CN102437760B - 用于多电平变换器的dc链路电压平衡系统和方法 - Google Patents

用于多电平变换器的dc链路电压平衡系统和方法 Download PDF

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Abstract

本发明名称为“用于多电平变换器的DC链路电压平衡系统和方法”。一种用于多电平变换器(40)的控制系统(50)，包括：差模电流调整器(84)、中性点(NP)控制器(86)和PWM控制器88，用于生成多电平变换器(40)的开关脉冲。差模电流调整器(84)基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成基准电压命令信号，并且该NP控制器(86)响应DC链路电压不平衡确定修改的中性点电流信号。NP控制器(86)利用修改的中性点电流信号来生成共模基准电压信号。由PWM控制器(88)基于基准电压命令信号和共模基准电压信号来生成开关脉冲。

Description

用于多电平变换器的DC链路电压平衡系统和方法
技术领域
本发明涉及多电平变换器，并且更确切地来说涉及一种用于多电平变换器中的DC链路电压平衡的系统和方法。
背景技术
多电平变换器一般用在诸如可变速度驱动(VSD)系统的高功率工业应用中，或诸如太阳能(或光伏)发电系统、风力涡轮发电机和海洋及流体动力学发电系统的能源转换应用中。多电平变换器的一个示例是中性点箝位(NPC)变换器。例如，三电平变换器典型地包括与作为中性的中心抽头串联的两个电容器电压和各包含两对串联的开关器件的两个相位支路(phase leg)。在一个实施例中，每个开关器件包含单向电子开关器件(如绝缘栅双极型晶体管或绝缘栅换流晶闸管)和二极管(如续流二极管)的反并联连接。
当操作三电平中性箝位变换器(NPC)时，DC链路电压平衡是难题。DC链路电压不平衡可能使电容器和开关器件过应力，并导致变换器的工作期间过电压和欠电压跳闸。在严重的DC链路电压不平衡状况中，一个电容器可以变为满充电到满DC链路电压，从而对电容器和开关器件的应力成倍增加，以及输出波形变为二电平而非三电平。DC链路电压不平衡还导致输出电压总谐波失真(THD)增加以及可能导致控制回路变得不稳定。
补偿DC链路电压不平衡的一种方法是利用测量的DC链路电压进行三电平变换器的脉宽调制(PWM)控制。但是，此方法包括额外的成本，未补偿DC链路电压中的稳态误差，并且还导致输出电压中的高 THD以及在AC端注入有功二次谐波电流。补偿DC链路电压不平衡的另一种方法是使用零序电压或DC偏置电压注入。但是，此方法也存在一些工作点处的输出电压中的高THD，并在低功率系数时变得不稳定。
因此，期望提供将解决前述问题的方法和系统。
发明内容
根据本发明的实施例，提供一种用于控制多电平变换器的控制系统。该控制系统包括差模电流调整器，以基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成基准电压命令信号。该系统还包括中性点(NP)控制器，以响应DC链路电压不平衡确定修改的中性点电流信号并使用修改的中性点电流信号来生成共模基准电压信号。该系统还包括PWM控制器，其基于基准电压命令信号和共模基准电压信号来生成用于多电平变换器的开关脉冲。
根据本发明的另一个实施例，提供一种控制多电平变换器的方法。该方法包括(a)基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成基准电压命令信号。该方法还包括(b)响应多电平变换器的DC链路上的电压不平衡，(i)使用基准电压命令信号和基准电流命令信号来生成修改的中性点电流信号以补偿DC链路电压不平衡，(ii)使用修改的中性点电流信号来生成共模基准电压信号；以及(iii)基于基准电压命令信号与共模基准电压信号之和来生成多电平变换器的开关脉冲。
