CN101753044A - 一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，是一种能够对大功率二极管箝位型三电平逆变器中点电位进行有效平衡控制的控制方法。这种控制方法首先通过电压、电流采样电路，采集得到直流母线侧两电容的电压值以及三相输出电流值，然后通过计算两个电容电压差，判断中点电位是否平衡以及在多载波PWM调制策略下的矢量输出时三相输出电流与中点电流的关系，根据所述零序电压选择原则，使用零序电压注入方法计算生成三相调制电压，与载波比较生成所需要的开关序列，从而达到控制三电平逆变器中点电位平衡。本发明不仅中点电位得到有效的控制，而且具有控制方法简单、鲁棒性强的特点，并且能够保证逆变器全范围工作稳定。

Description

一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，用于对大功率二极管箝位三电平变频器的中点电位的平衡控制，特别适用于开关频率低、计算要求简单的高压大功率应用场合，该控制方法同样适用于相同主电路结构的PWM整流器、有源电力滤波器的中点电位平衡控制。

背景技术

三电平逆变器由于拓扑结构成熟，输出电压谐波含量低，在高电压大功率场合获得了广泛的应用。相对于两电平逆变器而言，三电平逆变器具有：在直流母线电压一定的情况下，开关器件的耐压等级减小一半；在同等开关频率下，三电平逆变器输出电压的谐波含量降低50％；采用相同功率等级的开关器件，输出功率可以提高一倍等优点。三电平变流器分为飞跨电容和二极管箝位型。图2是二极管箝位型拓扑结构，这种电路通过多个功率器件串联，按一定的开关逻辑产生所需要的电平数，在输出端合成相应的正弦波形。其中箝位二极管的作用是：在中间两个开关管导通时把相电压电平箝在零电位，保证每个开关器件的耐压箝位到直流母线的电压的一半。飞跨电容型直流侧电容不变，用飞跨电容取代箝位二极管。其中最常用的是二极管箝位结构三电平变流器，而中点电位波动是二极管箝位结构三电平变流器的一个固有问题。如果中点电位波动过大，就会使输出电容C₁、C₂的电压不相同，从而对功率器件阻断耐压提出了更高的要求，并增大电机线电压谐波含量，对整个系统工作不利，造成系统工作不稳定，阻断耐压的提高使开关器件容易过早的损害。

产生中点电位波动的因素是多方面的，传统的三电平载波调制PWM和空间矢量调制(Space-Vector PWM，SVPWM)都会在直流侧产生基波频率为3倍电网电压频率的中线电流，从而导致直流母线上、下电容(C₁、C₂)传输功率的不平衡，造成中点7电位的交流波动(如图2所示)，另外，开关器件和直流侧电容特性的不一致，以及扰动输入的存在，还会导致直流侧中点7电位出现直流偏差，造成中点电位不平衡。

现有两种通过设计特殊电路控制中点电位不平衡的硬件设计方法，一种方法是通过增加直流侧滤波电容的容量，另一种方法是设置专门的中点电位控制电路来减小和抑制中点电位的波动，但是这两种方法都存在一定的缺陷。对于第一种方法来说，增加滤波电容容量会造成电容器的体积以及成本的增加，而对于第二种方法，设置中点电位控制电路需要配备专用的移相变压器来分别为两电容提供电源，这也会造成成本和体积的增加。因此，针对上述两种情况，如何采取有效的控制手段对直流侧电容电压的波动进行抑制，开发高性能的中点电位平衡控制技术便显得非常重要。

如何实现中点电位平衡控制使得直流侧电容电压相等一直是人们研究的热点，而且已有大量的中点电位平衡控制方法被报道。目前大多数的中点电位平衡控制方法是基于SVPWM调制方式提出的，即利用冗余小矢量对直流侧电容电压波动具有相反作用效果的原理，通过调整冗余小矢量的作用时间来实现中点电位的平衡控制，这是一种算法解决方法，虽然取得了很好的效果，但空间矢量调制要根据将空间图分成24个扇区，且需要判断每个扇区的判断需要运算，实现起来比较复杂。在采用载波调制PWM方式下，有的通过加入零序电压来控制中点电位波动的方法，现有的零序注入法，是根据采得的实际电容电压和三相电流值和三相正序调制电压的大小，实时计算出需要注入零序电压的大小。运用这种方法就需要精度较高的采样值，在某一相调制电压发生符号变换后，需要重新计算零序电压。对于现在以DSP为控制核心的控制系统来说，大大加大了DSP的运算量，鲁棒性差，不能保证逆变器全范围工作稳定。

