CN106059353B - 三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法 - Google Patents

三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法。首先对逆变器第k相输出负载电流ik、第k相飞跨电容电压VkCf与直流母线总电压2Vdc进行采样，通过纯比例控制器得到第k相所需的飞跨电容充电电流i'kCf，同时根据飞跨电容电压与中点电位控制的解耦约束条件得到所需的零序电压标幺值V0pu，由此计算出叠加在第k相调制波mk1上的调制波上偏移量Δmk2和调制波下偏移量Δmk3。依据mk2＝mk1+Δmk2与mk3＝mk1‑Δmk3得到的开关管S5与开关管S6调制波mk2、开关管S7与开关管S8调制波mk3，再通过载波移相调制方式来控制飞跨电容的充电放电过程，最终达到灵活控制飞跨电容电压而不影响三相逆变器中点电位平衡与输出电流的目的，实现了飞跨电容电压控制与中点电位控制解耦的良好效果，保证了逆变器运行的可靠性。

Description

三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法
技术领域
本发明涉及并网发电用逆变器技术领域,具体是一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法。
背景技术
在高压、大容量变流领域，多电平逆变器应用备受青睐，五电平逆变器进一步提升了逆变器电压输出水平，进一步降低了输出电压谐波含量。五电平有源中点箝位逆变器与其他五电平拓扑相比，具有中点电位平衡控制简单、飞跨电容数最少提升了稳定性、可利用较多的开关状态冗余控制电压平衡问题、减少了其他拓扑中对多个电容电压进行控制的复杂性等等诸多优势。
基于五电平有源中点箝位逆变器的诸多优良特点，现在已有应用此拓扑结构的逆变器产品问世，如ABB公司的ACS2000系列产品。为实现三相五电平有源中点箝位逆变器正常工作，一是保证三相飞跨电容电压的稳定：二是保证两个直流母线电容电压的稳定。
国内外很多相关研究也围绕三相五电平有源中点箝位逆变器展开。文献“A NovelSVPWM Algorithm for Five-Level Active Neutral-Point-Clamped Converter”，ZhanLiu,Yu Wang,Guojun Tan,Member,IEEE,Hao Li,and Yunfeng Zhang《IEEE Transactionson Power Electronics》,2016，31(5)，3859-3866(“一种基于有源中点箝位五电平逆变器的新型SVPWM控制算法的研究”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2016年第31卷第5期3859～3866页)，该文给出了一种改进空间矢量调制(SVPWM)策略应用于有源中点箝位五电平逆变器，是一种通过坐标变换的线电压坐标系SVPWM调制算法，减少对基本矢量的确定步骤和对应作用时间的求解过程，虽然简化了传统SVPWM调制算法，但实际应用很复杂，显然没有基于载波的调制方式简便易行。
文献“张航航,刘小刚,张新涛,等.有源中点箝位式(ANPC)五电平逆变器调制方法和飞跨电容电压控制策略研究[J].电源学报,2015,13(1):67-72,100.”文中通过一种参考波与三角载波比较的SPWM方法实现五电平输出，并控制充电因子将飞跨电容电压稳定在直流母线电压的1/4。其不足是：文中只针对飞跨电容电压控制为直流母线电压的1/4的情况做了研究，而并没有考虑基于SPWM控制飞跨电容电压是否破坏了逆变器中点平衡，也没有考虑飞跨电容电压控制为任意值对逆变器输出的影响。
文献“Capacitor Voltage Balancing of a Five-Level ANPC Converter UsingPhase-Shifted PWM”，Kui Wang,Member,IEEE,Lie Xu,Member,IEEE,Zedong Zheng,Member,IEEE,and Yongdong Li,Member,IEEE《IEEE Transactions onPowerElectronics》,2015，30(3)，1147-1156(“基于载波移相调制方法的五电平ANPC电容电压平衡控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第3期1147～1156页)，本文建立了直流母线中点电压的波动模型基础上提出一种基于零序电压注入的中点电压平衡控制算法。通过一种基于移相载波的方法较好的控制了飞跨电容电压，但这个控制飞跨电容电压方法存在不足之处：
