DE10326077A1 - Verfahren in Verbindung mit Umrichterbrücken - Google Patents

Verfahren in Verbindung mit Umrichterbrücken

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Abstract

Verfahren in Verbindung mit parallel geschalteten Umrichterbrücken, wobei die Umrichterbrücken direkt parallel geschaltet sind und unabhängig aufgrund von Stellgrößen gesteuert werden, welches Verfahren einen Schritt aufweist, bei dem die Umrichterbrücken gesteuert werden, einen Ausgangsschaltvektor aufgrund der Stellgrößen zu erzeugen, die Größe einer Gleichtaktstromkomponente der Umrichterbrücken bestimmt wird und ein während der Regelung als Schaltvektor zu verwendender Nullvektor aufgrund des Vorzeichens der Gleichtaktstromkomponente gewählt wird, um Gleichtaktstrom der Umrichterbrücken zu minimieren.

Description

    HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren in Verbindung mit parallel geschalteten Umrichterbrücken, wobei die Umrichterbrücken direkt parallel geschaltet sind und unabhängig aufgrund von Stellgrößen gesteuert werden, welches Verfahren einen Schritt aufweist, bei dem die Umrichterbrücken gesteuert werden, einen Ausgangsschaltvektor aufgrund der Stellgrößen zu erzeugen.
  • Bei modernen elektrischen Antrieben werden mit IGB-Transistoren implementierte Umrichterbrücken sowohl als Motorumrichter als auch als Netzumrichter verwendet. Netzumrichter werden typisch dann verwendet, wenn der Antrieb Vier-Quadrant-Betrieb haben soll. Der Leistungsbereich von in Verwendung stehenden Umrichtern ist umfangreich, wobei er von einigen Dutzenden Kilowatt bis zu mehreren Megawatt variiert. Obwohl die Strom- und Spannungsbelastbarkeiten von IGB-Transistoren ständig gewachsen sind, müssen Leistungsstufen bei hohen Leistungen weiterhin parallel geschaltet werden, um die Strombelastbarkeit von Transistoren sicherzustellen. Es kann sich auch um eine redundante Parallelschaltung handeln, die auf die Verbesserung der Verwendbarkeit des elektrischen Antriebes und die Sicherung der Kontinuität der Operation zielt, auch wenn eine einzelne Umrichterbrücke oder einige Umrichterbrücken beschädigt werden.
  • Mit dem Prinzip der direkten Drehmomentregelung (DTC) geregelte Umrichterbrücken konnte man früher in Motor- und Netzumrichteranwendungen parallel schalten, indem in Fig. 1 dargestellte synchrone Transistorsteuerung eingesetzt wird, d. h. indem die von einer Steuerkarte gegebenen Schalteranweisungen für alle parallele Leistungsstufen kopiert werden. Dabei müssen die elektrischen Eigenschaften der zu verwendenden Halbleiterleistungsumschalter möglichst gleich sein, so dass sich die Ströme gleichmäßig zwischen den parallelen Transistoren verteilen würden. Es ist oft schwierig und aufwendig, ausreichend gleiche Komponenten zu finden. Falls die Steuerkarte 1 ausserdem beschädigt wird, funktioniert das System nicht mehr. Deshalb ist es auch unmöglich, eine redundante Parallelschaltung mit dem in Fig. 1 gezeigten Prinzip auszuführen. Ein weiterer Nachteil der Lösung ist, dass völlig modulares Design des Systems nicht möglich ist.
  • Im Falle von Netzumrichtern ist eine andere Alternative gewesen, dass galvanische Trennung, d. h. ein Speisetransformator mit mehreren dreiphasigen Sekundärwicklungen, auf der Seite eines speisenden Wechselstromnetzes wie in Fig. 2 eingesetzt wird. Ein solcher Speisetransformator ist aber eine teure und große gesonderte Komponente.
  • Ein der Fig. 2 entsprechendes Verfahren ist bei Motoranwendungen die Verwendung eines Motors, der eine den parallelen Motorumrichtereinheiten entsprechende Anzahl dreiphasiger Statorwicklungen aufweist. Die galvanische Trennung der Lösung benötigt somit einen Motor mit Spezialkonstruktion, der somit teuer ist. Es ist ökonomisch nicht sinnvoll, die redundante Parallelschaltung anhand der Lösung nach Fig. 2 auszuführen, da jede Einheit je nach der Anwendung entweder ihre eigenen Sekundärwicklungen im Speisetransformator oder Statorwicklungen im Motor benötigt.
  • Die Veröffentlichung Ogasawara S., Takagaki J., Akagi H., Nabae A., "A Novel Control Scheme of a Parallel Current Controlled PWM Inverter", IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 28, No. 5, September/October, 1992, Seiten 1023-1030, offenbart ein auf der Verwendung von Stromausgleichdrosseln basierendes Parallelschaltungsverfahren für Motorumrichter, das jedoch in Verbindung mit direkter Drehmomentregelung nicht angewandt worden ist.