发明内容

本发明的技术解决问题：克服了现有的SVPWM中点电位平衡控制方法的复杂性，以及现有基于零序电压注入的点电位平衡控制方法需要复杂的计算和高精度采集电路，在多载波调制方式下，提出了一种新颖、简单的基于零序电压注入的中点电位平衡控制方法。实现了在单电源供电系统工作时，三电平逆变器上、下两电容电压的平衡。

本发明的技术解决方案为：一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，其步骤为：

①计算相位角ωt并根据相位角ωt计算三相正序调制电压，计算表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a=m\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ V_b=m\·\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ V_c=m\·\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$

ωt＝2πft

式中V_a、V_b、V_c分别为a、b、c相正序调制电压，m为调制比，f是输出三相电压的频率，t是时间。

②采集两相负载电流，检测直流母线侧电容C₁和C₂的电压，在数字信号处理器DSP中计算得到电压偏差，根据采集到的两相电流计算出另一相负载电流。

③根据一个时区内三相调制电压的正负不发生变化原则，将一个周期三相正序调制电压分成六个时区，每个时区内三相调制电压的正负符号保持不变。根据同一个时区内，每一个控制周期中功率器件的导通顺序相同的特点，判断在每一个时区内，中点电流与某一单相电流的关系。

④根据两电容C₁和C₂电压偏差、中点电流的大小以及相位角所在的时区确定注入零序电压的正负。

⑤根据步骤④确定的零序电压的正负计算注入零序电压的大小，将零序电压与三相正序电压相加得到三相调制电压，通过与载波比较得到功率器件的驱动脉冲，达到控制中点电位平衡。

所述步骤③中的时区划分为：-30°＜ωt＜30°、30°＜ωt＜90°、90°＜ωt＜150°、150°＜ωt＜210°、210°＜ωt＜270°、270°＜ωt＜330°。

所述步骤③中所述的中点电流与相电流的关系为：

时区	控制周期内首尾开关序列	中点电流	控制周期内中间开关序列	中点电流
					-30°＜ωt＜30°	0-1-1	ia	100	-ia
30°＜ωt＜90°	00-1	-ic	110	ic
					90°＜ωt＜150°	-10-1	ib	010	-ib
150°＜ωt＜210°	-100	-ia	011	ia
					210°＜ωt＜270°	-1-10	ic	001	-ic
270°＜ωt＜330°	0-10	-ib	101	ib

表中开关序列表示同一个时间内a、b、c三相开关器件导通的情况，每个开关序列的第一个数字表示a相开关器件的导通情况；第二个数字表示b相开关器件的导通情况；第三个数字表示c相开关器件的导通情况；i_a为a相电流；i_b为b相电流，i_c为c相电流。

所述步骤④中确定注入零序电压的正负的方法为：

表中ωt为相位角，i_a、i_b、i_c为a、b、c三相电流，U_dc1、U_dc2为电容C₁、C₂电压，V₀是零序电压。

所述步骤⑤中的零序电压大小的计算方法为：

(i)V₀＞0的情况下(即加入的零序电压为正)：三相正序调制电压加入零序后，各个调制电压变大，要保证加入零序电压后的调制电压要小于最大值m，且符号不变。

以a相调制电压为例，当V_a＞0时，因为加入的零序电压为正，所以加入零序后符号不变，但必须小于m。因此，能够加入的零序电压V₀≤m-V_a。若V_a＜0，若使a相符号不变，就能同时满足小于m。则V_a+V₀≤0。即V₀≤-V_a。同样也可以得到其他两相加入零序电压的范围即：

当V_b＞0，V₀≤m-V_b；当V_b＜0，V₀≤-V_b；

当V_c＞0，V₀≤m-V_c；当V_c＜0，V₀≤-V_c，

要同时满足三相正序调制电压加入零序后满足条件，则要取三个每相能加入最大零序电压的最小值，这样就能同时满足三相加入零序后的要求。具体方法如下。

当V_a＞0时，ΔV_a＝m-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝m-V_x；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝m-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-V_c；

V₀＝min(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)