1)采用文中方案可以实现飞跨电容电压的控制，但是另一方面，通过推导，从逆变器输出电压表达式可以看出，当且仅当飞跨电容电压为1/4直流母线电压时，逆变器输出的相电压才能保持不受影响，否则该方案会影响逆变器输出电压大小，影响了逆变器输出；
2)此外，采用本文献方案控制飞跨电容的同时还会对中性点电流产生影响，进而影响逆变器中点电位。故该文献所提控制方案并没有实现飞跨电容电压和中性点电流控制的完全解耦，可能会影响输出电压，进而导致输出电流畸变，影响逆变器的正常工作。
发明内容
本发明要解决的技术问题为针对现有技术中存在的三相五电平有源中点箝位逆变器的调制算法复杂且不便于实际的应用、飞跨电容电压的控制过程会影响逆变器正常输出、飞跨电容电压和中性点电流控制存在耦合的问题，提供一了种能够灵活控制飞跨电容电压同时不影响逆变器中点电位平衡与输出电流大小，以提高逆变器运行局部和整体可靠性的基于载波移相调制的飞跨电容电压控制方法。
为解决本发明技术问题，本发明提供了一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法。
本控制方法所涉及的三相五电平有源中点箝位逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为2Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2，电容C1正极连接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点，流过逆变器中点电流为i'knp，k＝a,b,c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相；单相拓扑中包含8只开关管，即开关管Si，i＝1,2,3......8，其中开关管S1、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管S6、开关管S4相串联，开关管S1发射极连接开关管S5集电极，开关管S5发射极连接开关管S7集电极，开关管S7发射极连接开关管S8集电极，开关管S8发射极连接开关管S6集电极，开关管S6发射极连接开关管S4集电极；开关管S1集电极连接电容C1正极，开关管S4发射极连接电容C2负极，开关管S7集电极与开关管S8发射极间并联飞跨电容Cf，飞跨电容Cf正极与开关管S7集电极相连，第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流为i'kCf，k＝a，b，c，第k相飞跨电容Cf电压为VkCf，k＝a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相；开关管S1发射极与逆变器中点间并联开关管S2，开关管S1发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S4集电极与逆变器中点间并联开关管S3，开关管S3发射极与开关管S4集电极相连，开关管S2发射极与开关管S3集电极都与逆变器中点相连，将开关管S7、开关管S8间的连接点引出作为逆变器每一相的输出端，第k相输出相电流为ik，k＝a，b，c，第k相输出相电压为Vko，k＝a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相；
本控制方法包括对逆变器各相电压、电流、直流母线总电压及飞跨电容电压的采样，其特征在于包括以下步骤：
步骤1，采集三相逆变器第k相输出相电流ik，k＝a，b，c，第k相输出相电压Vko，k＝a，b，c，第k相飞跨电容Cf电压VkCf，k＝a，b，c及直流母线总电压2Vdc,求得第k相飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu＝VkCf/Vdc，，k＝a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相；
步骤2，采用纯比例控制器来控制第k相飞跨电容Cf电压VkCf，k＝a，b，c，定义第k相纯比例控制器的输出量为i'kCf，k＝a，b，c，并用该输出量表示第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流，即第k相需要流过飞跨电容的充电电流为i'kCf，k＝a，b，c；
