CN204993103U - 一种t型三电平三相储能逆变器系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种T型三电平三相储能逆变器系统，包括：锂电池组、能量双向流动直流-直流变换器、直流-直流变换器控制器、能量双向流动直流-交流变换器和直流-交流变换器控制器；其中：锂电池组与能量双向流动直流-直流变换器相连；直流-直流变换器与能量双向流动直流-交流变换器相连；能量双向流动直流-交流变换器与电网相连；直流-直流变换器控制器与能量双向流动直流-直流变换器相连；直流-交流变换器控制器与能量双向流动直流-交流变换器相连。本实用新型能够降低系统的成本，同时实现能量的双向流动。

Description

一种T型三电平三相储能逆变器系统

技术领域

本实用新型涉及分布式发电技术领域，尤其涉及一种T型三电平三相储能逆变器系统。

背景技术

近年来，随着能源消耗逐年增加，常规能源日益枯竭，可再生能源发电(风力发电、光伏发电等)越来越受得人们的关注。储能逆变器系统作为电网不可缺少部分，需通过储能逆变器与电网系统连接，起到平衡和缓冲电网内部能量的作用。因此，如何通过储能逆变器实现能量的双向流动，同时降低应用成本是一项亟待解决的问题。

实用新型内容

本实用新型提供了一种T型三电平三相储能逆变器系统，能够降低系统的成本，同时实现能量的双向流动。

本实用新型提供了一种T型三电平三相储能逆变器系统，包括：锂电池组、能量双向流动直流-直流变换器、直流-直流变换器控制器、能量双向流动直流-交流变换器和直流-交流变换器控制器；其中：

所述锂电池组与所述能量双向流动直流-直流变换器相连；

所述直流-直流变换器与所述能量双向流动直流-交流变换器相连；

所述能量双向流动直流-交流变换器与电网相连；

所述直流-直流变换器控制器与所述能量双向流动直流-直流变换器相连；

所述直流-交流变换器控制器与所述能量双向流动直流-交流变换器相连。

优选地，所述能量双向流动直流-直流变换器包括：高频低压MOSFET开关管S1、高频低压MOSFET开关管S2、高频低压MOSFET开关管S3、高频低压MOSFET开关管S4、高频升压变压器T1、滤波电感L1、高压IGBT开关管Sd1、高压IGBT开关管Sd2、高压IGBT开关管Sd3、高压IGBT开关管Sd4、直流母线电压电容C2和直流母线电压电容C4；其中：

所述高频低压MOSFET开关管S1、高频低压MOSFET开关管S2、高频低压MOSFET开关管S3、高频低压MOSFET开关管S4构成H4桥；

所述高压IGBT开关管Sd1、高压IGBT开关管Sd2、高压IGBT开关管Sd3和高压IGBT开关管Sd4构成T型三电平作为能量双向流动直流-直流变换器中变换压副边的一个桥臂，另一个桥臂为母线电压电容C2和直流母线电压电容C4中性点。

优选地，所述能量双向流动直流-交流变换器包括：T型三电平三相三桥臂逆变器、滤波电感L2和滤波电容C3；其中：

所述T型三电平三相三桥臂逆变器由三个桥臂构成，第一个桥臂由功率高压IGBT开关管Sa1、功率高压IGBT开关管Sa2、功率高压IGBT开关管Sa3和功率高压IGBT开关管Sa4构成，第二个桥臂由功率高压IGBT开关管Sb1、功率高压IGBT开关管Sb2、功率高压IGBT开关管Sb3和功率高压IGBT开关管Sb4构成，第三个桥臂由功率高压IGBT开关管Sc1和功率高压IGBT开关管Sc4构成。

优选地，所述功率高压IGBT开关管Sa1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sa3的驱动信号互补，同时设置2us死区时间，功率高压IGBT开关管Sa2的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sa4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间；功率高压IGBT开关管Sb1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sb3的驱动信号互补，同时设置2us死区时间，功率高压IGBT开关管Sb2的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sb4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间；功率高压IGBT开关管Sc1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sc4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间。

优选地，所述直流-交流变换器控制器包括：有限开关状态预测模型和比例积分控制器。

优选地，所述有限开关状态预测模型的目标函数为：

$g\left(k\right)=\left(\right|i_{\mathrm{\α}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)|+|i_{\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\left|\right)+{\mathrm{\λ}}_v\left(\right|V_P\left(k+1\right)-V_N\left(k+1\right)\left|\right);$

其中，i_α(k)、i_β(k)为三电平逆变器输出电流在αβ静止坐标系下α、β分量，λ_v是目标函数的权重系数，V_P(k+1)为直流正母线电压，V_N(k+1)为直流负母线电压，为静止坐标系下α轴给定电流，为静止坐标系下β轴给定电流。