(ii)V₀＜0的情况下(即加入的零序电压为负)：三相正序调制电压加入零序后，各个调制电压变小，要保证加入零序电压后的调制电压要大于-m，且符号不变。

同样以a相调制电压为例，则当V_a＞0时，因为加入的零序电压为负，所以只要符号不变就能满足加入零序后大于-m。因此，能够加入的零序电压V_a+V₀≥0，即V₀≥-V_a。若V_a＜0，则V_a+V₀≥-m。即V₀≥-m-V_a。同样也可以得到其他两相加入零序电压的范围即：

当V_b＞0，V₀≥-V_b；当V_b＜0，V₀≥-m-V_b

当V_c＞0，V₀≥-V_c；当V_c＜0，V₀≥-m-V_c

要同时满足三相正序调制电压加入零序后满足条件，则要取三个每相能加入最小零序电压的最大值，这样就能同时满足三相加入零序电压后的要求。具体方法如下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-m-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-m-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-m-V_c；

V₀＝max(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)

式中V₀为零序电压，m(0＜m≤1)为调制比，V_a、V_b、V_c为三相正序调制电压，max为取三个数的最大值，ΔV_a、ΔV_b、ΔV_c为中间变量。本发明的原理为：三电平逆变器拓扑结构如图2所示，该拓扑结构包括三相交流电源10，整流桥9，三电平逆变器24以及电机23。三相交流电源10与整流桥9相连提供直流电压，整流桥将三相交流电转换成直流电向三电平逆变器24供电。三电平逆变器24将转换成的交流电向电机23提供三相交流电。三电平逆变器由12个开关器件(11、12、13、14、15、16、17、18、19、20、21、22)组成，11，12，13，14控制a相，15、16、17、18控制b相，19，20，21，22控制c相。以a相为例，当11，12导通时，a相与P点相连，即a相电压为直流电压正电压；当12，13导通时，a相与O点相连，即a相电压为直流电压零电压；当13，14导通时，a相与N点相连，即a相电压为直流电压的负电压，定义三电平逆变器的开关状态S_i(i＝a，b，c)为：

本发明所述的中点平衡控制方法是基于多载波调制策略提出的，其方法是两路三角载波分别于三相调制电压比较产生控制开关器件导通的信号，如图3所示，图中为以a相为例，其中S_a1、S_a、S_a3、S_a4控制a相四个开关器件(11、12、13、14)的信号，1表示导通，0表示关断。V_a表示a相的输出电压，“1”表示输出正电压，“0”表示输出零电压，“-1”表示输出负电压。当调制波27大于零时，与正的三角载波28比较，当调制波27大于三角载波28时，开关器件11、12导通，a相输出正电压：当调制波27小于三角载波28时，开关器件12、13导通，a相输出零电压。若调制波27小于零，与负的三角载波29比较，当调制波27小于三角载波29时，开关器件12、13导通，a相输出零电压：当调制波27小于三角载波29时，开关器件13、14导通a相输出负电压。其他两相与a相的控制方法相同。

由下式计算出的三相调制电压称为三相正序调制电压，式中V_a、V_b、V_c分别为a、b、c三相正序调制电压，m(0＜m＜＝1)为调制比，m＝V_m/V_cr，其中V_m为调制波27的峰值，V_cr为三角载波的峰值。ωt为电压相位角。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a=m\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ V_b=m\·\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ V_c=m\·\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.---\left(1\right)$

随着三相正序调制电压角度的变化，每个控制周期内三相桥臂的导通关系会有相应的变化。为了便于分析，将正序调制波形分成六个区间，具体为-30°＜ωt＜30°、30°＜ωt＜90°、90°＜ωt＜150°、150°＜ωt＜210°、210°＜ωt＜270°、270°＜ωt＜330°，每个时区内调制电压的正负不发生变化，如图4所示，在时区-30°＜ωt＜30°内a相调制电压36大于0，b、相调制电压37、38小于0，三相在这一区间内符号都没有发生变化。由-30°＜ωt＜30°向30°＜ωt＜90°过渡时，b相调制电压37由负变正，符号发生变化，因此以30°点为分界点将两个时区分开。其他各时区以此方法划分，一个周期内划分成六个时区。