步骤3，根据步骤1中得到的第k相飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu，k＝a，b，c与步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'kCf，k＝a，b，c，求出第k相飞跨电容Cf瞬时充电功率PkCfpu＝VkCfpu·i’kCf，k＝a，b，c；
步骤4,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k＝a，b，c、输出相电压Vko，k＝a，b，c、飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu，k＝a，b，c和步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'kCf，k＝a，b，c，通过飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点电位的解耦约束条件，得到所需的零序电压标幺值V0pu；
步骤5，根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k＝a，b，c、步骤3中得到的第k相飞跨电容Cf瞬时充电功率PkCfpu，k＝a，b，c和步骤4得到的第k相所需零序电压标幺值V0pu，求得叠加在调制波mk1上的调制波上偏移量Δmk2＝PkCfpu/ik+V0pu，k＝a，b，c；
步骤6，根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik，k＝a，b，c、步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'kCf，k＝a，b，c和步骤5求得的调制波上偏移量Δmk2，求得调制波下偏移量为Δmk3＝i'kCf/ik-Δmk2，k＝a，b，c；
步骤7，先对第k相原始调制波mk进行如下变换得到调制波mk1，
当0＜mk≤1时，得mk1＝mk；
当-1≤mk≤0时,得mk1＝mk+1，k＝a，b，c；
再根据步骤5得到的调制波上偏移量Δmk2求得第k相开关管S5与开关管S6调制波mk2＝mk1+Δmk2；根据步骤5得到的调制波下偏移量Δmk3求得第k相开关管S7与开关管S8调制波mk3＝mk1-Δmk3；原始调制波mk作为第k相开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的调制波；
步骤8，定义幅值[0,1]的高频三角载波为Tr1，定义与Tr1幅值频率相同、相位相差180度的三角载波为Tr2；
当0＜mk≤1时，开关管S1与开关管S3同时开通，开关管S2与开关管S4同时关断；将步骤7得到的mk2与Tr1比较，当mk2≥Tr1时，开关管S5开通、开关管S6关断；将步骤7得到的mk3与Tr2进行比较，当mk3≥Tr2时，开关管S7开通、开关管S8关断；
当-1＜mk≤0时，开关管S1与开关管S3同时关断，开关管S2与开关管S4同时开通；将步骤7得到的mk2与Tr1比较，当mk2＜Tr1时，开关管S5关断、开关管S6开通；将步骤7得到的mk3与Tr2进行比较，当mk3＜Tr2时，开关管S7关断、开关管S8开通。
作为三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法的进一步改进：
优选地，步骤2中所采用的纯比例控制器的输出表达式为
i'kCf＝KpCf(VkCfrefpu-VkCfpu)，k＝a，b，c
其中，i'kCf，k＝a，b，c为第k相飞跨电容Cf所需的充电电流；KPCf为纯比例控制器的比例参数；VkCfrefpu，k＝a，b，c为第k相给定的指令飞跨电容Cf电压值；VkCfpu，k＝a，b，c表示第k相飞跨电容Cf电压标幺值。
优选地，步骤4中飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点N电位的解耦约束条件为如下方程组：
其中，V0pu表示需叠加在第k相飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu，k＝a，b，c上的零序电压标幺值；ik，k＝a，b，c为第k相逆变器输出相电流；Vko，k＝a，b，c为开关管采用同一组调制波mk1的逆变器输出相电压，Δmk2为叠加在调制波mk1上的调制波上偏移量，Δmk3为叠加在调制波mk1上的调制波下偏移量，表示a，b，c三相表达式之和，sign(·)表示符号函数，定义为方程组中的第三个方程表示为了保证飞跨电容Cf电压的控制对输出电流和中性点电流都不产生影响，令逆变器中点电流i'knp，k＝a,b,c的波动量为零。
相对于现有技术，本发明的有益效果是：
