die Potentialstellbefehle vorgibt. Bei dieser Anwendung werden grundsätzlich beide parallelen Wechselrichter mit dem gleichen Sollwert versorgt.
In DE 38 16 444 C2 ist ein Verfahren beschrieben, welches die Kreisstromprob- lematik derart löst, dass zu einem gemeinsamen Phasengesamtspannungssoll- wert ein Korrektursignal für jeden einzelnen Wechselrichter hinzuaddiert wird, so dass der Kreisstrom verringert wird.
In EP 0 813 292 A2 wird eine Konfiguration von 3 bzw. n parallelen Wechselrichtern beschrieben, bei der die 3 bzw. n Wechselrichter über Induktivitäten verbun-
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den sind. Ein PWM Generator gibt für jede Phase ein PWM Signal aus. In Abhängigkeit vom Kreisstrom wird der Wechsel des Pegels des PWM Signals verzögert. Damit kann eine Balancierung des Querstroms erreicht werden. Eine bewusste Erzeugung einer Multilevel Ausgangsspannung wird hier nicht vorge- nommen.
In DE 43 41 868 C2 wird eine Parallelschaltung von 2 Wechselrichtern beschrieben, die als 2-Level oder als 3-Level NPC ausgeführt sein kann. Hier wird ein raumzeigerbasiertes Modulationsverfahren eingesetzt. Eine Zeitdauerberechnungseinheit berechnet die Dauer der Schaltzustände, welche für beide Wech- selrichter gleich sind. In Abhängigkeit von der Größe der Kreisströme verändert eine Zeitdauerkorrektureinrichtung die Sollzeiten für jeden einzelnen Wechselrichter derart, dass die Abweichung der Ausgangsströme voneinander reduziert wird. Es werden nur die durch unterschiedliches Schaltverhalten und unterschiedliche Impedanzen auftretenden Kreisströme reduziert. Eine Multilevel Ausgangsspannung soll nicht erzeugt werden.
In DE41 1 1733C1 wird eine Parallelschaltung von 2 Wechselrichtern beschrieben, bei der die auftretende Querstromproblematik derart gelöst ist, dass für die austretenden Nullvektoren bei Überschreitung eines vorgegebenen Grenzwertes ein alternativer Nulivektor gewählt wird, bis ein reduzierter Grenzwert erreicht ist, Außerdem wird gernäß Anspruch 2 bei Überschreitung des Grenzwertes bei Vorgabe eines Äkiivzeigers für eine definierte Zeit auf einen Nulivektor geschaltet. Dies erzeugt zusätzliche Schaltverluste und verschlechtert das Ausgangs- spektrum. Beide Wechselrichter erhalten nie unterschiedliche Akiivzeiger. Damit wird Möglichkeit die parallelen Stromrichter zur Erzeugung zusätzlicher Aus- gangsspannungsievβ! (rVluitlievel) zu nutzen, nicht in Betracht gezogen.
Das Ausgangsspektrum solcher Lösungen, wie sie in DE 41 11 734 C1 , EP 0 813 292 A2, DE 43 41 868 C2, DE41 11733C1 beschrieben sind, zeigt das dominierende Trägerband bei der Schaltfrequenz.
Der Einsatz von parallel geschalteten Wechselrichtern bietet die Möglichkeit, das Ausgangsspektrum zu verbessern, indem nicht beide Wechselrichter zu jeder Zeit die gleiche Spannung ausgeben sondern bewusst unterschiedlich angesteuert werden. Dies verstärkt jedoch die Problematik der Kreisstromentstehung.
Dies wird z.B. in JP 60098875 gezeigt. Hier wird vorgeschlagen, in einer Konfiguration mit n parallel geschalteten Wechselrichtern die Trägersignale der Modulatoren der einzelnen Wechseltrichter jeweils um den Faktor 3607n zu verschieben und so virtuell eine Erhöhung der Schaltfrequenz um den Faktor n zu erreichen. Die Problematik der Kreisströme wird hier nicht betrachtet.
In „An Interleaved Active Power Filter with reduced Size of Passive Compo- nents", L. Asiminoaei, u.a., IEEE 2006 wird die Parallelschaltung von 2 Span- nungszwischenkreiswechselrichtern für einen aktiven Filter dargestellt, bei denen die Trägersignale um 180° verschoben sind. Zur Reduktion der Kreisströme wird der Einsatz von Gleichtaktdrosseln vorgeschlagen.
In EP 0 600 635 B1 wird ein Verfahren zur Modulation einer parallelen Wechselrichteranordnung dargestellt, bei der die Trägersignale für jeden einzelnen Wechselrichter in Abhängigkeit von der Polarität des Sollwertsignals (Phasensollspannung) geändert werden. Ein Verfahren zur Minimierung der Kreisströme in Zusammenhang mit dem dargestellten Modulationsverfahren wird nicht ange- geben.
In EP 0 697 763 B1 wird ein Verfahren, basierend auf einer 2-Level Raumzeigermodulation, dargestellt. Der 2-Level Raumzeigemodulator berechnet für einen vorgegebenen Sollspannungsvektor die entsprechenden Schaltzeiten und wählt die zu nutzenden Schaltvektoren aus. Eine „Vektorvertauschungseinheit" gibt die Schaltvektoren in unterschiedlicher Reihenfolge an die PWM Einheiten der einzelnen Wechselrichter aus. Der erste Wechselrichter erhält die Vektoren in der Reihenfolge (V11Vj1V71Vj1V11Vo), der zweite Wechselrichter in der Reihenfolge (Vo1V11Vj1V71Vj1V1). Dadurch wird erreicht, dass sich die Schaltzustände der beiden Wechselrichter zeitweilig unterscheiden und so ein zusätzliches Level in der
Ausgangsspannung entsteht. Damit ist das Ausgangsspektrum besser als bei Synchronbetrieb der beiden Wechselrichter. Allerdings ist bei diesem Verfahren die Verzerrung der Ausgangsspannung durch Harmonische der Grundwelle größer als bei einem 3-Level Wechselrichter mit 3-Level Raumzeigermodulator, da bei letzterem sichergestellt werden kann, dass nur Schaltzustände eines angrenzenden Bereiches zum jeweiligen Sollspannungsvektors zur Darstellung diese Sollspannungsvektors herangezogen werden. (Innerhalb von kurzen Zeitabschnitten wechselt die Phase-Phase Ausgangsspannung zwischen drei Span- nungsleveln). Zur Begrenzung der Kreisströme kann die Reihenfolge der Schalt- vektoren, in der sie an die PWM Einheiten der Wechselrichter gegeben werden, vertauscht werden, um so den Kreisströmen entgegenzuwirken.
Zielstellung der Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung anzugeben, die es ermöglicht, parallele Wechselrichter derart zu betreiben, dass das Ausgangsspannungsspektrum gegenüber den Verfahren des Standes der Technik deutlich verbessert ist und gleichzeitig die Kreisströme geregelt werden, wobei auf eine Erhöhung der Schaltfrequenz, was zusätzliche Verluste verursachen würde, verzichtet wird. Das verbesserte Ausgangsspektrum ermöglicht es, den passiven Filteraufwand (Drosseln, Kondensatoren, Transformatoren) zu reduzieren. In Verbindung mit der Anwendung im Bereich von elektrischen An- trieben (Motoren, Generatoren) führt der verringerte Oberwellengehalt der Spannung zu geringerem Stromripple und damit zu geringerem Drehmomentenripple, was sich durch eine geringere Belastung und geringere Verluste in der Maschine auszeichnet.
