CN109687748B - 中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法 - Google Patents

中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法，其步骤：确定五电平载波交叠PWM调制策略；注入零序电压，根据五电平载波交叠PWM调制策略控制母线第一、第四电容电压相等；通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压相等；继续通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和相等，完成对母线四个电容电压的平衡控制。本发明控制简单、易于实现，能够实现中点箝位型五电平变换器在全调制比和全功率因数范围内的母线电容电压平衡控制。

Description

中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法
技术领域
本发明涉及一种多电平变换器的控制方法，特别是关于一种中点箝位五电平变换器的调制方法与电容电压平衡控制方法。
背景技术
中点箝位型(Neutral-Point Clamped，NPC)三电平变换器由于结构简单，使用器件少等优点，在工业中得到了广泛的应用，尤其适合3.3kV及以下电压等级功率变换场合，在轧钢、海上风电等领域得到了广泛的应用。但当电平数增加到四电平或五电平时则存在母线电容电压难以平衡的问题，限制了其在更高电压场合的应用。采用二极管箝位的中点箝位型五电平变换器如图1所示，其输入为恒定直流电压，通过四个相同的电容将直流母线分为相等的四段，其难点在于如何实现四个直流母线电容的电压平衡控制。常用的调制策略包括载波层叠PWM和空间矢量PWM两种。五电平载波层叠PWM示意图如图2所示，具有控制简单、易于实现、谐波性能好等优点，但无法实现中点箝位型五电平逆变器全调制比和全功率因数范围内的母线电容电压平衡，一般需要采用额外的硬件箝位或者采用背靠背结构，大大增加了系统体积和成本。空间矢量PWM示意图如图3所示，随着电平数的增多控制算法复杂，具有大量的冗余矢量，为实现母线电容电压平衡控制，通常利用不同冗余矢量对电容电压波动具有相反作用效果的原理，通过调整冗余矢量的作用时间来实现中点电位的平衡控制。但五电平空间矢量PWM具有大量的三角形扇区，一方面需要判断参考矢量所在扇区并进行相应运算，另一方面在采用冗余矢量实现母线电容平衡控制的同时要考虑不同矢量之间的切换以保证开关动作次数最少，不仅计算量大，编程实现也极其复杂。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的是提供一种中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法，其能实现中点箝位型五电平变换器直流母线四个电容的电压平衡控制，具有控制简单、计算量小以及易于实现等优点。
为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：一种中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法，其包括以下步骤：1)确定五电平载波交叠PWM调制策略；2)注入零序电压，根据五电平载波交叠PWM调制策略控制母线第一、第四电容电压相等；3)通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压相等；4)继续通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和相等，完成对母线四个电容电压的平衡控制。
进一步，所述步骤1)中，五电平载波交叠PWM调制策略确定方法如下：四个载波Cr1、Cr2、Cr3、Cr4的相位相同，周期均为TS，分别对应上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4，其中x代表三相桥臂a、b、c；载波Cr1和Cr4为层叠的三角波，幅值均为2，Cr1层叠在Cr4之上，Cr1的最低点A对应坐标是(TS/2,2)，最高点B和C坐标分别是(0,4)和(TS,4)，Cr4的最低点D对应坐标是(TS/2,0)，最高点E和F坐标分别是(0,2)和(TS,2)；将线段EAF等分为6份，得到G、H、I、J四个点坐标分别为(TS/6,2)、(TS/3,2)、(2TS/3,2)、(5TS/6,2)；折线BHDIC构成载波Cr2，折线BGDJC构成载波Cr3；假设桥臂输出参考电压为urefx，取值范围是0≤urefx≤4，将参考电压urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3、Cr4分别比较则得到开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号：当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平。