1.在载波移相调制策略基础上，通过叠加零序偏移量，实现三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制，方法简单，便于工程应用。
2.采用纯比例控制器得到飞跨电容充电电流.控制三相飞跨电容电压为任意值的同时不影响三相逆变器输出电流，结构简单，控制效果精准。
3.解决了三相五电平有源中点箝位逆变器中点电位与飞跨电容电压控制中存在耦合的问题，在控制飞跨电容电压的同时不影响中点电位平衡。
附图说明：
图1是三相五电平有源中点箝位逆变器的单相拓扑结构示意图。
图2是本发明控制方法流程示意图。
图3是本发明a相拓扑的开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8的SPWM调制原理示意图。
图4是本发明仿真得到的三相原始调制波mk波形。
图5是本发明仿真得到的三相开关管S5与开关管S6调制波mk2波形。
图6是本发明仿真得到的三相开关管S7与开关管S8调制波mk3波形。
图7是本发明仿真得到的三相飞跨电容电压控制波形图。
图8是控制飞跨电容电压过程中的直流侧电容电压波形图。
图9是控制飞跨电容电压过程中的三相逆变器输出相电流波形图。
具体实施方式
下面结合说明书附图进行分析。
首先，对三相五电平有源中点箝位逆变器飞跨电容电压与中点电位控制存在的耦合问题进行如下定量推导。
由图1拓扑得到有源中点箝位五电平逆变器的数学模型与调制策略用如下表达式(1)表示：
其中，Vko,k＝a，b，c为第k相所有开关管采用同一组原始调制波mk的逆变器输出相电压；Vdc为直流母线总电压的1/2；ikCf,k＝a，b，c为第k相流过飞跨电容的电流；ik,k＝a，b，c为逆变器第k相输出相电流；iknp(k＝a，b，c)为第k相的逆变器中点电流；Sk1、Sk2和Sk3分别为第k相开关管S1、开关管S5、开关管S7的开关函数，若仅考虑其低频成分，为保证流过飞跨电容的平均电流为零，可令开关管S5、开关管S7的开关函数低频含量相等，令开关管S5、开关管S6、开关管S7、开关管S8的调制波为原始调制波mk,k＝a,b,c,其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相，上式可化简为表达式(2)：
为实现飞跨电容和中点电位平衡的主动控制，开关函数Sk1仍然采用低频调制模式，先对三相原始调制波mk进行如下变换得到调制波mk1，
当0＜mk≤1时，得mk1＝mk，
当-1≤mk≤0时,得mk1＝mk+1，k＝a，b，c，
设调制波上偏移量Δmk2，求得开关管S5与开关管S6调制波mk2＝mk1+Δmk2；设调制波下偏移量Δmk3，求得开关管S7与开关管S8调制波mk3＝mk1-Δmk3。
则根据该逆变器的数学模型和调制策略，并考虑飞跨电容电压实际值不为额定值的情况，综合上述结果可得到叠加偏移量之后的逆变器输出电压V'ko,k＝a,b,c、飞跨电容电流i'kCf,k＝a，b，c及中点电流i'knp,k＝a,b,c与第k相调制波上偏移量Δmk2、调制波下偏移量Δmk3的关系表达式如下：
其中，Vko,k＝a，b，c为第k相所有开关管采用同一组原始调制波mk的逆变器输出相电压；Δmk2为叠加在第k相调制波mk1上的调制波上偏移量；Δmk3为叠加在第k相调制波mk1上的调制波下偏移量；Vdc为母线总电压的1/2；ik,k＝a，b，c为逆变器第k相输出相电流；i'knp,k＝a,b,c为没有叠加偏移量的第k相逆变器中点电流，表示a，b，c三相表达式之和，sign(·)表示符号函数，定义为
1)当Δmk2＝Δmk3＝0
此时mk2＝mk3＝mk，代入上式可知逆变器输出电压、飞跨电容电流以及中点电流表达式与表达式(2)完全相同。故而只要Sk2和Sk3开关函数采用相同的调制波(1/-1电平两种模式作用时间相等)，飞跨电容电压值本身的大小并不会影响逆变器输出电压的基波成分，也不会影响流过飞跨电容或者中性点的电流。
2)当Δmk2＝Δmk3＝Δmk≠0
此时mk2≠mk3，即Sk2和Sk3开关函数采用不同的调制波产生，或者说1/-1电平两种模式的作用时间不相等。将此条件带入式(3)可得表达式(4)：
从飞跨电容电流表达式可以看出，采用该方案可实现其电压的控制，这正是文献“Capacitor Voltage Balancing of a Five-Level ANPC Converter Using Phase-Shifted PWM”，Kui Wang,Member,IEEE,Lie Xu,Member,IEEE,Zedong Zheng,Member,IEEE,and Yongdong Li,Member,IEEE《IEEE Transactions on PowerElectronics》,2015，30(3)，1147-1156(“基于载波移相调制方法的五电平ANPC电容电压平衡控制”，《IEEE学报-电力电子期刊》，2015年第30卷第3期1147～1156页)所采用的方案。但是另一方面，从逆变器输出电压表达式中可以看出，当且仅当飞跨电容电压为0.5Vdc时，逆变器输出的相电压才能保持不变，否则该方案会影响逆变器输出电压大小；