Im Anwendungsfall der Netzeinspeisung, z.B. von Windkraftanlagen oder von Active-Front-Ends von Industrieumrichtern, können die Netznormen bezüglich des Oberwellengehaltes mit deutlich reduziertem Filteraufwand erreicht werden.
Gleichzeitig ist das Verfahren für Hochgeschwindigkeitsantriebe einsetzbar, bei denen systembedingt hohe Ausgangsgrundwellenfrequenzen benötigt werden. Mittels des neuen Verfahrens können auch bei niedrigen Schaltfrequenzen ein-
zelner Wechselrichter und hoher Ausgangsfrequenz geringe THD- (Total Harmonie Distortion-) Werte erreicht werden.
Es wird ein Verfahren angegeben welches es ermöglicht, n-parallel geschaltete selbstgeführte Wechselrichter mit einem Multilevel-Modulations- oder Regelver- fahren anzusteuern bei dem Ausgangsspannungen mit mehr als 2 Level erzeugt werden und damit die Vorteile dieser Multilevelverfahren ausnutzt, als da wären zum Beispiel ein optimiertes Ausgangsspektrum und ein niedriger THD, und gleichzeitig sowohl die Ströme der einzelnen Wechselrichter zu symmetrieren als auch die auftretenden Kreisströme zu begrenzen bzw. minimieren.
Dabei werden die parallel geschalteten Wechselrichter nicht einzeln moduliert, sondern es wird ein gemeinsamer Multilevel-Modulator bzw. Multilevel-Regler, im Folgenden als Modulator bezeichnet, verwendet. Diesem nachgeschaltet ist ein Schaltzustandsselektor, welcher nach gewünschten Kriterien (Stromsymmetrie- rung, Kreisstromminimierung, Maximalstrom) von den möglichen redundanten Schaltzuständen denjenigen auswählt, welcher die Optimierungskriterien am besten erfüllt. Des Weiteren kann die Selektion der redundanten Schaltzustände derart ausgeführt werden, dass eine gewünschte Verteilung der Schaltverluste erreicht wird.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Wechselrichteranordnung der eingangs genannten Art mit mehreren parallel geschalteten, von einer oder mehreren Wechselrichterhalbbrücken gebildeten Wechselrichtern gelöst, wobei die Wechselrichterhalbbrücken jeweils zwei oder mehr Schaltelemente aufweisen, mit denen Gleichspannungspulse mit vom zeitliche Verlauf der diskreten Schaltzustände der Schaltelemente abhängiger Polarität, Pulsweite und ggf. Amplitude auf einen Ausgang einer Wechselrichterhalbbrücke zu schalten sind. Dabei sind die einander entsprechenden Ausgänge der Wechselrichter über eine oder mehrere Induktivitäten miteinander verbunden. Die Wechselrichteranordnung weist außerdem einen Modulator zum Bestimmen von Pulsweiten, Polaritäten und ggf. Amplituden der Gleichspannungspulse zur Annäherung an eine Ausgangswech- selspannung gewünschter, insb. sinusartiger Form, und einen Schaltzustandsse-
lektor zum wenigsten mittelbaren Ansteuern der Schaltelemente auf, der derart ausgebildet ist, dass er unter verschiedenen hinsichtlich der Annäherung an eine gewünschte Ausgangs-Wechselspannung für einen jeweiligen Zeitpunkt möglichen und bezüglich der momentanen Ausgangsspannung gleichwertigen Schalt- zustandskombinationen der Schaltelemente diejenige Schaltzustandskombinati- on bestimmt, bei der ein Optimierungskriterium optimal erfüllt ist.
Eine mögliche Wechselrichteranordnung zeichnet sich dadurch aus, dass der Modulator ein Pulsweitenmodulator ist, der nach dem Sinus-Dreiecksverfahren arbeitet. Dabei besteht die Wechselrichteranordnung beispielsweise aus 2-Level Wechselrichter, wobei eine Anzahl von n 2-Level Wechselrichtern parallel geschaltet sind und die Wechselrichteranordnung als (n+1 )-l_evel Pulsweitenmodulator im Sinus-Dreiecksverfahren mit einer Anzahl von n dreieckförmigen Trägersignalen arbeitet.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Modulator ein Pulsweitenmodulator, der ausgebildet ist, eine Mehrlevelraumzeigermodulati- on durchzuführen. Dabei besteht die Wechselrichteranordnung beispielsweise ebenfalls aus 2-Level Wechselrichtern, wobei auch hier eine Anzahl von n Wechselrichtern parallel geschaltet sind und die Wechselrichteranordnung als (n+1 )- Level Pulsweitenmodulator im Mehrlevelraumzeigermodulationsverfahren arbei- tet.
Die Schaltelemente der Wechselrichteranordnung sind vorzugsweise Isolated- Gate Bipolartransistoren oder Integrated Gate Commutated Thyristoren.
Vorzugsweise weist der Schaltzustandsselektor Strommesseinrichtungen zur Messung von Strömen an den Ausgängen der Wechselrichter auf und ist ausge- bildet, die Auswahl der Betriebszustände in Abhängigkeit von den gemessenen Werten der Ströme an den Ausgängen der Wechselrichter vorzunehmen. Weiterhin ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, sich je nach Kombination von Betriebszuständen der Wechselrichter einstellende Kreisströme, Phasenströme
oder Kreis- und Phasenströme zwischen einzelnen Wechselrichtern vorauszuberechnen.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ermittelt der Schaltzustandsselektor die Auswahl der Betriebszustände in Abhängigkeit von aus einem Systemmodell errechneten Werten der Ströme an den Ausgängen der Wechselrichter.
Des Weiteren ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, als Optimierungskriterium eine Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasen- schaltzustand der jeweiligen Phase auf und ist ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen Regelungsgrößenistwertvektors eine Minimierung der jeweils größten Phasenströme durchzuführen, so dass die Differenz der Phasenströme minimal wird.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Schaltzustandsselektor ausgebildet, eine Minimierung der Kreisströme als Optimierungskriterium durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und eine mit dem Ausgang der Berechnungseinheit verbundenen Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf und ist ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Berechnungseinheit ausgegebenen ersten Regelungsgrößenistwertvektors und eines von der Berechnungseinheit an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten zweiten Regelungsgrößenistwertvektors eine Minimierung der Kreisströme durchzuführen.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Schalt- zustandsselektor ausgebildet, eine Gleichtaktstromregelung als Optimierungskriterium durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtakt- Stromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und eine mit dem Ausgang der Berechnungseinheit verbundenen Einheit zur Zuordnung des Pha- senausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf und ist ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an die Berechnungseinheit ausgegebenen ersten Regelungsgrößenistwert- vektors und eines von der Berechnungseinheit an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten zweiten Regelungsgrößenistwertvektors eine Gleichtaktstromregelung durchzuführen.