  • Die Veröffentlichung Ye Z., Boroyevich D., Choi J-Y., Lee F. C., "Control of Circulating Current in Parallel Three-Phase Boost Rectifiers", Record of APEC 2000 Conference, Vol. 1, 2000, Seiten 506-512, offenbart ein Verfahren, das Ausgleichstrom für einen Pulsbreitenmodulator (PWM) anwendende parallel geschaltete Umrichterbrücken regelt, welches Verfahren jedoch in Verbindung mit DTC-Regelung nicht anwendbar ist.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Dieser Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zustande zu bringen, das die oben genannten Nachteile vermeidet und die direkte Parallelschaltung von direkte Drehmomentregelung anwendenden Umrichterbrücken mit Spannungszwischenkreisen ohne zusätzliche passive Komponenten, galvanische Trennung oder synchrone Steuerung von Leistungsumschaltern ermöglicht. Diese Aufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes Verfahren erreicht, das dadurch gekennzeichnet ist, dass das Verfahren auch Schritte aufweist, wobei die Größe einer Gleichtaktstromkomponente der Umrichterbrücken bestimmt wird und ein während der Regelung als Schaltvektor zu verwendender Nullvektor aufgrund des Vorzeichens der Gleichtaktstromkomponente gewählt wird, um Gleichtaktstrom der Umrichterbrücken zu minimieren.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren basiert auf der Idee, dass indem der bei der Steuerung der Umrichterbrücken zu verwendende Nullvektor aus zwei möglichen Vektoren gewählt wird, kann der Gleichtaktstrom minimiert werden.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht völlig modulares Design und Herstellung von Umrichterbrücken und es kann bei Parallelschaltungen von Netzumrichtern und Motorumrichtern angewandt werden.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird eine über parallel geschaltete Umrichterbrücken und ihren gemeinsamen Gleichspannungszwischenkreis zirkulierende Gleichtaktstromkomponente, d. h. Ausgleichstrom, aktiv geregelt. Wegen des Verfahrens werden keine speziellen Steuer- oder Filterlösungen oder Speisetransformatoren oder Motoren mit Spezialkonstruktionen zur Parallelschaltung der Umrichterbrücken benötigt. Indem das erfindungsgemäße Verfahren angewandt wird, wird die Kurvenform der Ströme der einzelnen Umrichter durch die Parallelschaltung der Umrichterbrücken nicht wesentlich beeinträchtigt. Auch die von Kreisströmen verursachten Strombelastungen der Transistoren sind kontrollierbar.
    • KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
  • Im folgenden wird die Erfindung im Zusammenhang mit vorteilhaften Ausführungsformen in Bezug auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen
  • Fig. 1 und 2 Lösungen nach dem bekannten Stand der Technik;
  • Fig. 3 einen Hauptstromkreis von zwei parallel geschalteten Netzumrichtern;
  • Fig. 4 einen Ersatzstromkreis des Systems der Fig. 3 für Gleichtaktstrom; und
  • Fig. 5 eine optimale Schalttabelle, die bei einem auf direkter Drehmomentregelung basierenden Verfahren angewandt wird.
    • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • Fig. 3 zeigt ein Hauptstromkreisbild einer Vorrichtung, die das erfindungsgemäße Verfahren implementierent. In dieser Figur sind zwei Umrichterbrücken parallel geschaltet, und beide Umrichterbrücken werden mit einer gesonderten in der Figur nicht dargestellten Steuereinheit gesteuert. Fig. 3 zeigt zwei parallel geschaltete Umrichterbrücken, aber die Erfindung kann auch in Verbindung mit mehreren parallel geschalteten Umrichterbrücken angewandt werden. Ausserdem ist die in Fig. 3 gezeigte Parallelschaltung insbesondere als Netzumrichter dargestellt, der die Übertragung der Leistung sowohl zu einer Last Lo, die direkt mit einem Gleichspannungszwischenkreis udc in der Figur verbunden ist, als auch zu einem speisenden Netz Ne, das in der Figur in Form von drei sterngeschalteten Spannungsquellen dargestellt wird, ermöglicht. Fig. 3 zeigt auch Resistanzen R1, R2 und Induktanzen L1, L2, die zum Hauptstromkreis der Umrichter gehören. Diese Resistanzen und Induktanzen können zum Beispiel elektrische Eigenschaften von in Verbindung mit den Netzumrichtern zu verwendenden Netzfiltern sein.
  • Um das erfindungsgemäße Verfahren zu verstehen, soll die in Fig. 3 illustrierte Parallelschaltung mathematisch betrachtet werden. Für einen Umrichter kann eine phasenspezifische Schaltfunktion swi bestimmt werden, worin