此外该方案还会对中点电流产生影响，进而影响中点电位。故而该文献所提控制方案并没有实现飞跨电容电压和中性点电流控制的完全解耦，可能会影响输出电压，进而导致输出电流畸变。显然，对于单相系统是无法实现两者的完全解耦的，但对于三相系统可以考虑叠加零序分量以保证飞跨电容电压的控制对输出电流和中性点电流都不产生影响。
为解决现有技术中存在的技术问题，本发明所采用的技术方案为：一种基于载波移相调制的不影响三相五电平有源中点箝位逆变器中点电位与输出电流的飞跨电容电压控制方法。
本控制方法所涉及的三相五电平有源中点箝位逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为2Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2，电容C1正极连接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点，流过逆变器中点电流为i'knp，k＝a,b,c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相，单相拓扑中包含8只开关管，即开关管Si，i＝1,2,3......8，其中开关管S1、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管S6、开关管S4相串联，开关管S1发射极连接开关管S5集电极，开关管S5发射极连接开关管S7集电极，开关管S7发射极连接开关管S8集电极，开关管S8发射极连接开关管S6集电极，开关管S6发射极连接开关管S4集电极；开关管S1集电极连接电容C1正极，开关管S4发射极连接电容C2负极，开关管S7集电极与开关管S8发射极间并联飞跨电容Cf，电容Cf正极与开关管S7集电极相连，第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流为i'kCf，k＝a，b，c，第k相飞跨电容Cf电压为VkCf，k＝a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相，开关管S1发射极与逆变器中点间并联开关管S2，开关管S1发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S4集电极与逆变器中点间并联开关管S3，开关管S3发射极与开关管S4集电极相连，开关管S2发射极与开关管S3集电极都与逆变器中点相连，将开关管S7、开关管S8间的连接点引出作为逆变器每一相的输出端，第k相输出相电流为ik，k＝a，b，c，第k相输出相电压为Vko，k＝a，b，c，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相。
本控制方法包括对逆变器各相电压、电流、直流母线总电压及飞跨电容电压的采样，采用的具体方法流程如图2所示，具体步骤以a相为例：
步骤1，对逆变器a，b，c三相输出相电流ia，ib，ic、a，b，c三相输出相电压Vao，Vbo，Vco、a相飞跨电容电压VaCf及直流母线总电压2Vdc进行采集,求出a相飞跨电容电压标幺值VaCfpu＝VaCf/Vdc。
步骤2，采用纯比例控制器来控制a相飞跨电容Cf电压VaCf，定义a相纯比例控制器的输出量为i'aCf，表示a相需要流过飞跨电容Cf的充电电流，其中
纯比例控制器的输出表达式为
i'aCf＝KpCf(VaCfrefpu-VaCfpu)，
其中，i'aCf为a相飞跨电容Cf所需的充电电流；KPCf为纯比例控制器的比例参数；VaCfrefpu为a相给定的指令飞跨电容Cf电压值；VaCfpu为a相飞跨电容Cf电压标幺值。
步骤3，根据步骤1中得到的a相飞跨电容Cf电压标幺值VaCfpu与步骤2中得到的a相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'aCf，求出a相飞跨电容Cf瞬时充电功率为PaCfpu＝VaCfpu·i'aCf。
步骤4,根据步骤1中得到的a，b，c三相输出相电流ia，ib，ic、a，b，c三相输出相电压Vao，Vbo，Vco、a相飞跨电容电压标幺值VaCfpu和步骤2中得到的a相需要流过飞跨电容的充电电流i'aCf，通过a相飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点电位的解耦约束条件，其中，