In einer noch anderen bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Schalt- zustandsselektor ausgebildet, eine Auswahl von Schaltzustandskombinationen anhand mehrerer Optimierungskriterien wie eine Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme, eine Minimierung der Kreisströme und eine Gleichtaktstromregelung durchzuführen.
Dabei weist der Schaltzustandsselektor je Phase vorzugsweise eine Berech- nungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors, eine Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors, eine Einheit zur Einstellung der Gewichtung der einzelnen Optimierungskriterien wie Minimierung des/der jeweils größten Phasenstromes/Phasenströme, Mini- mierung der Kreisströme und Gleichtaktstromregelung, eine Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvek- toren und eine Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf.
Die Strommesseinrichtungen des Schaltzustandsselektors sind dabei mit den Eingängen aller Berechnungseinheiten verbunden. Die Einheit zur Einstellung
der Empfindlichkeit der einzelnen Optimierungskriterien und die Ausgänge der Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Kreisstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvektors und der Berechnungseinheit zur Berechnung eines für eine Gleichtaktstromregelung geeigneten Regelungsgrößenistwertvek- tors sind dabei mit dem Eingang der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren verbunden. Der Ausgang der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren ist wiederum mit der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase verbunden.
Der Schaltzustandsselektor ist dabei vorzugsweise ausgebildet, mittels eines von den Strommesseinrichtungen ermittelten und an alle Berechnungseinheiten ausgegebenen Stromistwertvektor und eines von der Berechnungseinheit zur Berechnung der gewichteten Summe von allen Regelungsgrößenistwertvektoren an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen berechneten gewichteten Regelungsgrößenistwertvektors eine Auswahl von Schaltzustandskombinationen anhand der oben genannten Optimierungskriterien durchzuführen.
Des Weiteren ist der Schaltzustandsselektor vorzugsweise ausgebildet, eine Grenzwertüberwachung für ein oder mehrere Optimierungskriterien durchzuführen. Dabei weist der Schaltzustandsselektor gegenüber den vorgenannten Ausführungsformen je Phase vorzugsweise zusätzlich eine Einheit zur Ermittlung des Betragswertes des an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase ausgegebenen Regelungs- größenistwertvektors, einen mit der Einheit zur Ermittlung des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors verbundenen Grenzwertkomparators für den Vergleich des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors mit einem an den Grenzwertkomparator ausgegebenen Grenzwert und einen mit dem Grenz- wertkomparator verbundenen Phasenschaltzustandsänderungsvergleicher für den Vergleich des Betragswertes des Regelungsgrößenistwertvektors bei Grenzwertüberschreitung mit einem von einem Mehrlevelmodulator erhaltenen
Phasenschaltzustandsänderungswert und für die Ausgabe eines Phasenschalt- zustandsänderungssignals bei Grenzwertüberschreitung an die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase auf.
Der Schaltzustandsselektor ist dabei ausgebildet, eine Grenzwertüberwachung für ein oder mehrere Optimierungskriterien durchzuführen und bei Grenzwertüberschreitung mittels der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand der jeweiligen Phase eine neue Phasenschaltzu- standsberechnung vorzunehmen und im Ergebnis eine Phasenschaltzustands- änderung auszugeben.
Vorzugsweise zeichnet sich die Wechselrichteranordnung dadurch aus, dass der Modulator ausgebildet ist, ein trägerbasiertes Pulsweitenmodulationsverfahren derart durchzuführen, dass eine Anzahl der entsprechend der Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter von Trägersignalen mit einem Referenzsignal (SoII- wert) so verknüpft werden, dass die Anzahl der möglichen Ausgangszustände je Phase um 1 größer ist als die Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter multipliziert mit der um 1 verminderten Anzahl der Level der Einzelwechselrichter.
Bei einer alternativen Ausführungsform ist der Modulator ausgebildet, vorausberechnete Pulsmuster zu verarbeiten, wobei die Anzahl der möglichen Ausgangs- zustände je Phase um 1 größer sein kann als die Anzahl der parallel geschalteten Wechselrichter multipliziert mit der um 1 verminderten Anzahl der Level der Einzelwechselrichter.
In einer noch weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung zeichnet sich die Wechselrichteranordnung dadurch aus, dass die Wechselrichteranordnung zwei oder mehr Wechselrichter mit Multileveltopologie mit einem gemeinsamen Modulator aufweist.
Die Erfindung soll nun anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert werden. Die Zeichnungen zeigen in:
Figur 1 : Prinzipschaltung einer grundsätzlichen Struktur einer Parallelschaltung von zwei Wechselrichtern,
Figur 2: allgemeine Struktur einer Wechselrichteranordnung gemäß der Erfindung,
Figur 2a alternative Struktur einer Wechselrichteranordnung gemäß der Erfindung
Figur 3: allgemeine Anordnung von n parallel geschalteten Wechselrichtern,
Figur 4: Prinzipschaltbild einer Anordnung von n parallel geschalteten Wechselrichtern,
Figur 5: Drosseln als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach Figur 4,
Figur 6: Gleichtaktdrosseln als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach Figur 4,
Figur 7: Reihenschaltung von Drossel und Gleichtaktdrossel als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach Figur 4,
Figur 8: auf einem gemeinsamen Kern befindliche Drosseln als induktive Koppeleinheiten an den Brückenausgängen nach Figur 4,
Figur 8a eine äquivalente Anordnung von stromkompensierten 2-phasigen Drosseln zur Drosselanordnung in Figur 8
Figur 9: prinzipielle Bauform einer induktiven Koppeleinheit nach Figur 8,
Figur 9a eine weitere Bauform einer induktiven Koppeleinheit nach Figur 8
Figur 9b eine verbesserte Bauform einer induktiven Koppeleinheit nach Figur 8
Figur 10: Schaltbild eines 2-Level Brückenzweiges (Halbbrücke),
Figur 11 : Beispielsweise Darstellung des Ausgangsspektrums und einiger Ausgangsgrößen einer Anordnung mit 4 parallelen 2 Level Wechsel- richtern mit einem 2 Level Sinus-Dreieck-Modulato (Stand der Technik),
Figur 12: Beispielsweise Darstellung des Ausgangsspektrums und einiger Ausgangsgößen einer Anordnung mit 4 parallelen 2 Level Wechselrichtern mit einem 2 Level Sinus-Dreieck-Modulator mit phasenver- schobenen Trägersignalen (Stand der Technik),
Figur 13: Prinzipschaltbild eines 3-Level Brückenzweiges in NPC-Topologie,