  • Dabei können ein Raumvektor, d. h. ein Schaltvektor sw, und eine Nullkomponente sw0 der Schaltfunktion anhand von folgenden Gleichungen gerechnet werden:


  • Ein Spannungsvektor u des Umrichters und eine Nullkomponente u0 der Spannung können jetzt mittels des Schaltvektors und dessen Nullkomponente sowie mittels der Gleichspannung udc des Zwischenkreises dargestellt werden


  • Aufgrund der Gleichungen (2) bis (5) können für jede Schalterkombination des Umrichters ein entsprechender Schaltvektor sw, eine Nullkomponente sw0 des Schaltvektors, ein Spannungsvektor u des Umrichters sowie eine Nullkomponente u0 der Spannung gerechnet werden. Tabelle 1 zeigt die Werte der Schaltvektoren und der Nullkomponenten der Schaltvektoren, wenn verschiedene Schalterkombinationen eingesetzt werden. Die Tabelle zeigt, dass die Nullkomponente des Schaltvektors und somit auch die Nullkomponente der Umrichterspannung vier verschiedene Werte, d. h. -1/2, -1/6, 1/6 und 1/2 erhalten können. Die Amplitude der Nullkomponente ist am höchsten, wenn der Spannungsvektor u 0 oder u 7 geschaltet wird, wobei die Amplituden der Nullkomponente sw0 gemäß der Tabelle 1 -1/2 und 1/2 sind. Tabelle 1

  • Phasenspezifische Spannungsgleichungen der in Fig. 3 dargestellten Parallelschaltung von zwei Umrichterbrücken sind


    und unter Verwendung von Markierungen der Fig. 3 wird für die Nullkomponente i0 des Ausgleichstroms, d. h. der Ströme der Umrichterbrücken, die folgende Gleichung erhalten:


    worin sich die Indizes 01 und 02 auf die Gleichtaktstromkomponenten des oberen und des unteren Umrichters beziehen.
  • Die phasenspezifischen Schaltfunktionen können als Summe des Differential- und Gleichtaktteils dargestellt werden


    worin die Summe der Differentialkomponenten null ist, d. h. sw '|a + sw '|b + sw '|c = 0.
  • Wenn weiterhin die Hälften der Gleichungen (6) bis (8) teilweise zusammengerechnet werden und die Gleichungen (9) und (10) berücksichtigt werden, wird für das Nullsystem der Parallelschaltung der Fig. 3 das folgende Modell erhalten:


  • Ein der Gleichung 11 entsprechender Ersatzstromkreis für das Nullsystem wird in Fig. 4 dargestellt. Der Ersatzstromkreis der Fig. 4 gilt auch für einen Netzfilter des LCL-Typs. Dabei ist L1 der Gleichung (11) und der Fig. 4 die Summe der Induktanzen des LCL-Filters des Umrichters 1 und dementsprechend ist L2 die Summe der Induktanzen des LCL-Filters des Umrichters 2. Die mit einem Dreieck oder einem schwebenden Sternpunkt gekoppelten Kondensatoren wirken nicht auf das Nullsystem, weil sie bekanntermaßen keinen Weg für Gleichtaktstrom bilden.
  • Bei dem auf direkter Drehmomentregelung basierenden Regelverfahren werden zum Bilden von Ausgangsspannungsanweisungen des Umrichters eine optimale Schalttabelle und die für diese Tabelle erforderlichen Logikvariablen wie in Fig. 5 ausgenutzt. Die optimale Schalttabelle 51 ist eine Tabelle, die für jede verschiedene Kombination von ankommenden Logikvariablen Information darüber enthält, wie die Ausgangsspannungen des Umrichters gebildet werden müssen. Die Logikvariablen κ, φ, τ werden gebildet, indem die geschätzten Istwerte mit Referenzgrößen verglichen werden. Block 54 der Fig. 5 ist ein Sektorwähler, der den Positionswinkel des geschätzten Flussvektors bestimmt und die Logikvariable κ als sein Ausgang erzeugt. Der geschätzte Flussvektor ist in Fig. 5 in seiner Komponentenform ψx, ψy dargestellt. Der Wert der Variable κ verändert sich, wenn der Flussvektor von einem Kreissektor bis zum anderen übergeht. Im gezeigten Fall kann die Logikvariable κ des Sektorwählers sechs verschiedene Werte haben, wobei der Flusskreis dementsprechend in sechs verschiedene Sektoren aufgeteilt ist.
  • Die Größe des Statorwicklungsflusses einer elektrischen Maschine wird durch die Logikvariable φ beeinflusst. Die Variable kann zwei verschiedene Werte erhalten, die das Bedürfnis zum Steigern oder Vermindern der Größe des Flusses darstellen. Als sein Eingang erhält der das Bedürfnis zum Verändern der Flussgröße schätzende Block 52 eine Referenzgröße φref, die den Istwert ψ der Größe des Statorwicklungsflusses im Verhältnis zum erwünschten Flusswert ψref darstellt. Dementsprechend kann die Logikvariable τ drei verschiedene Werte erhalten. Die Variable τ stellt das Bedürfnis zum Steigern, Vermindern oder Behalten eines von einer elektrischen Maschine erzeugten Drehmoments dar. Als sein Eingang erhält der das Bedürfnis zum Verändern des Drehmoments schätzende Block 53 den Referenzwert τref des Drehmoments, der das Verhältnis des von der elektrischen Maschine erzeugten Drehmoments te zum erwünschten Drehmoment te,ref repräsentiert. Blöcke 52 und 53 fungieren also als Hysteresekomparatoren, die aufgrund eines ankommenden Signals das Bedürfnis zum Verändern ihres Ausgangszustands bestimmen. Die drei vorgenannten Logikvariablen κ, φ, τ werden in einer optimalen Schalttabelle positioniert, die den Schaltvektor des Umrichters aufgrund der besagten Variablen bestimmt.
  • Die oben genannten Variablen der optimalen Schalttabelle sind im Zusammenhang mit einem Motorumrichter dargestellt worden, wobei die Last des Umrichters aus einem Motor besteht. Dabei ist für den Motor ein elektrisches Modell gebildet, aufgrund dessen die oben genannten Istwerte geschätzt werden können. Die einzige direkte Messung des Prozesses ist bei den auf direkter Drehmomentregelung basierenden Verfahren die Bestimmung der Stromgröße.
  • Wenn es sich um einen Netzumrichter handelt, können die Eigenschaften eines speisenden Netzes als Größen der optimalen Schalttabelle in einer an sich bekannten Weise eingesetzt werden. Ein rechnerischer Wicklungsflussvektor eines Netzumrichters kann dann mittels eines folgenden Spannungsintegrals gerechnet werden:

    ψ = ∫u dt, (12)

    und das zu einer zu übertragenden Leistung proportionale Drehmoment kann anhand des Kreuzprodukts des durch die Messung bestimmten Flussvektors und des Wicklungsflussvektors gerechnet werden:

    te = |ψ × i|. (13)
  • Die Drehmomentreferenz te,ref kann aufgrund des Unterschieds zwischen der beispielsweise mittels eines Zwischenkreisspannungsreglers gemessenen Zwischenkreisspannung und der Zwischenkreisreferenz erzeugt werden.
  • Die Referenz ψref des Absolutwerts des Wicklungsflusses wird zum Beispiel anhand eines Blindleistungsreglers gebildet, indem die geschätzte Blindleistung qest und die Blindleistungsreferenz qref verglichen werden. In Verbindung mit Netzumrichtern wird typisch ein Tiefpassfilter zwischen dem Umrichter und dem Netz verwendet. Wenn es sich um ein Filter des L-Typs handelt, kann zum Schätzen der Blindleistung die folgende Gleichung eingesetzt werden:

    qest = (ψ v × i)ω, (14)

    worin ω die der Grundwelle des Netzes entsprechende elektrische Winkelfrequenz ist und ψ v der Wicklungsflussvektor des Netzes ist. Der Wicklungsflussvektor des Netzes wird anhand der Gleichung

    ψ v = ψ - Li, (15)