可得到叠加偏移量之后的逆变器a相输出电压V'ao、飞跨电容电流i'aCf，及逆变器a相中点电流i'anp与调制波上偏移量Δma2、调制波下偏移量Δma3的关系表达式如下：
其中，Vdc为母线总电压的1/2；i'aCf为a相飞跨电容所需的充电电流；ia为逆变器a相输出相电流；Vao为a相所有开关管采用同一组原始调制波ma的逆变器输出相电压；Δma2为叠加在a相调制波ma1上的调制波上偏移量；Δma3为叠加在a相调制波ma1上的调制波下偏移量；表示a，b，c三相表达式之和；sign(·)表示符号函数，定义为
将上述方程组的第一个方程中[Δma2Vdc-(Δma2+Δma3)VaCf]/Vdc定义为所需叠加在a相飞跨电容电压标幺值VaCfpu上的零序电压标幺值V0pu，为了保证a相飞跨电容电压的控制对输出电流和逆变器中点电流都不产生影响，需要满足下面条件：控制a相第三个方程的叠加偏移量之后的逆变器中点电流i'anp的变化量为零，即：
则a相的飞跨电容电压控制且不影响中点电位的解耦约束条件为如下方程组，由此方程组得到所需叠加的零序电压标幺值V0pu
其中，V0pu表示算法中需叠加在a相飞跨电容电压标幺值VaCfpu上的零序电压标幺值；i'aCf为a相飞跨电容所需的充电电流；ia为逆变器a相输出相电流；Vao为a相所有开关管均采用原始调制波ma的逆变器输出相电压；Δma2为叠加在调制波ma1上的调制波上偏移量；Δma3为叠加在调制波ma3上的调制波下偏移量；表示a，b，c三相表达式之和；sign(·)表示符号函数，定义为
步骤5，根据步骤1中得到a相输出相电流ia、步骤3中得到的a相飞跨电容瞬时充电功率PaCfpu和步骤4得到的所需零序电压标幺值V0pu求得叠加在调制波ma1上的调制波上偏移量Δma2＝PaCfpu/ia+V0pu；
步骤6，根据步骤1中得到a相的输出相电流ia和步骤2中得到的a相需要流过飞跨电容的充电电流i'aCf及上偏移量Δma2求得调制波下偏移量为Δma3＝i'aCf/ik-Δma2；
步骤7，先对a相原始调制波ma进行如下变换得到调制波ma1，当0＜ma≤1时，得ma1＝ma，当-1≤ma≤0时,得ma1＝ma+1；再根据步骤5得到的a相调制波上偏移量Δma2，求得逆变器a相开关管S5与开关管S6调制波ma2＝ma1+Δma2；根据步骤5得到的a相调制波下偏移量Δma3求得逆变器a相开关管S7与开关管S8调制波ma3＝ma1-Δma3；a相原始调制波ma作为a相开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的调制波；
步骤8，定义幅值[0,1]的高频三角载波为Tr1，定义与Tr1幅值频率相同、相位相差180度的三角载波为Tr2；
当0＜ma≤1时，a相开关管S1与开关管S3同时开通，a相开关管S2与开关管S4同时关断；将步骤7得到的ma2与Tr1比较，当ma2≥Tr1时，a相开关管S5开通、a相开关管S6关断；将步骤7得到的ma3与Tr2进行比较，当ma3≥Tr2时，a相开关管S7开通、a相开关管S8关断；
当-1＜ma≤0时，a相开关管S1与开关管S3同时关断，a相开关管S2与开关管S4同时开通；将步骤7得到的ma2与Tr1比较，当ma2≤Tr1时，a相开关管S5关断、a相开关管S6开通；将步骤7得到的ma3与Tr2进行比较，当ma3≤Tr2时，a相开关管S7关断、a相开关管S8开通。
a相开关管S5与开关管S6调制波mk2、开关管S7与开关管S8调制波mk3与两条移相三角载波SPWM调制原理示意图如图3所示。
同理，三相五电平有源中点箝位逆变器的b相与c相同样按照步骤1-步骤8所述方法进行控制。三相五电平有源中点箝位逆变器经SPWM调制生成三相PWM驱动信号PWMa、PWMb、PWMc实现逆变器飞跨电容电压控制的整个流程如图2所示。
最后对本发明方法实施于模型仿真中来实现控制，验证本发明的有效性。
在MATLAB/Simulink中搭建了三相五电平有源中点箝位逆变器的仿真模型，仿真采用无源逆变，电路参数为：负载R＝10Ω，L＝1mH,开关频率fc＝10kHz，直流母线总电压2Vdc＝200V，直流侧电容参数C1＝C2＝2000uF，飞跨电容Cf＝100uF，三相原始调制波mk频率fr＝50Hz，调制度m＝0.9。
在MATLAB/Simul ink中，编写S-Function实现本发明提出的算法，通过系统.m文件运行得到在上述仿真电路参数下的三相原始调制波mk波形如图4所示，三相开关管S5与开关管S6调制波mk2波形如图5所示，三相开关管S7与开关管S8调制波mk3的波形如图6所示。