Figur 14: Prinzipschaltbild von vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern als 5-Level Modulator für drei Phasen,
Figur 15: Tabelle der Phasenschaltzustände eines 5-Level Modulators nach Figur 14,
Figur 16a: Darstellung der möglichen Schaltzustände eines Brückenzweiges eines 2-Level Wechselrichters,
Figur 16b: Beispiel eines Schaltzustandes eines 3-phasigen 2-Level Wechselrichters,
Figur 16c: Beispiel eines Schaltzustandes von vier parallel geschalteten 3- phasigen 2-Level Wechselrichtern,
Figur 17a: Darstellung des Phasenzustandes O eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
Figur 17b: Darstellung des Phasenzustandes 1 eines 5-Level Pulsweitenmodu- lators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
Figur 17c: Darstellung des Phasenzustandes 2 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
Figur 17d: Darstellung des Phasenzustandes 3 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern besteht,
Figur 17e: Darstellung des Phasenzustandes 4 eines 5-Level Pulsweitenmodulators, der aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern be- steht,
Figur 18: Darstellung der Ausgangsspannung einer Phase als Raumzeiger in einem Raumzeigersechseck eines 5-Level Pulsweitenmodulators nach den Figuren 14 und 15, der nach dem Raumzeigermodulations- verfahren arbeitet,
Figur 19: Beispiel eines aus vier parallel geschalteten 2-Level Wechselrichtern bestehenden 5-Level Pulsweitenmodulators, der nach dem Sinus- Dreiecksverfahren arbeitet,
Figur 20: Darstellung des Stromflusses in einem 5-Level Pulsweitenmodulator nach Figur 19,
Figur 21 : Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Phasenstrombe- grenzungsregelung,
Figur 22: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Kreisstromregelung,
Figur 23: Beispielhafte Darstellung der Ausgangsspektren einer Phase eines nach dem Raumzeigermodulationsverfahren arbeitenden 5-Level Pulsweitenmodulators mit einer Kreisstromregelung nach Figur 22,
Figur 24: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Gleichtaktstromregelung,
Figur 25: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit gleichzeitiger Kreisstromregelung, Phasenstrombegrenzungsregelung und Kreisstromregelung,
Figur 26: Blockschaltbild eines Schaltzustandsselektors mit Grenzwertüberwachung und gleichzeitiger Kreisstromregelung,
Figur 27: Beispielhafte Darstellung der Ausgangsspektren einer Phase eines nach dem Raumzeigermodulationsverfahren arbeitenden 5-Level Pulsweitenmodulators mit einer Grenzwertüberwachung und gleichzeitiger Kreisstromregelung nach Figur 26,
Figur 28: Prinzipschaltung einer zweiphasigen Topologie mit einem 3-Level Modulator.
In Figur 2 ist die allgemeine Struktur der Ansteuerung der Wechselrichter gemäß der Erfindung dargestellt.
Von einer überlagerten Regelung oder Steuerung wird ein Sollspannungsvektor U, bestehend aus Betrag und Phase oder α,ß-Koordinaten vorgegeben. Der k-
Level Modulator M erzeugt Ausgangssignale für jede der 3-Phasen. Diese Ausgangssignale entsprechen diskreten Phasenmittelpunktsspannungen mit k Levels und werden von einem Schaltzustandsselektor SZS weiterverarbeitet. Der k- Level Modulator M gibt eine diskrete Sollspannung, welche k Levels haben kann, für jede der 3 Phasen an den Schaltzustandsselektor vor. Dabei ist der Modulator M als Multilevel-Modulator aufgebaut. Die Ausgangszustände werden derart gewählt, dass der zu erreichende Sollspannungsvektor möglichst genau abgebildet wird.
Der Schaltzustandsselektor SZS bekommt von den Strommesseinrichtungen SM1 bis SMn die Messwerte der Ausgangsströme der einzelnen m-Level Wechselrichter. In Abhängigkeit von den gemessenen Strömen wählt er für den gewünschten Spannungszustand denjenigen redundanten Schaltzustand, der das/die gewünschten Optimierungskriterien erfüllt.
Damit wird erreicht, dass die Ausgangsspannung der vom Modulator M vorgege- benen Spannung folgt und gleichzeitig die bestehenden Freiheitsgrade (redundante Schaltzustände) zum Erreichen des Optimierungskriteriums genutzt werden. Es kann also der Kreisstrom geregelt werden, ohne dass sich dafür die Ausgangsspannung ändert.
In Figur 2a ist die allgemeine Struktur der Ansteuerung der Wechselrichter ge- maß der Erfindung dargestellt, wenn die übergeordnete Regelung statt eines Sollspannungsvektors einen k-Level Schaltzustandsvektor vorgibt. Bei dieser Struktur wird kein zusätzlicher Modulator benötigt und die k-Level Schaltzustände werden direkt vom Schaltzustandsselektor verarbeitet.
Eine allgemeine Anordnung von n parallel geschalteten Wechselrichtern ist in Figur 3 dargestellt. Eine Anzahl von n Wechselrichtern (n≥2) WR 1 bis WR n ist eingangsseitig mit einem gemeinsamen Zwischenkreis (C1..C4) verbunden. Dieser Zwischenkreis stellt eine Spannungsquelle dar und kann aus beliebigen Kombinationen von Kapazitäten bestehen. Der Ausgang eines jeden Wechselrichters ist jeweils mit einer induktiven Koppeleinheit (L1 ... Ln) verbunden. Die
Parallelschaltung der Ausgänge der Koppeleinheiten (L1 ... Ln) führt die Ströme der einzelnen Stromrichter zusammen und leitet sie an die Last weiter.
Das die Erfindung betreffende System ist in Figur 4 dargestellt. Eine Anzahl von ebenfalls n Wechselrichtern (n≥2) WR 1 bis WR n ist eingangsseitig mit einem gemeinsamen Zwischenkreis (CL. C4) verbunden. Dieser Zwischenkreis stellt eine Spannungsquelle dar und kann aus beliebigen Kombinationen von Kapazitäten bestehen. Es ist für das Verfahren unerheblich, ob es sich um einen auf die einzelnen Wechselrichter verteilten oder einen zentralen Zwischenkreis handelt. Eine induktive Koppeleinheit L führt die Ströme der einzelnen Stromrichter zu- sammen und leitet sie an die Last (Last) weiter.
Die Ausgangsspannung eines Brückenzweiges kann in Bezug auf den Mittelpunkt des Zwischenkreises eine Anzahl m von diskreten Zuständen einnehmen. Aus der Kombination der n parallelen Wechselrichter ergeben sich k=n*(m-1 )+1 verschiedene Ausgangsspannungslevel in Bezug zum Zwischenkreismittelpunkt. Diese Ausgangsspannungslevel können durch verschiedene Kombinationen der Schaltzustände der einzelnen Brückenzweige erreicht werden. Es gibt also für einen Ausgangsspannungslevel verschiedene redundante Schaltzustände. Hier bezeichnet Schaltzustände die Gesamtheit aller Zustände der in den Wechselrichtern beteiligten Schalter.
Die in Figur 4 dargestellte induktive Koppeleinheit L kann z.B. wie in den Figuren 5, 6, 7 und 8 ausgeführt sein. Alle Umsetzungsmöglichkeiten habe die Gemeinsamkeit, dass die Ströme einer Phase der n parallel geschalteten Wechselrichter zusammen gefasst werden und als ein Summenstrom an die Last weitergegeben werden können.