以-30°＜ωt＜30°为例，说明三相开关导通情况。根据多载波调制策略，在一个控制周期内，由于m＝0.5前后三相的开关器件导通顺序会不同，所以将m分为大于0.5和小于0.5两种情况，如图5所示，图5(a)为m＜0.5开关管导通情况，图5(b)为m＞0.5开关管导通情况，当调制比m＜0.5时三相开关器件依次对应的开关序列分别为[0-1-1]、[00-1]、[000]、[100]、[000]、[00-1]、[00-1]。每个开关序列表示同一个时间内a、b、c三相开关器件导通的情况，每个开关序列的第一个数字表示a相开关器件的导通情况。其中1表示开关11、12导通，13、14关闭；0表示开关12、13导通，11、14关闭；-1表示开关13、14导通，11、12关闭。每个开关序列的第二个数字表示b相开关器件的导通情况。其中1表示开关15、16导通，17、18关闭；0表示开关16、17导通，15、18关闭；-1表示开关17、18导通15、16关闭。每个开关序列的第三个数字表示c相开关器件的导通情况。其中1表示开关19、20导通，21、22关闭；0表示开关20、21导通，19、22关闭；-1表示开关21、22导通，19、20关闭。

当调制比m＞0.5时对应的开关序列分别为[0-1-1]、[00-1]、[10-1]、[100]、[10-1]、[00-1]、[00-1]。由上面的开关序列分布可以看出，在-30°＜ωt＜30°区间内，多载波调制策略能满足一个开关周期内以开关序列[0-1-1]开头、结尾，中间是开关序列[100]。

当开关序列[0-1-1]作用时，开关器件12、13导通，导通的开关器件用导线相连，关断的开关器件略去，简化后的图如图6(a)所示。a相直接与中点相连，中点电流i_npc与a相电流i_a相同。当i_npc大于零时，直流侧母线电容C₁一个充电，电容C₂放电，中点电位因此发生波动；当i_npc小于零时，直流侧母线电容C₁一个放电，电容C₂充电，中点电位因此发生波动。此时电流关系如式(2)所示。

i_npc＝i_a      (2)

当开关序列为[100]时，图6(b)为三相与中点相连示意图，可以看出a相与正直流母线相连，b相和c相与中点7相连，电流作用同样会影响中点电位。电流关系如下。

i_npc＝-i_a    (3)

由式(2)、式(3)可以看出，开关序列[0-1-1]、[100]在同一控制周期内对中点电位的影响是相反的。对于多载波调制策略，要控制中点电位波动，就是要改变这种影响中点不平衡的开关序列的作用时间。这里将一个控制周期内两边的开关序列称为首尾开关序列，中间的称为中间开关序列。

同理，根据上述方法可得出其它分区内每个控制周期内影响中点电压的开关序列，如表1所示。

表1各区间开关序列与中点电流的关系表

区间	控制周期内首尾开关序列	inpc	控制周期内中间开关序列	inpc
					-30°＜ωt＜30°	0-1-1	ia	100	-ia
30°＜ωt＜90°	00-1	-ic	110	ic
					90°＜ωt＜150°	-10-1	ib	010	-ib
150°＜ωt＜210°	-100	-ia	011	ia
					210°＜ωt＜270°	-1-10	ic	001	-ic
270°＜ωt＜330°	0-10	-ib	101	ib

表中开关序列表示同一个时间内a、b、c三相开关器件导通的情况，每个开关序列的第一个数字表示a相开关器件的导通情况。其中1表示开关11、12导通，13、14关闭；0表示开关12、13导通，11、14关闭；-1表示开关13、14导通，11、12关闭。每个开关序列的第二个数字表示b相开关器件的导通情况。其中1表示开关15、16导通，17、18关闭；0表示开关16、17导通，15、18关闭；-1表示开关17、18导通15、16关闭。每个开关序列的第三个数字表示c相开关器件的导通情况。其中1表示开关19、20导通，21、22关闭；0表示开关20、21导通，19、22关闭；-1表示开关21、22导通，19、20关闭。