进一步，所述步骤2)中，注入零序电压，根据五电平载波交叠PWM调制策略使母线第一、第四电容电压相等的控制方法包括以下步骤：2.1)根据a、b、c三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc计算出所有可选的关键零序电压；2.2)根据三相电流计算各个关键零序电压对应的母线中点电流；2.3)根据母线第一、第四电容电压差计算所需的目标中点电流；2.4)将各关键零序电压对应的中点电流与目标中点电流进行比较，选取使得两个中点电流相差最小的那个零序电压为最优零序电压uzopt；2.5)将最优零序电压与三相参考电压相加得到最终三相参考电压，利用五电平载波交叠PWM调制策略，实现母线第一、第四电容电压的平衡控制。
进一步，所述步骤2.1)中，关键零序电压的计算方法如下：将三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc排序，从大到小分别对应umax、umid、umin；若umid-umin>2，则存在2个关键零序电压：-umin和4-umax；若umid-umin<2且umax-umin>2，则存在3个关键零序电压：-umin、2-umid和4-umax；若umax-umin<2，则存在5个关键零序电压：-umin、2-umax、2-umid、2-umin和4-umax。
进一步，所述步骤2.2)中，各个关键零序电压对应的母线中点电流计算方法包括以下步骤：2.2.1)计算注入零序电压uz之后的实际参考电压urefx'为：urefx'＝urefx+uz；其中，urefx为桥臂初始参考电压；2.2.2)计算三相中点电流之和
Figure BDA0001949547620000021
Figure BDA0001949547620000022
其中，iox为x相输出电流。
进一步，所述步骤2.3)中，目标中点电流的计算方法如下：首先计算母线第一、第四电容电压差：ΔuN＝ud4-ud1，ud1为母线第一电容电压，ud4为母线第四电容电压；为平衡该电压差所需的目标中点电流iNref为：
Figure BDA0001949547620000031
其中，Ts为载波周期，Cd为单个母线电容值。
进一步，所述步骤3)中，通过微调开关管控制信号占空比使母线第二、第三电容电压相等的控制方法，包括以下步骤：3.1)根据母线第二、第三电容的电压差以及负载电流极性，分别判断每相四个开关管控制信号占空比的微调方向；3.2)采用已有PI控制或滞环控制算法计算每相控制信号占空比的第一次微调量Δdx1；3.3)根据每相参考电压以及四个控制信号占空比的微调方向和第一次微调量Δdx1得到最终占空比，实现母线第二、第三电容电压的平衡控制。
进一步，所述步骤3.1)中，微调上桥臂开关管Sx2、Sx3的控制信号占空比dx2、dx3的宽度，其包括以下步骤：3.1.1)当ud2>ud3且iox>0、或ud2<ud3且iox<0时，需要减小dx3-dx2；为保证输出电压平均值不变，需要将dx3减小Δdx1，dx2增大Δdx1；ud2为母线第二电容电压，ud3为母线第三电容电压，iox为x相输出电流；3.1.2)当ud2>ud3且iox<0、或ud2<ud3且iox>0时，需要增大dx3-dx2；为保证输出电压平均值不变，需要将dx3增大Δdx1，dx2减小Δdx1。
进一步，所述步骤4)中，通过微调开关管控制信号占空比实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和相等的方法，包括以下步骤：4.1)根据母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值以及负载电流极性，分别判断每相四个开关管控制信号占空比的微调方向；4.2)采用已有PI控制或滞环控制算法计算每相控制信号占空比的第二次微调量Δdx2；4.3)根据每相参考电压以及四个控制信号占空比的微调方向和第二次微调量Δdx2得到最终占空比，实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值的控制。
进一步，所述步骤4.1)中，微调上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx3的控制信号占空比dx1、dx2、dx3、dx4的宽度，其包括以下步骤：4.1.1)当ud2x+ud3x>ud1x+ud4x且iox>0、或ud2x+ud3x<ud1x+ud4x且iox<0时，需要增大dx2+dx3，减小dx1+dx4：(1)当0≤urefx<2,dx1一直为0，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时增大Δdx2，dx4减小2Δdx2；(2)当2≤urefx<4,dx4一直为1，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时增大Δdx2，dx1减小2Δdx2；其中，ud1x为母线第一电容电压，ud2x为母线第二电容电压，ud3x为母线第三电容电压，ud4x为母线第四电容电压，iox为x相输出电流；4.1.2)当ud2x+ud3x<ud1x+ud4x且iox>0、或ud2x+ud3x>ud1x+ud4x且iox<0时，需要减小dx2+dx3，增大dx1+dx4：(1)当0≤urefx<2,dx1一直为0，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时减小Δdx2，dx4增大2Δdx2；(2)当2≤urefx<4,dx4一直为1，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时减小Δdx2，dx1增大2Δdx2。