In Figur 5 ist an die Brückenausgänge der Wechselrichter jeweils eine Induktivität L, (i=1...n) angeschlossen. Sie wirken sowohl zur Begrenzung des Kreisstromanstieges als auch zur Glättung des Ausgangsstromes. Sie dämpft also symmetrische als auch asymmetrische Störungen. Die Induktivität kann als 3 einphasige Drosseln oder als eine dreiphasige Drossel je Wechselrichter ausgeführt sein.
In Figur 6 ist hinter jedem der n Wechselrichter eine Gleichtaktdrossel geschaltet. Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass sie nur für asymmetrische Störströme, zu denen der auftretende Kreisstrom gehört, wirkt. Sie kann als Ringkerndrossel ausgeführt sein, die mit 3 gleichsinnigen Wicklungen bewickelt ist.
In Figur 7 ist die Kombination von Drosseln, die denen der Figuren 5 und 6 entsprechen, dargestellt. Hier werden die Kreisströme durch beide Drosselarten gedämpft.
In Figur 8 ist eine induktive Kopplungseinheit gezeigt, die aus 3 Teileinheiten (Lu, Ly, Lw) besteht, bei der die Ströme einer Phase von allen n Wechselrichtern durch eine Drossel gekoppelt sind. Sie wirkt als Differential Mode Drossel und dämpft damit nur die Kreisströme. Dies hat den Vorteil, dass an der Drossel kein Spannungsabfall durch den Laststrom erzeugt wird. Der Kern der Drossel muss auch nur den durch den Kreisstrom erzeugten magnetischen Fluss führen.
In Figur 8b ist eine in ihrer Wirkung äquivalente Anordnung zur induktiven Kopp- lungseinheit in Figur 8 gezeigt, bei der in die Ausgangsphasen der n Wechselrichter jeweils 2-phasige Stromkompensierte Drosseln geschaltet sind, wobei die Kompensationswicklungen der Drosseln einer jeden Phase so verschaltet sind, dass eine Ausgangsstromkompensation erreicht wird und die Induktivität der Drosseln nur auf die Kreisstromanteile des Ausgangsstroms der Wechselrichter wirkt.
In Figur 9 ist eine mögliche Ausführungsform von Drosseln gemäß Figur 8 für 4 parallel geschaltete Wechselrichter gezeigt.
In Figur 9a ist eine weitere Ausführungsform von Drosseln gemäß Figur 8 für 4 parallel geschaltete Wechselrichter gezeigt.
In Figur 9b ist eine verbesserte Ausführungsform von Drosseln gemäß Figur 8 für 4 parallel geschaltete Wechselrichter gezeigt, bei der der symmetrische Aufbau der Drossel eine gleiche Kopplung der einzelnen Wicklungen zueinander bedingt.
Für eine allgemeine Anordnung mit n parallel geschalteten Wechselrichtern ist die Drossel mit n Wicklungen symmetrisch sternförmig ausgeführt.
Statt der Drosseln können auch Transformatoren zur Kopplung der einzelnen Wechselrichter eingesetzt werden.
In Figur 10 ist ein dem Fachmann gut bekannter 2-Level Brückenzweig (Halbbrücke) dargestellt. Zwei Halbleiterschalter (IGBT, IGCT, MOFET, Bipolartransistor) sind in Reihe geschaltet und an eine Spannung UDC angeschlossen. Antiparallel zu den Halbleiterschaltern befindet sich jeweils eine Inversdiode (D1 ,D2). Der Mittelpunkt zwischen den beiden Halbleiterschaltern ist der Ausgang (A) der Brückenzweiges
In Figur 11 sind Ausgangsstrom, -Spannung, Phasen- und Kreisstrom sowie Spannungsspektrum einer Parallelschaltung von 4 Wechselrichtern die mit einem 2-Level Sinus-Dreieck-Modulator angesteuert werden dargestellt. Es handelt sich dabei um 3-phasige Wechselrichter.
In Figur 12 sind die selben Größen dargestellt, nur dass zur Steuerung der Wechselrichter 2 Level Sinus Dreieck Modulatoren mit zueinander verschobenen Trägersignalen genutzt wurden.
In Figur 13 ist ein dem Fachmann gut bekannter 3-Level Brückenzweig der allgemein bekannten NPC Topologie dargestellt. Zwischen dem positiven Gleich- spannungsanschluss (+UDC/2) und dem Ausgang (A) sind zwei Halbleiterschalter S1 und S2 angeordnet, wobei jeweils parallel zum Schalter S1 die Diode D1 antiparallel und parallel zum Schalter S2 die Diode D2 antiparallel geschaltet sind. Zwischen dem negativen Gleichspannungsanschluss (-UDC/2) und dem Ausgang (A) sind die Schalter S3 und S4 in Reihe geschaltet. Jeweils parallel zum Schalter S3 ist die Diode D3 antiparallel, und parallel zum Schalter S4 ist die Diode D4 antiparallel geschaltet. Der Mittelpunkt (M) zwischen dem positiven und dem negativen Gleichspannungsanschluss ist mit der Anode der Diode D5 (NPC- Diode) verbunden, wobei dessen Kathode zwischen den beiden Schaltern S1
und S2 angeschlossen ist. Die Katode der Diode D6 ist mit der Anode der Diode D5 verbunden. Die Kathode von D6 ist zwischen den Schaltern S3 und S4 angeschlossen.
Das Verfahren soll nun am Beispiel von vier parallel geschalteten 3-phasigen 2- Level Wechselrichtern, deren Ausgangszustand mit Hilfe eines 5-Level Modulators bestimmt wird.
In Figur 14 ist die betrachtete Konfiguration dargestellt. Vier Wechselrichter WR1 bis WR4 sind mit einem gemeinsamen Zwischenkreis (-IW2, M, +IW2) verbunden. Die Wechselrichter bestehen jeweils aus 3 Brückenzweigen gemäß Figur 10. Die Strommesseinrichtungen SM1 bis SM4 messen den Strom in jeder Phase des jeweiligen Wechselrichters. Jedem Brückenausgang sind die Induktivitäten L1.U, L1.V und L1.W nachgeschaltet. Die Ausgänge der Induktivitäten L1.U sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang U. Die Ausgänge der Induktivitäten L1.V sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang V. Die Ausgänge der Induktivitäten L1.W sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang W. An die Ausgänge U, V und W ist eine dreiphasige Last (z.B. Motor, Generator) angeschlossen. In Figur 15 sind beispielhaft zwei 5-level Ausgangszustände wie sie ein 5-level Modulator erzeugt mit den jeweiligen redundanten Schaltzuständen für die 4 2-Level Wechselrichter dargestellt.
Wie in Figur 16a dargestellt, kann jeder Brückenzweig des 2-Level Wechselrichters die Brückenschaltzustände 0 und 1 annehmen. Die dargestellten Schalter symbolisieren die eingesetzten selbstabschaltenden Halbleiterschalter, die z.B. als IGBT, IGCT, MOSFET oder Bipolartransistor ausgeführt sein können. Im Brückenschaltzustand 0 ist jeweils der untere Schalter eingeschaltet und der obere Schalter offen. Die Ausgangsspannung beträgt in diesem Fall -LW2. Im Brückenschaltzustand 1 ist der obere Schalter eingeschaltet und der untere Schalter offen. Die Ausgangsspannung beträgt dann +LW2.