根据多载波调制策略特点，利用电流方向以及直流母线两电容差值，通过在调制电压中注入合适的零序分量，改变开关序列的作用时间，从而达到控制中点电位的目的。

以区间-30°＜ωt＜30°为例。如果U_dc1＞U_dc2，要保持两电容电压相同，就要使C₁放电、C₂充电，C₁经过放电后，电容C₁电压下降，C₂经过充电后，电容C₂电压上升。此时i_npc受a相电流i_a的影响，如表1所示。当不加零序电压时开关序列作用时间如图7(a)所示，当i_a＞0时，应该使开关序列[0-1-1]作用时间减少，开关序列[100]作用时间增加，如图7(b)所示，这样可以使得C₁放电、C₂充电，从而促使两个电容电压相等。要改变开关序列的作用时间，通过加入适量的正零序电压，就可以同时改变中间和两边的开关序列作用时间。当加入适量的零序电压V₀(V₀＞0)以后开关序列[0-1-1]作用时间减少，开关序列[100]作用时间增加，满足上面关于减小中点电位不平衡的分析。同理当U_dc1＞U_dc2，当i_a＜0时，应该使开关序列[0-1-1]作用时间增加，开关序列[100]作用时间减少。通过加入适量的负零序电压，就可以同时改变中间和两边的开关序列的作用时间。需要说明的是，图7(b)和(c)中的虚线是没有加入零序电压时的调制电压，也就是和图7(a)对应电压相同的电压，实线是加入零序电压后得到的三相调制电压。

当-30°＜ωt＜30°时，可以总结出如下四种情况：

(1)i_a＞0，U_dc1＞U_dc2加入的零序分量V₀＞0。

(2)i_a＞0，U_dc1＜U_dc2加入的零序分量V₀＜0。

(3)i_a＜0，U_dc1＞U_dc2加入的零序分量V₀＜0。

(4)i_a＜0，U_dc1＜U_dc2加入的零序分量V₀＜0。

同理，可以得出其他区间的加入零序方法，如表2所示。

表2零序电压确定表

零序电压的计算要保证零序电压注入后，三相调制电压的符号不会发生变化。依据这一原则，V₀的取值大小可以按如下方式取得。由于实际运行中两个电容电压的大小关系不确定，所以加入零序电压的正负需要根据采集的电压电流来判断。V₀的计算如下。

(i)V₀＞0的情况下(即加入的零序电压为正)：三相正序调制电压加入零序后，各个调制电压变大，要保证加入零序电压后的调制电压要小于最大值m，且符号不变。

以a相调制电压为例，则当V_a＞0时，因为加入的零序为正，所以加入零序后符号不变，但必须小于m。因此，能够加入的零序电压V₀≤m-V_a。若V_a＜0，若使a相符号不变，就能同时满足小于m。则V_a+V₀≤0。即V₀≤-V_a。同样也可以得到其他两相加入零序电压的范围即：

当V_b＞0，V₀≤m-V_b；当V_b＜0，V₀≤-V_b；

当V_c＞0，V₀≤m-V_c；当V_c＜0，V₀≤-V_c；

要同时满足三相正序调制电压加入零序后满足条件，则要取三个每相能加入最大零序电压的最小值，这样就能同时满足三相加入零序后的要求。具体方法如下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝m-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝m-V_x；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝m-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-V_c；

V₀＝min(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)  (4)

由式(4)计算得到的调制信号与载波比较产生的开关序列，不会含有首、尾开关序列，中间开关序列作用时间加长，并且调制电压的符号不会发生变化。式中V₀为零序电压，m(0＜m≤1)为调制比，V_a、V_b、V_c为三相正序调制电压，min为取三个数的最小数，ΔV_a、ΔV_b、ΔV_c为中间变量。(ii)V₀＜0的情况下(即加入的零序电压为负)：三相正序调制电压加入零序后，各个调制电压变小，要保证加入零序电压后的调制电压要大于-m，且符号不变。

同样以a相调制电压为例，则当V₀＞0时，因为加入的零序为负，所以只要符号不变就能满足加入零序后大于-m。因此，能够加入的零序电压V_a+V₀≥0，即V₀≥-V_a。若V_a＜0，则V_a+V₀≥-m。即V₀≥-m-V_a。同样也可以得到其他两相加入零序电压的范围即：

当V_b＞0，V₀≥-V_b；当V_b＜0，V₀≥-m-V_b

当V_c＞0，V₀≥-V_c；当V_c＜0，V₀≥-m-V_c

要同时满足三相正序调制电压加入零序后满足条件，则要取三个每相能加入最小零序电压的最大值，这样就能同时满足三相加入零序后的要求。具体方法如下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-m-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-m-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-m-V_c；