本发明由于采取以上技术方案，其具有以下优点：1、本发明由于采用载波交叠PWM调制策略，避免了空间矢量PWM大量的数学运算和复杂的编程，易于实现。2、本发明通过将直流母线四个电容电压平衡控制分为三个解耦的控制目标，简化了母线电容电压平衡控制算法的复杂度，实现方便，降低了系统体积和成本。3、本发明所提出的载波交叠PWM调制策略具有中间母线电容平均充放电电流为零的特性，非理想条件下只需要通过简单的方法微调控制信号占空比即可实现中间直流母线电容电压的平衡控制。
附图说明
图1是现有技术中中点箝位型五电平变换器桥臂结构图；
图2是现有技术中五电平载波层叠PWM示意图；
图3是现有技术中五电平空间矢量PWM示意图；
图4是本发明的五电平载波交叠PWM示意图；
图5是本发明当0≤urefx＜2时开关信号与输出相电压示意图；
图6是本发明当2≤urefx≤4时开关信号与输出相电压示意图；
图7是本发明的母线电容电压平衡控制方法框图；
图8是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的相电压、线电压和相电流仿真波形；
图9是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的四个母线电容电压仿真波形。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进行详细的描述。
本发明提供一种中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法，其包括以下步骤：
1)确定五电平载波交叠PWM调制策略；
五电平载波交叠PWM调制策略为：如图4所示，四个载波Cr1、Cr2、Cr3、Cr4的相位相同，周期均为TS，分别对应上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4，其中x＝a、b、c，代表三相桥臂a、b、c；载波Cr1和Cr4为层叠的三角波，幅值均为2，Cr1层叠在Cr4之上，Cr1的最低点A对应坐标是(TS/2,2)，最高点B和C坐标分别是(0,4)和(TS,4)，Cr4的最低点D对应坐标是(TS/2,0)，最高点E和F坐标分别是(0,2)和(TS,2)。将线段EAF等分为6份，得到G、H、I、J四个点坐标分别为(TS/6,2)、(TS/3,2)、(2TS/3,2)、(5TS/6,2)。折线BHDIC构成载波Cr2，折线BGDJC构成载波Cr3。
假设桥臂输出参考电压为urefx，取值范围是0≤urefx≤4，将参考电压urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3、Cr4分别比较则得到开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号：当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平。
如图1所示，中点箝位型五电平变换器的直流母线由四个相同的电容串联，每个电容额定电压为E。上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4与下桥臂四个开关管Sx1′、Sx2′、Sx3′、Sx4′的控制信号互补，以E为电压基值，负母线为电位零点，则其开关状态与输出电压Vox的关系如表1所示。
表1四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4开关状态与输出电压Vox的关系
S<sub>x1</sub> S<sub>x2</sub> S<sub>x3</sub> S<sub>x4</sub> V<sub>ox</sub>
0 0 0 0 0
0 0 0 1 1
0 0 1 1 2
0 1 1 1 3
1 1 1 1 4
由表1可知，开关管Sx4必须先于开关管Sx3导通，开关管Sx3必须先于开关管Sx2导通，开关管Sx2必须先于开关管Sx1导通，而输出电压Vox为开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4开关状态之和。
本发明的五电平载波交叠PWM调制策略满足Sx4先于Sx3导通，Sx3先于Sx2导通，Sx2先于Sx1导通的开关原则。