In Figur 16b ist ein Wechselrichter im Einzelwechselrichterschaltzustand 011 gezeigt. Das bedeutet, dass der erste Brückenzweig (U) den Brückenschaltzu-
stand 0, der zweite Brückenzweig den Brückenschaltzustand 1 und der dritte Brückenzweig ebenfalls den Brückenschaltzustand 1 aufweist.
In Figur 16c sind die vier parallel geschaltete Wechselrichter WR1 bis WR4 in einem Beispielschaltzustand dargestellt.
In den Figuren 17a bis 17e sind die möglichen Ausgangsspannungen UXM für die Konfiguration mit vier parallel geschalteten 2-Level Brückenzweigen der Wechselrichter WR 1 bis WR 4 innerhalb einer Phase X im Leerlauf dargestellt. Die angegebenen Spannungen gelten für den Leerlauffall oder für die Konfiguration einer induktiven Koppeleinheit gemäß Figur 8. Es sind folgende Ausgangsspan- nungen UXM dargestellt:
Figur 17a: Level Zustand 0
Es sind in allen Wechselrichtern WR 1 bis WR 4 jeweils alle unteren Schalter eingeschaltet und alle oberen Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich:
Figur 17b: Phasenschaltzustand 1
Es sind in den Wechselrichtern WR 1 bis WR 3 jeweils die unteren Schalter eingeschaltet und die oberen Schalter ausgeschaltet. In dem Wechselrichter WR 4 ist jeweils der obere Schalter eingeschaltet und der untere Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich:
Figur 17c: Phasenschaltzustand 2
Es sind in den Wechselrichtern WR 1 und WR 2 jeweils die oberen Schalter ausgeschaltet und die unteren Schalter eingeschaltet. In den Wechselrichtern
WR 3 und WR 4 sind jeweils die oberen Schalter eingeschaltet und die unteren Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich:
UXM=0V
Figur 17d: Phasenschaltzustand 3
Es sind in den Wechselrichtern WR 2 bis WR 4 jeweils die oberen Schalter eingeschaltet und die unteren Schalter ausgeschaltet. In dem Wechselrichter WR 1 ist jeweils der obere Schalter ausgeschaltet und der untere Schalter eingeschaltet. Daraus ergibt sich:
Figur 17e: Phasenschaltzustand 4
Es sind in allen Wechselrichtern WR 1 bis WR 4 jeweils alle oberen Schalter eingeschaltet und alle unteren Schalter ausgeschaltet. Daraus ergibt sich:
Im Gegensatz zur Parallelschaltung von 2-Level-Spannungswechselrichtern mit gleich angesteuerten Schaltern, bei der nur 2 Ausgangsspannungslevel UXM (-Udc/2, +Udc/2) möglich sind, können, wie aus der Tabelle gemäß Figur 15 entnommen werden kann, 5 Spannungslevel erzeugt werden.
Die zu den Figuren 2 bis 17e bisher erläuterten Sachverhalte bilden die Grundlage für den Einsatz eines Multilevelmodulators. Jede Phase kann in Bezug auf den gemeinsamen Zwischenkreismittelpunkt 5 Spannungszustände, die Phasen- ausgangszustände, einnehmen.
Um ein optimales Ausgangsspektrum zu erreichen, wird als ein mögliches Verfahren das 5-Level Raumzeigermodulationsverfahren eingesetzt. In Figur 18 ist
ein zu den Figuren 14 und 15 zugehöriges Raumzeigersechseck der Ausgangsspannung dargestellt. Die Schnittpunkte der Linien des Sechsecks repräsentieren die Zustände, die die Ausgangsspannung der vier parallel geschalteten Wechselrichter WR1 bis WR4 annehmen kann. In den Schnittpunkten sind die Zustände der 3 Phasen zur Erreichung des jeweiligen Ausgangsspannungsvektors angegeben (Ausgangsspannungstripel). Alle Tripel, die an einem Schnittpunkten stehen, geben die gleiche Ausgangsspannung der 4 Wechselrichter aus. Die Auswahl eines sinnvollen Tripels kann nach bekannten Methoden wie z.B. Minimierung der Common-Mode Spannung oder die Minimierung der Schaltvorgänge erfolgen.
Der abzubildende Sollspannungsvektor wird durch Ausgabe der 3 benachbarten Schaltvektoren erzeugt. Damit wird sichergestellt, dass die verkettete Spannung (z.B. Uuv) während einer Schaltperiodendauer nur um den Betrag ΔU=2*UdC/8 springt. Dies wirkt sich positiv auf das Ausgangsspektrum aus. Um den Vorteil dieses Verfahrens zu verdeutlichen, ist das Ausgangsspektrum solch eines 5- Level Modulators als Ergebnis in Figur 23 dargestellt. Im Vergleich zum Stand der Technik, dargestellt in den Figuren 1 1 und 12, ist zu erkennen, dass die Spannungssprünge ΔU, wie in Figur 23 aufgezeigt, gegenüber dem Stand der Technik nur halb so groß sind und damit auch der Oberwellenanteil geringer ausfällt.
Eine weitere Möglichkeit zur Generierung eines Ausgangsspannungstripels ist die Nutzung eines Sinus-Dreieckverfahrens. Eine Beispielvariante ist in Figur 19 gezeigt.
Es werden vier Trägersignale (Dreieck oder Sägezahn), auch Carrier genannt, genutzt. Dargestellt ist das Referenzsignal für eine Phase. Gemäß dem Stand der Technik wird für jeden der Wechselrichter WR 1 bis WR 4 ein Trägersignal eingesetzt, welches die Schaltzustände des jeweiligen Wechselrichters festlegt.
Da jedoch nur die Anzahl der Wechselrichter, welche einen eingeschalteten oberen Schalter bzw. unteren Schalter haben, für die Phasenausgangsspannung
entscheiden ist, soll auch nur ausgewertet werden, wie viele Trägersignale kleiner als das Referenzsignal sind.
Liegt das Referenzsignal unter allen Trägersignalen ist der Zustand „0" zu wählen, liegt es über einem Trägersignal ist der Zustand „1" zu wählen, liegt es über 2 ist der Zustand „2" zu wählen. Dies kann bis zum n-ten Level fortgesetzt werden.
Die Modulation wird für jede Phase äquivalent ausgeführt. Nur die Referenzsignale sind um 120° bzw. 240° verschoben. Das bedeutet, dass dieses Verfahren für jede Phase einen Schaltzustand zwischen 0 und 4 und insgesamt ein Schalt- tripel wie bei der Raumzeigermodulation liefert.
In Figur 19 ist für den Zeitraum TO der Phasenausgangszustand einer Phase dargestellt. Der Wert des sinusförmigen Referenzsignals liegt während dieser Zeit über 3 Trägersignale. Damit ist der Phasenausgangszustand 3. Das bedeutet, dass bei drei der vier Brückenzweige der betrachteten Phase U der obere Schalter eingeschaltet ist (Brückenschaltzustand 1 ) und bei einem der vier Brückenzweige der untere Schalter eingeschaltet (Brückenschaltzustand 0) ist.