根据本发明的再一个实施例，提供一种多电平变换器，其包括多个相位支路，各具有至少两个内部开关器件、至少两个外部开关器件、至少两个箝位二极管和分割的DC链路。该多电平变换器还包括用于控制多电平变换器的控制系统。该控制系统包括差模电流调整器，以基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成基准电压命令信号。该系统还包括中性点(NP)控制器，以响应DC链路电压不 平衡确定修改的中性点电流信号并使用修改的中性点电流信号来生成共模基准电压信号。该系统还包括PWM控制器，以基于基准电压命令信号和共模基准电压信号来生成多电平变换器的开关脉冲。
附图说明
当参考附图阅读下文详细描述时，将更好地理解本发明的这些和其他特征、方面和优点，在所有附图中，相似的符号表示相似部件，在附图中：
图1是常规中性点箝位多电平变换器的一个支路的电路图及其输出波形；
图2是根据本发明实施例使用的三相三电平变换器的电路图；
图3是图2的实施例的不同开关状态下的不同负载连接的示意表示；
图4是根据本发明实施例的变换器控制器的详细框图；
图5是根据本发明实施例的中性点(NP)控制器的详细框图；
图6是NPC电流仿真标绘(plot)的图形表示；
图7是用于确定共模电压信号的标绘的图形表示；以及
图8是输出电流总谐波失真仿真标绘的图形表示。
具体实施方式
图1示出了常规中性点箝位(NPC)或二极管箝位三电平变换器的一个支路或一个相位的示意图10及其输出波形12。三电平变换器的一个支路14包括四个开关器件16、18、20和22以及两个箝位二极管24和26。将输入电压V1和V2控制成各具有等于Vdc/2的电压，其中Vdc是总DC链路电压。电压V3是相对于DC链路30的中心点或中性点28测量的相位A输出电压。开关器件16与开关器件20是互补的，由此当开关器件16接通(gate on)时，开关器件20断开(gate off)，反之亦然。相似地，开关器件18和22是互补的。
在操作中，NPC三电平变换器的每个支路分别具有三个开关级P、0和N。下表给出这三个开关级和相应的输出电压：
表1
在第一开关级P中，开关器件16和18导通，而开关器件20和22关断。假定稳定工作V1＝V2＝Vdc/2且V3变为Vdc/2。在第二开关级O中，开关器件18和20导通，而开关器件16和22关断。在此级中，V3等于0。在第三开关级N中，开关器件16和18关断，而开关器件20和22导通。这导致V3变为-Vdc/2，如波形12中所示。因此，可见到，相位电压V3具有三个电平Vdc/2、-Vdc/2和0。当将NPC三相变换器的所有三个支路组合时，则结果的线间电压具有五个电平，即Vdc、Vdc/2、0、-Vdc/2和-Vdc。
图1的变换器支路14可以取决于电路拓扑以及电路中的开关器件和二极管的数量修改，以将电压电平的数量增加到任何电平。随着变换器中电平的数量增加，变换器的输出波形逼近纯正弦波，这导致输出电压中较低的谐波。一般地，开关级的数量能够高于三个，因为如果对应的续流二极管将传导电流，无法接通开关器件。此工作模式不影响输出相位电压的电平的数量。
图2图示根据本发明实施例使用的三相三电平变换器的示意图40。变换器40包括分割的DC链路42和三个开关支路44、46和48，分割的DC链路42带有中性点41和电容器43和45，并且三个开关支路44、46和48分别带有(相位a、b和c的)输出端47、49和51。三相负载61跨过三相输出端47、49和51连接。变换器控制器50基于 DC链路电压和功率信号向开关支路44、46和48的开关器件提供开关脉冲命令。正如先前描述的，输出端47、49和51处的输出线电压将具有五个电平，即Vdc、Vdc/2、0、-Vdc/2和-Vdc。