如图5所示，当0≤urefx＜2时，可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号占空比分别为：
Figure BDA0001949547620000051
其中，dx1、dx2、dx3、dx4分别为Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号占空比。
如图6所示，当2≤urefx≤4时，可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号占空比分别为：
Figure BDA0001949547620000061
根据式(1)和(2)，输出电压在一个载波周期的平均值uox为：
uox＝dx1+dx2+dx3+dx4＝urefx (3)
由式(3)可知，不管参考电压urefx处于什么范围，输出电压平均值都与参考电压相等，证明了本发明调制策略的正确性。
2)如图7所示，注入零序电压，根据五电平载波交叠PWM调制策略控制母线第一、第四电容电压相等；
对于中点箝位型五电平变换器，当输出电平为3时，负载电流流经母线中点N1，当输出电平为2时，负载电流流经母线中点N2，当输出电平为1时，负载电流流经母线中点N3，因此母线中点N1、N2和N3在一个载波周期内的平均输出电流
Figure BDA0001949547620000062
分别为：
Figure BDA0001949547620000063
其中，iox为x相输出电流；
Figure BDA0001949547620000064
和
Figure BDA0001949547620000065
分别为x相在一个载波周期内流出中点N1、N2、N3的平均电流；x代表三相桥臂a、b、c；dx1、dx2、dx3、dx4分别为上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号占空比。一个载波周期内母线中点电流对于四个母线电容电压的影响分别为：
Figure BDA0001949547620000066
Figure BDA0001949547620000067
Figure BDA0001949547620000068
Figure BDA0001949547620000069
其中Δud1x、Δud2x、Δud3x、Δud4x分别为母线第一、第二、第三、第四电容的电压增量，Ts为载波周期，Cd为单个母线电容值。
由于直流母线总电压为输入直流电源电压恒定不变，通过控制三个母线中点N1、N2和N3的电流，可实现四个母线电容的电压平衡。
对于母线第一、第四电容，由式(5)和式(8)可知母线中点电流对其电压差的影响为：
Figure BDA0001949547620000071
式中，ud4x为母线第四电容电压，ud1x为母线第一电容电压，ΔuNx为母线第四电容与母线第一电容电压之差。
由式(9)可知，母线第一、第四电容电压差由母线中点电流
Figure BDA0001949547620000072
和
Figure BDA0001949547620000073
之和决定：
Figure BDA0001949547620000074
式中，
Figure BDA0001949547620000075
为三个母线中点的电流
Figure BDA0001949547620000076
和
Figure BDA0001949547620000077
之和。
将开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号占空比式(1)和(2)分别带入式(10)可得到：
当0≤urefx＜2时，
Figure BDA0001949547620000078
当2≤urefx≤4时
Figure BDA0001949547620000079
将上述两种情况合并成如下公式：
Figure BDA00019495476200000710
根据式(13)可知，
Figure BDA00019495476200000711
是一个关于urefx的分段函数。对于三相三线制系统，推导出其三相的中性点电流之和
Figure BDA00019495476200000712
为
Figure BDA00019495476200000713
为了调节总的中性点电流
Figure BDA00019495476200000714
的大小，可采用零序电压注入的方法。假设注入的零序电压为uz，实际的参考电压urefx'为
urefx'＝urefx+uz (15)
根据式(13)，零序电压的注入使得参考电压的值发生了变化，进而可以改变中性点电流的大小。由于中性点电流与零序电压uz之间是一个复杂的分段函数，难以直接得到最优零序电压的解析表达式。为了兼顾母线电容电压控制算法的复杂度和控制效果，进一步减小开关损耗，选取使得某一相的参考电压urefx'为0、2或4的零序电压为关键零序电压，此时该相开关管不动作或者只有一对开关管动作。
因此，对母线第一、第四电容电压的平衡控制方法如下：