在实际工程中，通常采用PI控制器来控制被控对象的输出量，为了验证本发明算法实现了对飞跨电容电压的灵活控制的同时没有影响中点电位平衡，如图7所示，仿真运用了纯比例控制器在0.06S时开始作用，三相飞跨电容电压VaCf、VbCf、VcCf由0.06S之前的0V在0.06秒处开始逐渐充电，a相、b相、c相飞跨电容电压不断变大并最终分别稳定在60V、50V和40V三个不同幅值，灵活地控制了飞跨电容电压的幅值。
图8表示在控制飞跨电容电压三相为不同幅值过程中两个直流侧支撑电容C1、C2的电压波形，可以观察到整个过程中直流侧两只电容电压Vdc1和Vdc2均稳定在100V，由图7与图8仿真结果说明逆变器中点电位平衡没有受到破坏，控制飞跨电容电压并没有影响中点电位平衡，保证了逆变器运行的可靠性。
在控制飞跨电容电压过程中，三相输出相电流ia，ib，ic的仿真波形如图9所示，可以观察到逆变器输出电流波形没有发生畸变，由图7与图9仿真结果说明控制飞跨电容电压为不同幅值并没有影响逆变器输出电流，保证了逆变器正常工作。
以上现象说明实施本发明控制方法可以灵活控制飞跨电容的电压为任意值，且控制效果很稳定，在控制飞跨电容电压同时并没有对逆变器中点电位与输出电流造成任何影响，获得了理想的控制效果，保证了逆变器正常工作，提升了逆变器运行可靠性。

Claims (3)

1.一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法，本控制方法所涉及的三相五电平有源中点箝位逆变器每相电路拓扑相同并为如下结构：直流母线总电压为2Vdc，直流侧设置有两只串联的电容C1和电容C2，电容C1正极连接逆变器输入正极，电容C1负极与电容C2正极连接点定义为逆变器中点，流过逆变器中点电流为i'knp(k＝a,b,c)，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相，单相拓扑中包含8只开关管，即开关管Si，i＝1,2,3......8，其中开关管S1、开关管S5、开关管S7、开关管S8、开关管S6、开关管S4相串联，开关管S1发射极连接开关管S5集电极，开关管S5发射极连接开关管S7集电极，开关管S7发射极连接开关管S8集电极，开关管S8发射极连接开关管S6集电极，开关管S6发射极连接开关管S4集电极；开关管S1集电极连接电容C1正极，开关管S4发射极连接电容C2负极，开关管S7集电极与开关管S8发射极间并联飞跨电容Cf，电容Cf正极与开关管S7集电极相连，第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流为i'kCf(k＝a,b,c)，第k相飞跨电容Cf电压为VkCf(k＝a,b,c)，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相，开关管S1发射极与逆变器中点间并联开关管S2，开关管S1发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S4集电极与逆变器中点间并联开关管S3，开关管S3发射极与开关管S4集电极相连，开关管S2发射极与开关管S3集电极都与逆变器中点相连，将开关管S7、开关管S8间的连接点引出作为逆变器每一相的输出端，第k相输出相电流为ik(k＝a,b,c)，第k相输出相电压为Vko(k＝a,b,c)，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相；
本控制方法包括对逆变器各相电压、电流、直流母线总电压及飞跨电容电压的采样，其特征在于包括以下步骤：
步骤1，采集三相逆变器第k相输出相电流ik(k＝a,b,c)，第k相输出相电压Vko(k＝a,b,c)，第k相飞跨电容Cf电压VkCf(k＝a,b,c)及直流母线总电压2Vdc,求得第k相飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu＝VkCf/Vdc(k＝a,b,c)，其中k表示逆变器的a，b，c三相电路，即a相、b相、c相；
步骤2，采用纯比例控制器来控制第k相飞跨电容Cf电压VkCf(k＝a,b,c)，定义第k相纯比例控制器的输出量为i'kCf(k＝a,b,c)，并用该输出量表示第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流，即第k相需要流过飞跨电容的充电电流为i'kCf(k＝a,b,c)；