Für den Phasenausgangszustand 3 ergeben sich vier verschiedene Phasen- schaltzustände (11 10, 1 101 , 1011 , 011 1 ). In diesem Fall ist der Phasenschaltzu- stand 011 1 in Figur 19 dargestellt. Die vier Phasenschaltzustände ergeben alle die gleichen Ausgangsspannungen. Sie unterscheiden sich jedoch in der auftretenden Kreisstromänderung dixk/dt. Der Stromflussplan zu diesem Beispiel wird in Figur 20 gezeigt, wobei hier die Phase X die Phase U darstellt.
Eine zusätzliche Möglichkeit der Modulation besteht darin, offline, das heißt, nicht in Echtzeit während des Betriebes der Wechselrichter, nach gewünschten Opti- mierungskriterien ein Pulsmuster zu berechnen. Auch hier wird als Ergebnis ein Ausgangsspannungstripel mit den Phasenausgangszuständen 0 bis 4 generiert. Die sich ergebenden Ausgangsspannungen sind in den Figuren 17a bis 17e dargestellt.
Die verschiedenen Möglichkeiten für die Änderung des Kreisstromes können aus den Figuren 17a bis 17e hergeleitet werden und sind nachfolgend in Tabelle 1 aufgezeigt.
Tabelle 1 : Stromanstiege in Abhängigkeit vom Phasenschaltzustand
Phasen- UXM PhasendixM/dt dixk,2/dt dixk,3/dt dixk,4/dt ausgangs- schaltzustand zustand
0 -Udc/2 0000 0 0 0 0
1 -Udc/4 1000 3/4 Udc/L -1/4 Udc/L -1/4 Udc/L -1/4 Udc/L
0100 -1/4 Udc/L 3/4 Udc/L -1/4 Udc/L -1/4 Udc/L
0010 -1/4 Udc/L -1/4 Udc/L 3/4 Udc/L -1/4 Udc/L
0001 -1/4 Udc/L -1/4 Udc/L 1/4 Udc/L 3/4 Udc/L
2 O V 1 100 1/2 Udc/L 1/2 Udc/L -1/2 Udc/L -1/2 Udc/L
1010 1/2 Udc/L -1/2 Udc/L 1/2 Udc/L -1/2 Udc/L
1001 1/2 Udc/L -1/2 Udc/L -1/2 Udc/L 1/2 Udc/L
01 10 -1/2 Udc/L 1/2 Udc/L 1/2 Udc/L -1/2 Udc/L
0101 -1/2 Udc/L 1/2 Udc/L -1/2 Udc/L 1/2 Udc/L
001 1 -1/2 Udc/L -1/2 Udc/L 1/2 Udc/L 1/2 Udc/L
3 +Udc/4 01 1 1 -3/4 Udc/L 1/4 Udc/L 1/4 Udc/L 1/4 Udc/L
101 1 1/4 Udc/L -3/4 Udc/L 1/4 Udc/L 1/4 Udc/L
1 101 1/4 Udc/L 1/4 Udc/L -3/4 Udc/L 1/4 Udc/L
1 1 10 1/4 Udc/L 1/4 Udc/L 1/4 Udc/L -3/4 Udc/L
4 +Udc/2 1 1 1 1 0 0 0 0
Es kann im Falle der Phasenausgangszustände 1 , 2 und 3 ein Phasenschaltzu- stand unter verschiedenen Phasenschaltzuständen gewählt werden. Durch die gezielte Wahl der Phasenschaltzustände kann damit gezielt auf die Kreisstromanteile der einzelnen Ausgangsströme eingewirkt werden.
Im Folgenden werden Ausführungsbeispiele des Schaltzustandsselektors für vier parallel geschaltete 2-Level Wechselrichter WR1 bis WR4 gemäß den Figuren 21 bis 27, wie in Figur 14 dargestellt, beschrieben. Eine übergeordnete Regelung stellt einen Sollspannungsvektor am Eingang eines 5-Level Modulators zur Verfügung. Aus dieser Sollspannung erstellt der Modulator zeitlich aufgelöste Aus- gangszustände für die Phasen U, V und W. Es ergeben sich fünf mögliche Ausgangspannungslevel je Phase für Wechselrichter-Konfigurationen, wie sie in den Figuren 17a bis 17e dargestellt sind: +UJ2, +ÜJ4, OV, -Udc/4, -UJ2. Diese Phasenausgangslevel entsprechen den Phasenausgangszuständen 4, 3, 2, 1 , 0 gemäß Tabelle in Figur 15 und Tabelle 1. Die Schaltzustände der Brückenzweige werden gemäß Figur 16a mit 1 für +Udc und 0 für -Udc bezeichnet. Die Summe der Werte der Schaltzustände der Wechselrichter für eine Phase muss gleich dem Wert des Ausgangszustands dieser Phase sein.
Der Schaltzustandsselektor setzt die Phasenausgangszustände in die Phasenschaltzustände der vier 2-Level Wechselrichter WR1 bis WR4 um. Der sich aus redundanten Phasenschaltzuständen ergebende Freiheitsgrad wird im Schaltzustandsselektor zur Betragsminimierung einer Regelungsgröße genutzt. In den folgenden Ausführungsbeispielen werden die Schaltzustände nur für die Phasen neu berechnet, bei denen sich auch der Ausgangszustand ändert. Die Phasenschaltzustände der Phasen, bei denen kein Wechsel des Phasenausgangszu- Stands erfolgt, bleiben unverändert. Die einzelnen Phasenströme werden mittels der Strommesseinrichtungen SM1 bis SM4 gemessen oder mit Hilfe des Systemmodells vorausberechnet.
In den nachfolgenden Ausführungsbeispielen werden die Phasen U, V, W gleich behandelt; der Übersicht halber werden in den Figuren 21 , 22, 24, 25 und 26 nur die Phase U dargestellt.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor gemäß Figur 21 stellt eine Phasenstrombegrenzungsregelung der Phasenströme der einzelnen Wechselrichter WR1 bis WR4 dar. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA. Diese Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA hat als Eingang den Regelungsgrö- ßenistwertvektor Rl, bestehend aus den Regelungsgrößenistwerten für die vier Wechselrichter WR1 bis WR4. Im Ausführungsbeispiel ist der Regelungsgrößen istwertvektor Rl der Phasenstrom der vier Wechselrichter jeweils in den Phasen U, V, W; in Phase U die Phasenströme ii,u- --Ϊ4,u, in Phase V die Phasenströme ii,v- --i4,v und in Phase W die Phasenströme ii,w-Ϊ4,w> im weiteren Verlauf auch als Stromistwertvektor der Phase U,V oder W bezeichnet. Die Einheit ZA wählt den Phasenschaltzustand entsprechend Tabelle 1 so aus, dass hohe Phasenströme verringert und niedrige Phasenströme erhöht werden.