图3示出开关状态对中性点电压偏移的影响。当以开关状态[PPP]操作变换器时，换言之当所有支路均处于P开关状态时，三个变换器支路的每一个中的上方两个开关器件(图2)导通，将负载端47、49和51连接到正DC总线，如电路60中所示。因为中性点41仍是未连接的，所以开关状态未影响中性点电压Vn。电路62示出以开关状态POO的变换器操作(如表1中描述的具有P开关状态的一个支路和具有O开关状态的其余两个支路)。在此状态中，三相负载连接在正DC总线与中性点之间，且中性电流in经中性点流入，导致Vn增加。相反，开关状态ONN导致Vn下降，如电路64中所示。对于电路66中的开关状态PON，端47、49和51分别连接到正DC总线、中性点和负总线。在此状态中，取决于负载电流，中性点电压Vn可能上升或下降。在开关状态PNN中，如电路68中所示，端连接到正DC总线和负DC总线。中性点保持未连接，因此中性点电压不受影响。因此，取决于开关状态和负载电流，中性点电压会有所变化，并且可能不会保持平衡于Vdc/2。
图4是根据本发明的一个实施例在图2的配置中使用的变换器控制器50的详细框图。控制器50包括DC链路电压调整器82、差模电流调整器84、中性点(NP)控制器86和PWM控制器88。DC链路电压调整器82基于误差信号生成d域基准电流命令信号i*d，该误差信号是例如由比较器90获得的基准或期望的总DC链路电压u* DC，tot与实际总DC链路电压uDC，tot之间的差。在一个实施例中，DC链路电压调整器82包括比例积分(PI)调整器。在一个实施例中，可以由无功功率调整器81基于期望量值的无功功率或基准无功功率Q*与实际无功功 率Qa之间的差来生成q域基准电流命令信号i*q。差模电流调整器84接收d-q域基准电流命令信号i*d、i*q和d-q域实际电流命令信号id、iq，并使用这些信号来基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差来生成d-q域基准电压命令信号u*d和u*q。在一个实施例中，由测量的三相a-b-c域负载电流ia、ib、ic通过将其变换成d-q域电流来确定实际电流命令信号id、iq。差模电流调整器包括两个PI调整器。其中一个用于d域电流i*d和id以生成d域基准电压命令信号u*d，以及另一个用于q域电流i*q和iq以生成q域基准电压命令信号u*q。
进一步如图4中所示，可以使用d-q至a-b-c域变换矩阵92和94来基于相位角θ将d-q域基准电流命令信号i*d、i*q以及d-q域基准电压命令信号u*d、u*q分别变换成a-b-c域基准电流命令信号i* a、i* b、i* c以及a-b-c域基准电压命令信号u* a、u* b、u* c。相位角θ由锁相环(PLL)(未示出)基于三相负载电压或电网电压(如果该变换器连接到电网的话)生成。NP控制器86生成共模基准电压信号u* cm，用于补偿DC链路电压不平衡。然后再进一步将共模基准电压信号u* cm相加到a-b-c域基准电压命令信号u* a、u* b、u* c，然后将此组合的电压信号提供到PWM控制器88。由此，多电平变换器控制器使用u* a、u* b、u* c与u* cm相加的最终信号来平衡中性点电压。
NP控制器86基于d域基准电流命令信号i*d、a-b-c域基准电流命令信号i* a、i* b、i* c、a-b-c域基准电压命令信号u* a、u* b、u* c以及差分DC链路电压信号Δudc来生成共模基准电压信号u* cm，正如下文对于图5论述的。在一个实施例中，NP控制器86可以使用测量的负载电流信号ia、ib、ic，而非基准电流命令信号i* a、i* b、i* c来生成共模基准电压信号。PWM控制器88还接收测量的半DC链路电压，即，相对于中性点的上方电容器电压或正总线DC链路电压uDC，p和相对于中性点的下方电容器电压或负总线DC链路电压uDC，m，并通过如下公式生成三电平变换器的三相占空比信号DCa...c：
然后利用上面生成的三相占空比产生用于多电平变换器的各个开关器件的PWM脉冲。在一个实施例中，使用正弦三角PWM或空间矢量PWM来生成PWM脉冲。