V₀＝max(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)  (5)

由(5)计算得到的调制信号与载波比较产生的开关序列，中间开关序列作用时间减小，首、尾开关序列作用时间加长。式中V₀为零序电压，m(0＜m≤1)为调制比，V_a、V_b、V_c为三相正序调制电压，max为取三个数的最大值，ΔV_a、ΔV_b、ΔV_c为中间变量。

在正序调制电压中加入零序调制电压V₀后，最终的调制电压可以表示如式(6)。式中V_a′、V_b′、V_c′分别为加入零序电压后的三相调制电压。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a^{\′}=m\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+V_0\\ V_b^{\′}=m\·\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)+V_0\\ V_c^{\′}=m\·\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)+V_0\end{array}\right.---\left(6\right)$

对于三相三线系统，在三相abc坐标下，线电压等于两相电压相减，线电压中不含零序电压，因此，逆变器三相输出电压同时增加或者减小一个零序电压不会影响负载的线电压。通过上面的分析可以看出，加入零序电压的过程，仅有少量的计算，而用仅仅通过判断的方法求出要加入零序电压的方法。大大减少了复杂的数学运算。对于现在基于DSP为控制核心的系统来说，大大简化了DSP的运算负担。

本发明与现有技术相比的优点在于：(1)采用了仅通过判定电容电压差值的大小，以及相位角所在的区间和中点电流方向的方法，得到相应的零序电压，算法简单、计算量小，没有复杂的运算公式，大大提高了运算效率。

(2)调制策略采用多载波的PWM控制方法，通过注入零序电压形成开关序列，大大简化了采用SVPWM调制策略对中点电位进行控制的复杂性，计算简单、实现方便、响应速度快、鲁棒性强。

(3)在单电源供电的工况下，实现了三电平逆变器直流侧上下两电容电压的平衡控制，降低了系统的成本和体积。

附图说明

图1三电平逆变器控制系统拓扑结构。

图2三电平逆变器拓扑结构图。

图3三电平逆变器多载波调制策略。

图4正序调制电压波形分区图。

图5为三电平逆变器一个控制周期开关序列分布图，其中图5(a)为调制比m＜0.5时，三电平逆变器一个控制周期开关序列分布图，图5(b)为调制比m＞0.5时，三电平逆变器一个控制周期开关序列分布图。

图6为区间电流关系图，其中图6(a)为区间-30°＜ωt＜30开关序列[0-1-1]电流关系图，图6(b)为区间-30°＜ωt＜30°开关序列[100]电流关系流图。

图7为零序分量开关序列图，其中图7(a)为未加零序分量开关序列图，图7(b)为加正零序分量开关序列图，图7(c)为加负零序分量开关序列图。

图8为上、下电容C₁、C₂电压实验结果。

图9本发明所述方法的流程图。

具体实施方式

图1为三电平逆变器控制系统结构图，主要包括两大部分主回路80和控制回路85。主回路80由变压器77、整流桥78、三电平逆变器79、电机负载86构成；控制回路85包含DSP控制板3、12路PWM光纤发送和接收回路83、12路故障信号光纤发送和接收回路81、电源模块82。主回路80中变压器77与整流桥78相连，整流桥78将变压器77提供的三相交流电源转换成直流电源供三电平逆变器79使用，整流桥78与三电平逆变器79相连，逆变器79与电机86相连，三电平逆变器79将整流桥78输出的直流电源转换成期望频率f的三相交流，并向电机负载86供给；12路PWM光纤发送和接收回路83、12路故障信号光纤发送和接收回路81分别与DSP控制板3和三电平逆变器79相连。控制回路85通过光纤发送和接收回路81控制三电平逆变器，PWM光纤发送和接收回路83将DSP控制板3(本发明采用的是TMS320LF28335)计算出的控制信号控制三电平逆变器79开关器件的导通与关断；光纤接收回路81将故障信号传送给DSP，DSP控制板处理接收的信号和发送并实现中点电位平衡算法，电源模块82为整个控制回路提供电源。

本发明采取的基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法方法，其具体实施步骤(如图9所示)为：

①计算相位角ωt并根据相位角ωt计算三相正序调制电压，计算表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a=m\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ V_b=m\·\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ V_c=m\·\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$