2.1)根据a、b、c三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc计算出所有可选的关键零序电压；其计算方法如下：
将三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc排序，从大到小分别对应umax、umid、umin。
若umid-umin>2，则存在2个关键零序电压：-umin和4-umax。
若umid-umin<2且umax-umin>2，则存在3个关键零序电压：-umin、2-umid和3-umax。
若umax-umin<2，则存在5个关键零序电压：-umin、2-umax、2-umid、2-umin和4-umax。
2.2)根据三相电流计算各个关键零序电压对应的母线中点电流，计算方法如下：
2.2.1)计算注入零序电压uz之后的实际参考电压urefx'为：
urefx'＝urefx+uz； (16)
其中，urefx为桥臂输出参考电压；
2.2.2)计算三相中点电流之和：
Figure BDA0001949547620000081
2.3)根据母线第一、第四电容电压差计算所需的目标中点电流，计算方法如下：
首先计算母线第一、第四电容电压差ΔuN：
ΔuN＝ud4-ud1， (18)
其中，ud1为母线第一电容电压，ud4为母线第四电容电压。
为平衡该电压差所需的目标中点电流iNref为：
Figure BDA0001949547620000082
2.4)将各关键零序电压对应的中点电流与目标中点电流进行比较，选取使得两个中点电流相差最小的那个零序电压为最优零序电压uzopt。
2.5)将最优零序电压与三相参考电压相加得到最终三相参考电压，利用五电平载波交叠PWM调制策略，最终实现母线第一、第四电容电压的平衡控制。
3)通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压相等。
3.1)根据母线第二、第三电容的电压差以及负载电流极性，分别判断每相四个开关管控制信号占空比的微调方向；
3.2)采用已有PI控制或滞环控制等算法计算每相控制信号占空比的第一次微调量Δdx1；
3.3)根据每相参考电压以及四个控制信号占空比的微调方向和第一次微调量Δdx1得到最终占空比，实现母线第二、第三电容电压的平衡控制。
上述步骤3.1)中，对于母线第二、第三电容，由式(6)和式(7)可知母线中点电流对其电压差的影响为：
Figure BDA0001949547620000091
式中，ud2x为母线第二电容电压，ud3x为母线第三电容电压，Δud2-3x为母线第二电容与第三电容电压之差。
为实现母线第二、第三电容的电压差为0，根据式(20)可微调dx2、dx3的宽度，具体方法如下：
3.1.1)当ud2>ud3且iox>0、或ud2<ud3且iox<0时，根据式(20)，需要减小dx3-dx2。为保证输出电压平均值不变，也即满足式(3)，需要将dx3减小Δdx1，dx2增大Δdx1。其中，ud2为母线第二电容电压，ud3为母线第三电容电压；
3.1.2)当ud2>ud3且iox<0、或ud2<ud3且iox>0时，根据式(20)，需要增大dx3-dx2。为保证输出电压平均值不变，也即满足式(3)，需要将dx3增大Δdx1，dx2减小Δdx1。
4)继续通过微调开关管控制信号占空比实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和相等，完成对母线四个电容电压的平衡控制。
4.1)根据母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值以及负载电流极性，分别判断每相四个开关管控制信号占空比的微调方向；
4.2)采用已有PI控制或滞环控制等算法计算每相控制信号占空比的第二次微调量Δdx2；
4.3)根据每相参考电压以及四个控制信号占空比的微调方向和第二次微调量Δdx2得到最终占空比，实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值的控制。
上述步骤4.1)中，由式(5)、(6)、(7)、(8)可知母线中点电流对母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值的影响为：
Figure BDA0001949547620000101
式中，ud1x、ud2x、ud3x、ud4x分别为母线第一电容电压、母线第二电容电压、母线第三电容电压、母线第四电容电压，Δud2+3x为母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四母线电容电压和的差值。
为实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四母线电容电压和相等，根据式(21)可微调dx1、dx2、dx3、dx4的宽度，具体方法如下：
4.1.1)当ud2x+ud3x>ud1x+ud4x且iox>0、或ud2x+ud3x<ud1x+ud4x且iox<0时，根据式(21)，需要增大dx2+dx3，减小dx1+dx4。此时有两种情况：