图5示出了图4的NP控制器86的详细框图。NP控制器86包括最小值-最大值分类器100，以分别确定a-b-c域基准电流i* a、i* b、i* c信号的瞬时最小电流值、最大电流值和中间电流值iu min、iu max、iu mid和a-b-c域基准电压u* a、u* b、u* c信号的瞬时最小电压值、最大电压值和中间电压值umin、umax、umid。例如，a-b-c域基准电压的最小值、最大值和中间值在具体瞬时上可以是-147V、147V和0V。然后将这些瞬时最小电流和电压值、最大电流和电压值和中间电流和电压值提供 到NP电流预计算器102和NP极限计算器104。
NP电流预计算器确定在没有附加共模基准电压被注入到基准电压命令信号的情况下流入中性点的电流。换言之，它确定当前中性点电流，而不干扰正在相加到a-b-c域基准电压命令信号的共模基准。该中性点电流信号i* np，pre由如下公式计算：
如果不修改的话，在一段时间上的中性点电流i* np，pre的平均值变为0。
NP极限计算器104确定中性点电流信号i* np，pre和共模基准电压信号u* cm的最小极限和最大极限。这些极限是基于若干约束来识别的。例如，共模基准电压的幅度受限于多电平变换器的调制指数(MI)，其指示该多电平变换器能够生成的峰值线间输出电压，并且在任何瞬时上一般低于总DC链路电压。在一个实施例中，由如下公式给出共模基准电压的最大极限u* cm，max和最小极限u* cm，min：
u* cm，min＝max(umax-uDC，p·DCmax，(1-DCmax)·uDC，p+umin (3)
u* cm，max＝min(umin-uDC，m·DCmax，(1-DCmax)·uDC，m+umax (4)
其中DCmax是指示能够在该电路中达到的最大占空比，其取决于电路设计。相似地，可以由如下公式给出中性点电流信号的最大极限 i* np，max、中间极限i* np，mid和最小极限i* np，min：
其中I、II和III分别是指最小值、中间值和最大值。然后将最大电流极限信号和最小电流极限信号及最大电压极限信号和最小电压极限信号提供到波形校正器106和动态共模(CM)电压调整器108。
在以0减差分DC链路电压信号Δudc以指示该差分DC链路电压高于0还是低于0之后，比例积分(PI)调整器110基于差分DC链路电压信号Δudc生成DC控制信号gcm。差分DC链路电压是DC链路的上方电容器电压与下方电容器电压之间的差。在可选实施例中，使用d域基准电流命令信号i*d作为能够用于修改PI调整器110增益的系数。最终的DC控制信号gcm将具有介于+1和-1之间的值，并被波形校正器106利用，连同最大电流极限信号和最小电流极限信号一起来修改从NP电流预计算器102在公式2中确定的中性点电流信号i* np，pre。如果未检测到DC链路不平衡，即，Δudc＝0或gcm＝0，则不更改中性点电流信号i* np，pre。否则，将修改中性点电流信号i* np，pre，并且修改的中性点电流信号i* np将按如下公式给出：
从上面的公式可以见到，如果DC控制信号gcm为0(如果没有电压不平衡)，则中性点电流信号无需修改，因此它仍为i* np，pre。但是，如果gcm不为0，则基于DC控制信号gcm修改或调整电流i* np，pre。而且，确保修改的电流信号i* np在分别由公式5和公式6确定的最大极限i* np max和最小极限i* np min内。
动态CM电压调整器108生成共模基准电压信号u* cm，用于基于修改的电流信号i* np补偿DC链路电压不平衡。在一个实施例中，动态CM电压调整器108包括查询表，该查询表根据修改的电流信号提供所需的CM基准电压量值。在具体瞬时，对于给定电流信号i* np，查询表将分别具有公式3和4中对应于该瞬时处确定的最大极限信号u* cm，max和最小极限信号u* cm，min内的电压值。该查询表中的电压值取决于负载功率系数而有所变化。查询表中对于给定功率系数的电压值和相应的电流值之间的曲线是部分地线性的，且在大多数情况中，只有一个解可用。例如，在0.9的负载功率系数下，该曲线将是平直线。在某些情况中，可能存在两个解可用。在这些情况中，选择具有较低幅度的解，正如图7中更详细描述的。