ωt＝2πft

式中V_a、V_b、V_c分别为a、b、c相正序调制电压，m为调制比，f是期望的输出三相电压的频率，t是时间。

②通过电流霍尔4采集两相负载电流；通过电压霍尔1采集直流母线侧两电容C₁5、C₂ 6的电压，将采集到的电流电压信号经TMS320LF28335控制板3中的的调理电路转换成0～3伏的电压信号，并计算得到直流母线的电压偏差。根据两个采集到a相电流i_a和c相电流i_c以下面的公式计算出b相电流i_b。

i_b＝-i_a-i_c

③根据一个时区内三相调制电压的正负不发生变化原则，将一个周期三相正序调制电压分成六个时区，每个时区内三相调制电压的正负符号保持不变。根据同一个时区内，每一个控制周期中功率器件的导通顺序相同的特点，判断在每一个时区内，中点电流与相电流的关系。

由于三相正序调制电压是以360°为周期的周期函数，所以以一个周期为研究对象，时区划分为：-30°＜ωt＜30°、30°＜ωt＜90°、90°＜ωt＜150°、150°＜ωt＜210°、210°＜ωt＜270°、270°＜ωt＜330°。

根据载波调制的特点，同一个时区内每一个控制周期内功率器件的导通顺序是相同的。根据这一特点判断在每一个时区内的一个控制周期中中间开关序列和两边开关序列作用时，中点电流与某一相电流的关系。根据相位角ωt的大小，判断相位角所在的时区，判断中点电流i_npc的大小。判断依据如表1所示。ωt为相位角，i_a为a相电流，i_b为b相电流，i_c为c相电流，i_npc为中点电流。表中开关序列表示同一个时间内a、b、c三相开关器件导通的情况，每个开关序列的第一个数字表示a相开关器件的导通情况。其中1表示开关11、12导通，13、14关闭；0表示开关12、13导通，11、14关闭；-1表示开关13、14导通，11、12关闭。每个开关序列的第二个数字表示b相开关器件的导通情况。其中1表示开关15、16导通，17、18关闭；0表示开关16、17导通，15、18关闭；-1表示开关17、18导通15、16关闭。每个开关序列的第三个数字表示c相开关器件的导通情况。其中1表示开关19、20导通，21、22关闭；0表示开关20、21导通，19、22关闭；-1表示开关21、22导通，19、20关闭。

表1各区间开关序列与中点电流的关系表

区间	控制周期内首尾开关序列	inpc	控制周期内中间开关序列	inpc
					-30°＜ωt＜30°	0-1-1	ia	100	-ia
30°＜ωt＜90°	00-1	-ic	110	ic
					90°＜ωt＜150°	-10-1	ib	010	-ib
150°＜ωt＜210°	-100	-ia	011	ia
					210°＜ωt＜270°	-1-10	ic	001	-ic
270°＜ωt＜330°	0-10	-ib	101	ib

④根据两电容C₁和C₂电压偏差、中点电流的大小以及相位角所在的时区确定注入零序电压的正负。

通过判断直流母线侧两电容C₁、C₂电压的大小，以及根据步骤③中点电流的正负判断是注入正零序电压还是负零序电压。判断依据如表2所示。ωt为相位角，i_a为a相电流，i_b为b相电流，i_c为c相电流，U_dc1、U_dc2为电容C₁、C₂电压，V₀为零序电压。

表2  零序电压选择表

⑤根据步骤④确定的零序电压的正负计算注入零序电压的大小，将零序电压与三相正序电压相加得到三相调制电压，通过与载波比较得到功率器件的驱动脉冲，达到控制中点电位平衡。

其中V₀的计算如下：

(i)V₀＞0的情况下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝m-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝m-V_x；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝m-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-V_c；

V₀＝min(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)

(ii)V₀＜0的情况下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝m+V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝V_b；

当V_b＜0时，ΔV_b＝m+V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝m+V_c；

V₀＝-min(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)

公式中m(0＜m≤1)为调制比，m＝V_m/V_cr，其中V_m为调制波的峰值，V_cr为三角载波的峰值。V_a、V_b、V_c为三相正序调制电压，min为取三个数的最小数，ΔV_a、ΔV_b、ΔV_c为中间变量，将得到的零序电压V₀与三相正序电压相加，得到注入零序电压的三相调制电压。