Ist nach einer Änderung des Phasenausgangszustands der Phasenausgangszu- stand in einer Phase auf 0 oder 4 gewechselt, werden die Brückenschaltzustände der vier Wechselrichter WR1 bis WR4 derselben Phase entsprechend alle auf 0 bzw. 1 gesetzt; es ist keine direkte Einflussnahme der Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA mög- lieh. Ist der Phasenausgangszustand auf 1 gewechselt, werden der Brücken- schaltzustand des Wechselrichters mit dem kleinsten Phasenstrom in der vom Wechsel betroffenen Phase auf 1 und die Brückenschaltzustände der Wechselrichter mit einem größeren Regelungsgrößenistwertvektor Rl auf 0 gesetzt. Ist der Phasenausgangszustand auf 2 gewechselt, werden die Brückenschaltzu- stände der Wechselrichter mit den beiden kleinsten Phasenströmen in der vom Wechsel betroffenen Phase auf 1 und die mit den beiden größten Regelungsgrößenistwertvektor Rl auf 0 gesetzt. Ist der Phasenausgangszustand auf 3 gewechselt, werden die Brückenschaltzustände mit den drei kleinsten Phasenströmen in der vom Wechsel betroffenen Phase auf 1 und der mit dem größten Regelungsgrößenistwertvektor Rl auf 0 gesetzt. Entsprechend Tabelle 1 steigt für die Phasenausgangszustände 1 ,2 und 3, bedingt durch den Kreisstrom, der
Phasenstrom in den Wechselrichtern mit dem Brückenschaltzustand 1. In den Wechselrichtern hingegen mit Brückenschaltzustand 0 sinkt der Phasenstrom.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor mit Kreisstromregelung ist in Figur 22 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt den Kreisstrom in einer Phase. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR für den Regelungsgrößenistwertvektor Rl. Im Berechnungsblock BR wird der Regelungsgrößenistwertvektor Rl aus den Phasenströme ii,u- ■ -Ϊ4,u für Phase U, aus den Phasenströme h,v...i4,v für Phase V und aus den Phasenströme ii,w-Ϊ4,w für Phase W berechnet. Im Ausführungsbeispiel ist der Regelungsgrößenistwertvektor Rl die Abweichung der Phasenströme gleicher Phase der vier Wechselrichter WR1 bis WR4 vom Durchschnitt des Phasenstroms derselben Phase der Wechselrichter. Das entspricht dem Kreisstromanteil des Phasenstroms eines Wechselrichters. Die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA bestimmt den Phasenschaltzustand, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt.
Das Ausgangsspektrum als Ergebnis der Realisierung gemäß Figur 22 mit einer raumzeigerbasierten Multilevelmodulation ist in Figur 23 aufgezeigt. Es ist ein Kreisstrom zu erkennen, der einen Spitzenwert von 500A erreicht.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor mit Gleichtaktstromregelung ist in Figur 24 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt den Gleichtaktstrom der vier Wechselrichter WR1 bis WR4. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR für den Regelungsgrößenistwertvektor Rl. Im Berechnungsblock BR wird der Regelungsgrößenistwertvektor Rl aus den Phasenströme ii,u- ■ -Ϊ4,u, ii,v- --i4,v und ii,w- --i4,w berechnet. Im Ausführungsbeispiel ist der Regelungsgrößenistwertvektor Rl die Summe der
Phasenströme eines Wechselrichters. Die Einheit zur Zuordnung des Phasen- ausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA bestimmt den Phasenschaltzustand, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor ist in Figur 25 darge- stellt. Der Schaltzustandsselektor regelt auf eine zusammengesetzte Regelungsgröße. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt, einem Berechnungsblock BR2, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 22 ausgeführt, und einem Berechnungsblock BR3, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 24 ausgeführt. Es werden die beiden Ausgangsvektoren der Berechnungsblocks zusammen mit einem Regelungsgrößenistwertvektor Rl , wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt, als Eingänge für einen zusätzlichen Rechenblock KG verwendet. Dieser bildet die Gewichtete Summe der Quadrate der einzelnen Eingangsvektorelemente unter Berücksichtigung aller relevanten Vorzeichen:
Rlnp = SIGN(RI1np ) G1 RI1n P 2 +SIGN(RI2np ) G2 RI2n p2 +SIGN(RI3n p ) G3 RI3n p2
Über die Einheit „Gewichte" wird die Empfindlichkeit des Schaltzustandsselektors für die einzelnen Reglungsgrößen bestimmt. Die Quadrierung kann auch durch eine andere mathematische Funktion ersetzt werden. Der Ausgang des zusätzlichen Rechenblocks KG liefert den Regelungsgrößenistwertvektor Rl für die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA.
Ein Ausführungsbeispiel für einen Schaltzustandsselektor mit Grenzwertüberwa- chung ist in Figur 26 dargestellt. Der Schaltzustandsselektor regelt den Kreisstrom in einer Phase, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 22 ausgeführt. Der Schaltzustandsselektor besteht aus einer Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 21 ausgeführt, und einem Berechnungsblock
BR, wie bereits im Ausführungsbeispiel zu Figur 22 ausgeführt. Zusätzlich werden die Beträge der Elemente des Regelungsgrößenistwertvektors Rl für die Phasen U, V, W von einem Grenzwertkomparator GK überwacht. Überschreitet ein Element des Regelungsgrößenistwertvektors Rl einen an den Grenzwert- komparator GK ausgegebenen Grenzwert oder gibt der Modulator ein Phasen- schaltzustandsänderungssignal, wird an die Einheit zur Zuordnung des Phasen- ausgangszustands zu dem Phasenschaltzustand einer Phase ZA ein Phasen- schaltzustandsänderungssignal ausgegeben. Die logische Oder-Verknüpfung findet in der Einheit v statt.. Die Einheit zur Zuordnung des Phasenausgangszu- Stands wiederum berechnet daraufhin einen neuen Phasenschaltzustand für die Phase der Grenzwertüberschreitung und gibt diesen neuen Phasenschaltzustand aus.
Das Ausgangsspektrum als Ergebnis der Realisierung gemäß Figur 26 ist in Figur 27 dargestellt. Im Gegensatz zum Verfahren nach Figur 22 ist der Kreis- ström hier auf 200A begrenzt. Aus dem Kurvenverlauf ist erkennbar, dass bei Erreichen von 200A ein Schaltzustand gewählt wird, der den Kreisstrom reduziert. Durch den zusätzlichen Schaltvorgang zur Begrenzung des Kreisstromes fallen zusätzliche Schaltverluste an. Ein Ausführungsbeispiel für eine zweiphasi- ge Topologie, wie in Figur 28 dargestellt, nutzt einen Schaltzustandsselektor, wie er in den Ausführungsbeispielen zu den Figuren 21 oder 22 beschrieben ist. Ein trägerbasierter Mehrlevelmodulator, im Ausführungsbeispiel ein 3-Level Modulator, erzeugt die Phasenausgangszustände entsprechend der Referenzsignale der Sollspannungsvorgabe der jeweiligen Phase. Die in den Ausführungsbeispielen zu den Figuren 21 und 22 beschriebenen Schaltzustandsselektoren bestimmen den Phasenschaltzustand nur mit Hilfe der Phasenströme derselben Phase. Damit lassen sich diese Schaltzustandsselektoren auch auf ein-, zwei- oder mehrphasige Systeme übertragen. Eine Grenzwertüberwachung wie im Ausführungsbeispiel zu Figur 26 ist ebenso möglich.