    geschätzt, worin L die Induktanz des Netzfilters ist.
  • Anhand der dargestellten Gleichungen (12) bis (15) können die Netzeigenschaften derart bestimmt werden, dass es einfach ist, das auf direkter Drehmomentregelung basierende Verfahren auch im Zusammenhang mit einem Netzumrichter zu verwenden.
  • Nach dem Verfahren der Erfindung werden parallel geschaltete Umrichterbrücken unabhängig aufgrund von Stellgrößen gesteuert, wobei das Verfahren Schritte aufweist, bei denen die Umrichterbrücken gesteuert werden, aufgrund der Stellgrößen einen Ausgangsschaltvektor zu erzeugen. Wie es oben veranschaulicht wurde, wird der Ausgangsschaltvektor, der einer bestimmten Schaltkombination von Schaltern der Umschalterbrücke entspricht, aufgrund einer optimalen Schalttabelle gebildet. Tabelle 1 stellt die denkbaren Schalterkombinationen in Verbindung mit einem dreiphasigen System dar. Demnach sind acht Schaltvektoren möglich. Zwei von diesen acht Schaltvektoren sw erhalten den Wert null, und diese zwei Vektoren werden auch als Nullvektoren bezeichnet. Gemäß Tabelle 1 entsprechen die Spannungsvektoren u 0 und u 7 des Umrichters den Nullvektoren. Wie aus der Tabelle zu ersehen ist, werden dabei alle Schalter der Brücke entweder auf die positive Spannung (u 7) oder auf die negative Spannung (u 0) des Spannungszwischenkreises geschaltet. Da die Schalterpaare auf in Fig. 3 gezeigte Weise einen Phasenausgang eines Umrichters bilden, sind die Umrichterphasen in besagten Fällen kurzgeschlossen und der durch die Differentialspannung erzeugte Strom fährt nicht über den Zwischenkreis. Der Gleichtaktstrom kann dagegen über den Gleichspannungszwischenkreis fahren, falls sich die Gleichtaktspannungen der parallelen Umrichterbrücken voneinander unterscheiden, da die parallel geschalteten Umrichterbrücken für ihn einen schließenden Stromweg gemäß Fig. 3 bilden.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird die Größe des Gleichtaktstroms der Umrichterbrücken bestimmt. Sie wird vorteilhaft derart bestimmt, dass die Größe der Ströme der Phasen der Brücken gemessen wird. Wenn sich die Summe der Phasenströme von null unterscheidet, fliesst Gleichtaktstrom. In einem dreiphasigen System, z. B. einem Motor, wird Spannung normalerweise dem Motorstator zugeführt, wo die anderen Enden der Wicklungen miteinander gekoppelt sind. Dabei ist die Summe der Phasenströme null, falls die kapazitiven Ableitströme nicht berücksichtigt werden. In einem solchen Fall ist die Messung des Stroms von zwei Phasen nicht ausreichend, um den Strom einer dritten Phase zu bestimmen. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren müssen die Phasenströme derart bestimmt werden, dass der Strom jeder Phase gesondert gemessen wird.
  • Gleichtaktstrom kann also bestimmt werden, indem die Phasenströme summiert werden. Eine andere Alternative zum Bestimmen der Größe des Gleichtaktstroms ist, einen gesonderten Stromtransformator zu bilden, dessen Primärkreis aus allen Umrichterphasen besteht. Dabei wird aufgrund eines Sekundärteils eines solchen Transformators die Größe des Summenstroms, d. h. des Gleichtaktstroms, erhalten. Eine dritte Alternative zum Bestimmen der Größe des Gleichtaktstroms ist, den Strom von zwei Phasen und die Ströme der Schienen des Gleichspannungszwischenkreises entweder getrennt oder zusammen unter Verwendung ihres gemeinsamen Stromtransformators zu messen.
  • Wie oben dargestellt und aus Fig. 5 ersichtlich ist, wird aufgrund der Logikvariable τ die Wahl getroffen, ob ein das Drehmoment (im Zusammenhang mit einem Motorumrichter) oder die Spannung des Zwischenkreises (im Zusammenhang mit einem Netzumrichter) steigernder, vermindernder oder behaltender Spannungsvektor auf den Umrichterausgang geschaltet wird. Falls die Variable τ den Wert 0 erhält, ist es nicht nötig, das Drehmoment in dem Moment zu steigern.
  • Wenn die vom Istwert und Sollwert des Drehmoments abhängige Logikvariable τ bei dem an sich bekannten, auf direkter Drehmomentregelung basierenden Verfahren den Wert 0 erhält, wird ein Nullvektor bei dem Umrichterausgang gewählt. Welcher von den beiden möglichen Nullvektoren gewählt wird, hängt vom vorherigen aktiven Vektor ab, so dass wenn der Nullvektor adaptiert wird, wird der Schalterzustand von nur einer Brücke verändert. Wenn die Spannungsvektoren auf in Tabelle 1 gezeigte Weise bestimmt werden, wird von den Spannungsvektoren u 1, u 3 und u 5 zum Nullvektor u 0 übergangen. Dementsprechend wird nach dem bekannten Regelverfahren von den Spannungsvektoren u 2, u 4 und u 6 zum Nullvektor u 7 übergangen.
  • Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein während der Regelung als Schaltvektor zu verwendender Nullvektor aufgrund des Vorzeichens der Gleichtaktstromkomponente gewählt, um Gleichtaktstrom der Umrichterbrücken zu minimieren. Hinsichtlich der Differentialgrößen sind die Nullvektoren gleichwertig, d. h. es ist für Wirkleistungs- und Blindleistungsübertragung unwichtig, welcher Nullvektor eingesetzt wird. Dagegen sind die mit verschiedenen Nullvektoren verbundenen Nullkomponenten der Umrichterspannung unterschiedlich, und ihre Amplituden sind wesentlich höher als die Nullkomponenten der anderen Spannungsvektoren, wie sich aus der obigen mathematischen Betrachtung ersehen lässt.
  • Tabelle 1 zeigt, dass die Amplituden der Nullkomponenten der parallelen aktiven Spannungsvektoren gleich hoch sind aber unterschiedliche Vorzeichen aufweisen. Bei dem herkömmlichen auf direkter Drehmomentregelung basierenden Verfahren werden beinahe gleich viele parallele aktive Spannungsvektoren pro einen Spannungssektor geschaltet. Dabei beträgt der durch die Spannungsvektoren verursachte Gleichtaktstrom durchschnittlich null. Somit kann die Wahl der Nullvektoren erfindungsgemäß auf den zwischen den Umrichterbrücken fahrenden Gleichtaktstrom wirken.
  • Der Gleichtaktstrom wird minimiert, falls der zu schaltende Nullvektor erfindungsgemäß aufgrund der Nullkomponente des Stroms, d. h. des Gleichtaktsstroms, folgendermaßen gewählt wird.
  • Wenn