本发明虽为二极管箝位三电平逆变器系统的电位平衡控制方法，但也可以作为一种通用相同结构的变换器的中点电位平衡控制，应用者可以根据其特殊的应用灵活方便地实现中点电位控制。该方法实现起来简单，且控制效果明显。

经过试验验证被控制方法是可行有效的，如图8所示。没有使用本中点平衡控制方法之前电容C₁电压信号39与电容C₂电压信号40有偏差，当在时间点41使用本方法后两电容电压很快趋向相同，由图中可以看出两电容电压经过本发明所述方法后变为相等的电压信号42，抑制了两电容电压的差异，达到了很好的效果。其中横坐标为时间，每格10毫秒；横坐标为电压，每格100伏。

Claims (5)

1.一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：

其步骤为：①计算相位角ωt并根据相位角ωt计算三相正序调制电压，计算表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_a=m\·\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)\\ V_b=m\·\cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)\\ V_c=m\·\cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right.$

                ωt＝2πft

式中V_a、V_b、V_c分别为a、b、c相正序调制电压，m为调制比，f是输出三相电压的频率，t是时间；

②采集两相负载电流，并检测直流母线侧电容C₁(5)和C₂(6)的电压，在数字信号处理器中计算得到电压偏差，根据采集到的两相电流计算出另一相负载电流；

③根据一个时区内三相调制电压的正负不发生变化原则，将一个周期三相正序调制电压分成六个时区，每个时区内三相调制电压的正负符号保持不变，根据同一个时区内，每一个控制周期中功率器件的导通顺序相同的特点，判断在每一个时区内，中点电流与相电流的关系；

④根据两电容C₁(5)和C₂(6)电压偏差、中点电流的大小以及相位角所在的时区确定注入零序电压的正负；

⑤根据步骤④确定的零序电压的正负计算注入零序电压的大小，将零序电压与三相正序调制电压相加得到三相调制电压，通过与载波比较得到功率器件的驱动脉冲，实现控制中点电位平衡。

2.根据权利要求1所述的一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述步骤③中的时区划分为：-30°＜ωt＜30°、30°＜ωt＜90°、90°＜ωt＜150°、150°＜ωt＜210°、210°＜ωt＜270°、270°＜ωt＜330°。

3.根据权利要求1所述的一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述步骤③中所述的中点电流与相电流的关系为：

时区   控制周期内首尾开关序列   中点电流   控制周期内中间开关序列   中点电流 -30°＜ωt＜30° 0-1-1 i_a 100 -i_a 30°＜ωt＜90° 00-1 -i_c 110 i_c 90°＜ωt＜150° -10-1 i_b 010 -i_b 150°＜ωt＜210° -100 -i_a 011 i_a

时区   控制周期内首尾开关序列   中点电流   控制周期内中间开关序列   中点电流 210°＜ωt＜270° -1-10 i_c 001 -i_c 270°＜ωt＜330° 0-10 -i_b 101 i_b

表中开关序列表示同一个时间内a、b、c三相开关器件导通的情况，每个开关序列的第一个数字表示a相开关器件的导通情况；第二个数字表示b相开关器件的导通情况；第三个数字表示c相开关器件的导通情况；i_a为a相电流；i_b为b相电流，i_c为c相电流。

4.根据权利要求1所述的一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述步骤④中确定注入零序电压的正负的方法为：

表中ωt为相位角，i_a、i_b、i_c为a、b、c三相电流，U_dc1、U_dc2为电容C₁、C₂电压，V₀是零序电压。

5.根据权利要求1所述的一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述步骤⑤中的零序电压大小的计算方法为：(i)V₀＞0的情况下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝m-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝m-V_x；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝m-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-V_c；

V₀＝min(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)

(ii)V₀＜0的情况下：

当V_a＞0时，ΔV_a＝-V_a；

当V_a＜0时，ΔV_a＝-m-V_a；

当V_b＞0时，ΔV_b＝-V_b；

当V_b＜0时，ΔV_b＝-m-V_b；

当V_c＞0时，ΔV_c＝-V_c；

当V_c＜0时，ΔV_c＝-m-V_c；

V₀＝max(ΔV_a，ΔV_b，ΔV_c)

式中V₀为零序电压，m(0＜m≤1)为调制比，V_a、V_b、V_c为三相正序调制电压，max为取三个数的最大值，ΔV_a、ΔV_b、ΔV_c为中间变量。

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