图6示出对于两个不同功率系数的中性点电流仿真标绘130和140。标绘130对于0.9的功率系数以及DC控制信号gcm＝0.5，而标绘140对于相同的功率系数，但是gcm＝1。在标绘130和140中，水平轴 131表示代表时间的以度为单位的基准矢量角，而垂直轴133表示以安培为单位的归一化电流值。曲线132和142表示最大中性点电流信号i* np，max，而曲线134和144表示最小中性点电流信号i* np，min。类似地以及分别地，曲线136和146表示中性点电流信号i* np，pre，以及曲线138和148表示修改的中性点电流信号i* np。从标绘140可见到，当gcm＝1，按公式7给出的，i* np，pre＝i* np，max，则曲线142和148重叠。
图7示出根据本发明实施例对于三个不同功率系数确定共模电压的仿真标绘160、162和164。在所有标绘160、162和164中，水平轴161表示以伏特为单位的共模电压，而垂直轴163表示归一化的修改的中性点电流i* np/i* peak，其中i* peak是峰值中性点电流。在一个实施例中，垂直轴可以直接仅以修改的中性点电流来表示。标绘160对应于相位角209.7°，标绘162对应于相位角59.7°以及标绘164对应于相位角149.7°。可以从标绘160和162见到，对于期望的量的修改的中性点电流i* np165，分别仅存在一个解166和167。而且，还可以从标绘164见到，对于期望量的修改的中性点电流165，存在两个解168和169。所有这些解166、167、168和169均落在三个极限内：分别是最小值u* cm，min、中间值u* cm，med、和最大值u* cm，max。然后从最小电压与中间电压和中间电压与最大电压之间的曲线相对于中性点电流的斜率来找到期望的共模电压的确切值。在一个实施例中，将对应于给定功率系数或相位角的所有共模电压值和中性点电流存储在查询表中。正如先前描述的，如果标绘164中有两个解，则选择具有较低量值的一个解。因此，在标绘164中，选择与解169相比具有较低量值的解168。
图8示出对应于输出电流中总谐波失真的仿真标绘170和180。 快速傅立叶变换(FFT)标绘170对应于未采用任何NP控制器的多电平变换器工作，而FFT标绘180对应于采用NP控制器的多电平变换器工作，正如本文所描述的。这两个标绘对应于0功率系数。FFT标绘170示出二次谐波和四次谐波具有显著幅度，而FFT标绘180示出谐波被很好地抑制。
本文描述的NP控制器的优点之一是当在0功率系数下工作时三电平变换器的稳定性得以提高。NP控制器还减少输出电流的THD，并且可减少DC链路电容器的成本。
虽然本文仅图示并描述本发明的某些特征，但是本领域技术人员将想到许多修改和更改。因此，要理解，所附权利要求意在涵盖落在本发明的真实精神内的所有此类修改和更改。
元件列表
10 常规中性点箝位(NPC)三电平变换器的一个支路的示意图
12 常规NPC三电平变换器的输出波形
14 NPC三电平变换器的一个支路
16、18、20、22 开关器件
24，26 二极管
28 DC链路的中心点
30 DC链路
40 三相三电平NPC变换器
41 中性点
42 分割的DC链路
43、45 电容器
44、46、48 三个开关支路
47、49、51 三相输出端
50 变换器控制器
61 三相负载
60、62、64、66、68 描绘开关状态对中性点电压偏移的影响的电路
81 无功功率调整器
82 DC链路电压调整器
84 差模电流调整器
86 中性点控制器
88 PWM控制器
90 比较器
92、94d-q至a-b-c 域变换矩阵
100 最小值最大值分类器
102 NP电流预计算器
104 NP极限计算器
106 波形校正器
108 动态共模电压调整器
110 比例积分(PI)调整器
130，140 中性点电流仿真标绘
131 水平轴
133 垂直轴
132、142 最大中性点电流信号
134、144 最小中性点电流信号
136，146 中性点电流信号
138、148 修改的中性点电流信号
160、162、164 用于确定共模电压的仿真标绘