  • Wenn der einzusetzende Nullvektor gemäß der Erfindung anhand der Gleichung (16) gewählt wird, erhält der Terminus (sw02 - sw01) der Gleichung (11) entweder den Wert +1 oder -1, abhängig vom Vorzeichen des Gleichtaktstroms des Umrichters. Dabei wird erfindungsgemäß der Ausgleichstrom i0 immer auf null geregelt, da der Ausgleichstrom und seine Ableitung gegensätzliche Vorzeichen haben. Dies kann demonstriert werden, indem (sw02 - sw01) = -1 in die Gleichung (11) eingefügt wird, wenn i0 in positiver Richtung, d. h. in Fig. 3 im Uhrzeigersinn, zirkuliert, und indem (sw02 - sw01) = 1 eingefügt wird, wenn die Zirkulationsrichtung von i0 negativ ist. Die Ergebnisse der Einfügungen können als eine Gleichung


    kombiniert werden, die ergibt, dass Ausgleichstrom anhand des erfindungsgemäßen Verfahrens immer auf null geregelt wird, wenn der zu schaltende Vektor gemäß der Gleichung (16) gewählt wird.
  • Die Erfindung ist oben im Zusammenhang mit einem auf direkter Drehmomentregelung basierenden Steuerverfahren beschrieben worden. Es ist jedoch klar, dass Umrichterbrücken anhand von vielen verschiedenen Verfahren gesteuert werden können. Die Erfindung kann in Verbindung mit einem solchen Verfahren angewandt werden, bei dem die Schalterstellung des Umrichterausgangs aufgrund von Steuervariablen gewählt wird und Umrichterbrücken parallel geschaltet sind. Dabei kann durch die erfindungsgemäße Wahl des Nullvektors die Größe der Gleichtaktkomponente des Stroms unabhängig vom eigentlichen Steuerverfahren der Umrichterbrücke minimiert werden.
  • Dem Fachmann ist es klar, dass die Grundidee der Erfindung auf viele verschiedene Weisen implementiert werden kann. Die Erfindung und ihre Ausführungsformen sind somit nicht auf die oben beschriebenen Beispiele beschränkt sondern können im Rahmen der Patentansprüche variieren.

Claims (3)

1. Verfahren in Verbindung mit parallel geschalteten Umrichterbrücken, wobei die Umrichterbrücken direkt parallel geschaltet sind und unabhängig aufgrund von Stellgrößen gesteuert werden, welches Verfahren einen Schritt aufweist, bei dem
die Umrichterbrücken gesteuert werden, einen Ausgangsschaltvektor aufgrund der Stellgrößen zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren auch Schritte aufweist, wobei
die Größe einer Gleichtaktstromkomponente der Umrichterbrücken bestimmt wird und
ein während der Regelung als Schaltvektor zu verwendender Nullvektor aufgrund des Vorzeichens der Gleichtaktstromkomponente gewählt wird, um Gleichtaktstrom der Umrichterbrücken zu minimieren.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Umrichterbrücken mit einem auf direkter Drehmomentregelung basierenden Verfahren gesteuert werden, bei dem
ein elektrisches Modell über die Last der Umrichterbrücken gebildet wird,
ein Wicklungsflussvektor aufgrund des elektrischen Modells geschätzt wird,
ein Drehmoment aufgrund des elektrischen Modells geschätzt wird, und
die Schaltvektoren der Umrichterbrücken aufgrund des Sollwerts des Drehmoments, des geschätzten Werts des Drehmoments, des Sollwerts des Absolutwerts des Wicklungsflussvektors und des geschätzten Wicklungsflussvektors bestimmt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Bestimmen der Größe der Gleichtaktstromkomponente einen Schritt aufweist, bei dem die Größe der Ströme von allen Phasen der Umrichterbrücken bestimmt wird, und die Größen der Ströme addiert werden, um die Größe des Gleichtaktstroms herauszufinden.
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