(1)当0≤urefx<2,dx1一直为0，为不影响平均输出电压，因此可将dx2和dx3同时增大Δdx2，dx4减小2Δdx2。
(2)当2≤urefx<4,dx4一直为1，为不影响平均输出电压，因此可将dx2和dx3同时增大Δdx2，dx1减小2Δdx2。
4.1.2)当ud2x+ud3x<ud1x+ud4x且iox>0、或ud2x+ud3x>ud1x+ud4x且iox<0时，根据式(21)，需要减小dx2+dx3，增大dx1+dx4。此时有两种情况：
(1)当0≤urefx<2,dx1一直为0，为不影响平均输出电压，因此可将dx2和dx3同时减小Δdx2，dx4增大2Δdx2。
(2)当2≤urefx<4,dx4一直为1，为不影响平均输出电压，因此可将dx2和dx3同时减小Δdx2，dx1增大2Δdx2。
综上所述，本发明提出的母线电容电压平衡控制方法完全与负载功率因数无关，在任何调制比和功率因数下都能实现母线电容电压的平衡控制。
实施例：为了验证本发明调制策略与母线电容电压平衡控制方法的正确性，搭建了一套三相五电平中点箝位型逆变器仿真模型并进行仿真验证，仿真参数为：直流母线电压10000V，母线单个电容容量Cd＝1000μF，载波频率1kHz，调制比0.9，负载电阻7.5Ω,电感L＝10mH。
如图8所示，是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的相电压、线电压与相电流仿真波形。相电压为五电平，线电压为九电平，电流波形正弦度好。如图9所示，是采用本发明的调制策略与母线电容电压平衡控制方法的母线电容电压仿真波形，四个母线电容电压保持平衡，证明了该调制策略与母线电容电压平衡控制方法的正确性与有效性。
综上，本发明适用于二极管箝位、有源中点箝位、混合箝位等多种中点箝位型五电平拓扑结构，具有相似的实现方式与控制效果。
上述各实施例仅用于说明本发明，各个步骤都是可以有所变化的，在本发明技术方案的基础上，凡根据本发明原理对个别步骤进行的改进和等同变换，均不应排除在本发明的保护范围之外。

Claims (8)

1.一种中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法，其特征在于包括以下步骤：
1)确定五电平载波交叠PWM调制策略；
2)注入零序电压，根据五电平载波交叠PWM调制策略控制母线第一、第四电容电压相等；
3)通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压相等；
4)继续通过微调开关管控制信号占空比控制母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和相等，完成对母线四个电容电压的平衡控制；
所述步骤1)中，五电平载波交叠PWM调制策略确定方法如下：
四个载波Cr1、Cr2、Cr3、Cr4的相位相同，周期均为TS，分别对应上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4，其中x代表三相桥臂a、b、c；载波Cr1和Cr4为层叠的三角波，幅值均为2，Cr1层叠在Cr4之上，Cr1的最低点A对应坐标是(TS/2,2)，最高点B和C坐标分别是(0,4)和(TS,4)，Cr4的最低点D对应坐标是(TS/2,0)，最高点E和F坐标分别是(0,2)和(TS,2)；将线段EAF等分为6份，得到G、H、I、J四个点坐标分别为(TS/6,2)、(TS/3,2)、(2TS/3,2)、(5TS/6,2)；折线BHDIC构成载波Cr2，折线BGDJC构成载波Cr3；
假设桥臂输出参考电压为urefx，取值范围是0≤urefx≤4，将参考电压urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3、Cr4分别比较则得到开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx4的控制信号：当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平；
所述步骤2)中，注入零序电压，根据五电平载波交叠PWM调制策略使母线第一、第四电容电压相等的控制方法包括以下步骤：
2.1)根据a、b、c三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc计算出所有可选的关键零序电压；
2.2)根据三相电流计算各个关键零序电压对应的母线中点电流；
2.3)根据母线第一、第四电容电压差计算所需的目标中点电流；
2.4)将各关键零序电压对应的中点电流与目标中点电流进行比较，选取使得两个中点电流相差最小的那个零序电压为最优零序电压uzopt；
2.5)将最优零序电压与三相参考电压相加得到最终三相参考电压，利用五电平载波交叠PWM调制策略，实现母线第一、第四电容电压的平衡控制。
2.如权利要求1所述方法，其特征在于：所述步骤2.1)中，关键零序电压的计算方法如下：