161 水平轴
163 垂直轴
165 修改的中性点电流的期望量
166、167、168、169 修改的中性点电流的期望量的解
170、180 总谐波失真的仿真标绘。

Claims (10)

1.一种用于控制多电平变换器(40)的控制系统(50)，所述控制系统(50)包括：
差模电流调整器(84)，用于基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成基准电压命令信号；
中性点(NP)控制器(86)，用于响应DC链路电压不平衡确定修改的中性点电流信号，并使用所述修改的中性点电流信号生成共模基准电压信号；以及
PWM控制器(88)，用于基于所述基准电压命令信号和所述共模基准电压信号，生成用于所述多电平变换器(40)的开关脉冲。
2.根据权利要求1所述的控制系统，其中，所述基准电流命令信号包括d-q域基准电流命令信号，以及所述基准电压命令信号包括d-q域基准电压命令信号。
3.根据权利要求2所述的控制系统，还包括：用于基于基准DC链路电压信号与期望的DC链路电压信号之间的差生成所述d域基准电流命令信号的DC链路电压调整器(82)，以及用于基于基准无功功率信号与期望的无功功率信号之间的差生成所述q域基准电流命令信号的无功功率调整器(81)。
4.根据权利要求2所述的控制系统，其中，所述中性点(NP)控制器包括最小值-最大值分类器(100)，其用于确定基准电流命令信号和基准电压命令信号中或测量的电流命令信号和基准电压命令信号中的瞬时最小电压和电流信号、瞬时中间电压和电流信号、以及瞬时最大电压和电流信号。
5.根据权利要求4所述的控制系统，其中，所述中性点(NP)控制器(86)包括NP电流预计算器(102)，其用于基于所述瞬时最小电压和电流信号、瞬时中间电压和电流信号、以及瞬时最大电压和电流信号生成中性点电流信号。
6.根据权利要求5所述的控制系统，其中，所述中性点(NP)控制器(86)还包括：NP极限计算器(104)，其用于为所述中性点电流信号和所述共模基准电压信号确定最小极限和最大极限。
7.根据权利要求6所述的控制系统，其中，所述中性点(NP)控制器(86)还包括：波形校正器(106)，其用于基于所述中性点电流信号的所述最小极限和最大极限和从差分DC链路电压信号生成的DC控制信号来生成所述修改的中性点电流信号。
8.根据权利要求6所述的控制系统，其中，所述中性点(NP)控制器(86)还包括：动态共模(CM)电压计算器(108)，其用于基于所述中性点电流信号和所述共模基准电压信号的最小极限和最大极限以及所述修改的中性点电流来生成所述共模基准电压信号。
9.一种控制多电平变换器(40)的方法，包括：
(a) 基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成(84)基准电压命令信号；
(b) 响应所述多电平变换器的DC链路上的电压不平衡，
(i) 使用所述基准电压命令信号和基准电流命令信号来生成(86)修改的中性点电流信号，从而补偿所述DC链路电压不平衡；
(ii) 使用所述修改的中性点电流信号来生成(108)共模基准电压信号；以及
(iii) 基于基准电压命令信号与所述共模基准电压信号之和来生成(88)用于所述多电平变换器的开关脉冲。
10.一种多电平变换器，包括：
多个相位支路，各具有至少两个内部开关器件、至少两个外部开关器件、至少两个箝位二极管、及分割的DC链路；以及
用于控制所述多电平变换器的控制系统，其包括：
差模电流调整器，用于基于基准电流命令信号与实际电流命令信号之间的差生成基准电压命令信号；
中性点(NP)控制器，用于响应DC链路电压不平衡确定修改的中性点电流信号，并使用所述修改的中性点电流信号来生成共模基准电压信号；以及
PWM控制器，用于基于所述基准电压命令信号和所述共模基准电压信号，生成所述多电平变换器的开关脉冲。
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