步骤3，根据步骤1中得到的第k相飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu(k＝a,b,c)与步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'kCf(k＝a,b,c)，求出第k相飞跨电容Cf瞬时充电功率PkCfpu＝VkCfpu·i’kCf(k＝a,b,c)；
步骤4,根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik(k＝a,b,c)、输出第k相电压Vko(k＝a,b,c)、第k相飞跨电容Cf电压标幺值VkCfpu(k＝a,b,c)和步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'kCf(k＝a,b,c)，通过飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点电位的解耦约束条件，得到所需的零序电压标幺值V0pu；
步骤5，根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik(k＝a,b,c)、步骤3中得到的第k相飞跨电容Cf瞬时充电功率PkCfpu(k＝a,b,c)和步骤4得到的第k相所需零序电压标幺值V0pu，求得叠加在调制波mk1上的调制波上偏移量Δmk2＝PkCfpu/ik+V0pu(k＝a,b,c)；
步骤6，根据步骤1中得到第k相的输出相电流ik(k＝a,b,c)、步骤2中得到的第k相需要流过飞跨电容Cf的充电电流i'kCf(k＝a,b,c)和步骤5求得的调制波上偏移量Δmk2，求得调制波下偏移量为Δmk3＝i'kCf/ik-Δmk2(k＝a,b,c)；
步骤7，先对第k相原始调制波mk进行如下变换得到调制波mk1，
当0＜mk≤1时，得mk1＝mk；
当-1≤mk≤0时,得mk1＝mk+1(k＝a,b,c)；
再根据步骤5得到的调制波上偏移量Δmk2求得第k相开关管S5与开关管S6调制波mk2＝mk1+Δmk2；根据步骤5得到的调制波下偏移量Δmk3求得第k相开关管S7与开关管S8调制波mk3＝mk1-Δmk3；原始调制波mk作为第k相开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4的调制波；
步骤8，定义幅值[0,1]的高频三角载波为Tr1，定义与Tr1幅值频率相同、相位相差180度的三角载波为Tr2；
当0＜mk≤1时，开关管S1与开关管S3同时开通，开关管S2与开关管S4同时关断；将步骤7得到的mk2与Tr1比较，当mk2≥Tr1时，开关管S5开通、开关管S6关断；将步骤7得到的mk3与Tr2进行比较，当mk3≥Tr2时，开关管S7开通、开关管S8关断；
当-1＜mk≤0时，开关管S1与开关管S3同时关断，开关管S2与开关管S4同时开通；将步骤7得到的mk2与Tr1比较，当mk2＜Tr1时，开关管S5关断、开关管S6开通；将步骤7得到的mk3与Tr2进行比较，当mk3＜Tr2时，开关管S7关断、开关管S8开通。
2.根据权利要求1所述的一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法，其特征是步骤2中所采用的纯比例控制器的输出表达式为
i'kCf＝KpCf(VkCfrefpu-VkCfpu)(k＝a,b,c)
其中，KPCf为纯比例控制器的比例参数；VkCfrefpu(k＝a,b,c)为第k相给定的指令飞跨电容Cf电压值。
3.根据权利要求1所述的一种三相五电平有源中点箝位逆变器的飞跨电容电压控制方法，其特征是步骤4中飞跨电容Cf电压控制且不影响逆变器中点N电位的解耦约束条件为如下方程组：
其中，表示a，b，c三相表达式之和，sign(·)表示符号函数，定义为方程组中的第三个方程表示为了保证飞跨电容Cf电压的控制对输出电流和中性点电流都不产生影响，令i'knp(k＝a,b,c)的波动量为零。
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Assignor: Hefei University of Technology

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Denomination of invention: Flying capacitor voltage control method for three phase five level active neutral point clamped inverter

Granted publication date: 20180727

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