将三相参考电压的初始值urefa、urefb、urefc排序，从大到小分别对应umax、umid、umin；
若umid-umin>2，则存在2个关键零序电压：-umin和4-umax；
若umid-umin<2且umax-umin>2，则存在3个关键零序电压：-umin、2-umid和4-umax；
若umax-umin<2，则存在5个关键零序电压：-umin、2-umax、2-umid、2-umin和4-umax。
3.如权利要求1所述方法，其特征在于：所述步骤2.2)中，各个关键零序电压对应的母线中点电流计算方法包括以下步骤：
2.2.1)计算注入零序电压uz之后的实际参考电压urefx'为：
urefx'＝urefx+uz；
其中，urefx为桥臂初始参考电压；
2.2.2)计算三相中点电流之和
Figure FDA0002489729720000021
Figure FDA0002489729720000022
其中，iox为x相输出电流。
4.如权利要求1所述方法，其特征在于：所述步骤2.3)中，目标中点电流的计算方法如下：
首先计算母线第一、第四电容电压差：ΔuN＝ud4-ud1，ud1为母线第一电容电压，ud4为母线第四电容电压；
为平衡该电压差所需的目标中点电流iNref为：
Figure FDA0002489729720000023
其中，Ts为载波周期，Cd为单个母线电容值。
5.如权利要求1所述方法，其特征在于：所述步骤3)中，通过微调开关管控制信号占空比使母线第二、第三电容电压相等的控制方法，包括以下步骤：
3.1)根据母线第二、第三电容的电压差以及负载电流极性，分别判断每相四个开关管控制信号占空比的微调方向；
3.2)采用已有PI控制或滞环控制算法计算每相控制信号占空比的第一次微调量Δdx1；
3.3)根据每相参考电压以及四个控制信号占空比的微调方向和第一次微调量Δdx1得到最终占空比，实现母线第二、第三电容电压的平衡控制。
6.如权利要求5所述方法，其特征在于：所述步骤3.1)中，微调上桥臂开关管Sx2、Sx3的控制信号占空比dx2、dx3的宽度，其包括以下步骤：
3.1.1)当ud2>ud3且iox>0、或ud2<ud3且iox<0时，需要减小dx3-dx2；为保证输出电压平均值不变，需要将dx3减小Δdx1，dx2增大Δdx1；ud2为母线第二电容电压，ud3为母线第三电容电压，iox为x相输出电流；
3.1.2)当ud2>ud3且iox<0、或ud2<ud3且iox>0时，需要增大dx3-dx2；为保证输出电压平均值不变，需要将dx3增大Δdx1，dx2减小Δdx1。
7.如权利要求1所述方法，其特征在于：所述步骤4)中，通过微调开关管控制信号占空比实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和相等的方法，包括以下步骤：
4.1)根据母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值以及负载电流极性，分别判断每相四个开关管控制信号占空比的微调方向；
4.2)采用已有PI控制或滞环控制算法计算每相控制信号占空比的第二次微调量Δdx2；
4.3)根据每相参考电压以及四个控制信号占空比的微调方向和第二次微调量Δdx2得到最终占空比，实现母线第二、第三电容电压和与母线第一、第四电容电压和的差值的控制。
8.如权利要求7所述方法，其特征在于：所述步骤4.1)中，微调上桥臂四个开关管Sx1、Sx2、Sx3、Sx3的控制信号占空比dx1、dx2、dx3、dx4的宽度，其包括以下步骤：
4.1.1)当ud2x+ud3x>ud1x+ud4x且iox>0、或ud2x+ud3x<ud1x+ud4x且iox<0时，需要增大dx2+dx3，减小dx1+dx4：
(1)当0≤urefx<2,dx1一直为0，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时增大Δdx2，dx4减小2Δdx2；
(2)当2≤urefx<4,dx4一直为1，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时增大Δdx2，dx1减小2Δdx2；
其中，ud1x为母线第一电容电压，ud2x为母线第二电容电压，ud3x为母线第三电容电压，ud4x为母线第四电容电压，iox为x相输出电流；
4.1.2)当ud2x+ud3x<ud1x+ud4x且iox>0、或ud2x+ud3x>ud1x+ud4x且iox<0时，需要减小dx2+dx3，增大dx1+dx4：
(1)当0≤urefx<2,dx1一直为0，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时减小Δdx2，dx4增大2Δdx2；
(2)当2≤urefx<4,dx4一直为1，为不影响平均输出电压，将dx2和dx3同时减小Δdx2，dx1增大2Δdx2。
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