优选地，所述直流-直流变换器控制器包括PI控制器。

由上述方案可知，本实用新型提供的一种T型三电平三相储能逆变器系统，通过直流-直流变换器控制器对能量双向流动直流-直流变换器的控制，以及通过直流-交流变换器控制器对能量双向流动直流-交流变换器的控制，能够实现能量的双向流动，同时降低系统的成本。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型实施例公开的一种T型三电平三相储能逆变器系统的结构示意图；

图2为本实用新型实施例公开的一种T型三电平三相储能逆变器系统的拓扑电路图；

图3为本实用新型实施例公开的T型三电平三相储能逆变器的电压矢量图；

图4为本实用新型实施例公开的一种能量双向流动直流-交流变换器的有限开关状态模型预测控制策略图；

图5为本实用新型实施例公开的一种能量双向流动直流-直流变换器控制策略图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

如图1所示，为本实用新型实施例公开的一种T型三电平三相储能逆变器系统，包括：锂电池组11、能量双向流动直流-直流变换器12、直流-直流变换器控制器13、能量双向流动直流-交流变换器14和直流-交流变换器控制器15；其中：

锂电池组11与能量双向流动直流-直流变换器12相连；

直流-直流变换器12与能量双向流动直流-交流变换器14相连；

能量双向流动直流-交流变换器14与电网10相连；

直流-直流变换器控制器13与能量双向流动直流-直流变换器12相连；

直流-交流变换器控制器15与能量双向流动直流-交流变换器14相连。

具体的，如图2所示，能量双向流动直流-直流变换器包括：高频低压MOSFET开关管S1、高频低压MOSFET开关管S2、高频低压MOSFET开关管S3、高频低压MOSFET开关管S4、高频升压变压器T1、滤波电感L1、高压IGBT开关管Sd1、高压IGBT开关管Sd2、高压IGBT开关管Sd3、高压IGBT开关管Sd4、直流母线电压电容C2和直流母线电压电容C4；其中：

高频低压MOSFET开关管S1、高频低压MOSFET开关管S2、高频低压MOSFET开关管S3、高频低压MOSFET开关管S4构成H4桥；

高压IGBT开关管Sd1、高压IGBT开关管Sd2、高压IGBT开关管Sd3和高压IGBT开关管Sd4构成T型三电平作为能量双向流动直流-直流变换器中变换压副边的一个桥臂，另一个桥臂为母线电压电容C2和直流母线电压电容C4中性点。

能量双向流动直流-交流变换器包括：T型三电平三相三桥臂逆变器、滤波电感L2和滤波电容C3；其中：

T型三电平三相三桥臂逆变器由三个桥臂构成，第一个桥臂由功率高压IGBT开关管Sa1、功率高压IGBT开关管Sa2、功率高压IGBT开关管Sa3和功率高压IGBT开关管Sa4构成，第二个桥臂由功率高压IGBT开关管Sb1、功率高压IGBT开关管Sb2、功率高压IGBT开关管Sb3和功率高压IGBT开关管Sb4构成，第三个桥臂由功率高压IGBT开关管Sc1和功率高压IGBT开关管Sc4构成。传统T型三电平三相逆变器每一个桥臂由4个功率开关管构成，总共由12个功率开关管构成。而所实用新型低成本T型三电平三相三桥臂逆变器只有10个功率开关管，功率开关管减少了1/6，降低了成本。

具体的，在本实用新型中功率高压IGBT开关管Sa1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sa3的驱动信号互补，同时设置2us死区时间，功率高压IGBT开关管Sa2的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sa4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间；功率高压IGBT开关管Sb1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sb3的驱动信号互补，同时设置2us死区时间，功率高压IGBT开关管Sb2的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sb4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间；功率高压IGBT开关管Sc1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sc4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间。

具体的，在低成本T型三电平三相储能逆变系统中直流-交流逆变电路中，每相桥臂有三种输出状态：“P”状态、“O”状态和“N”状态。以三电平三相逆变器中性点电压o为参考电压，则逆变器输出相电压分别为V_dc/2、0和-V_dc/2。为了方便建模，假设所有开关元器件都是理想器件，忽略死区时间，逆变器输出端通过滤波电感L2与电网相连，三相电网的中性点为n，则低成本T型三电平三相储能逆变可以等效为相应的开关模型。假定变量S_a，S_b，S_c{1，0，-1}代表每一相的开关状态，其中“1”代表输出与母线电压正极P点相连，“0”代表输出与母线电压中性点0点相连，“-1”代表输出与母线电压负极N点相连。低成本T型三电平三相储能逆变系统中直流-交流逆变器输出的开关状态可以表示为：

S_j＝[S_aS_bS_c]^T(1)

其中j＝0,...,17。

则直流-交流逆变器输出电压在静止αβ坐标系下电压表示为：

$u_{a\mathrm{\β}j}=\frac{U_{dc}}{2}{T}_{3/2}{S}_j,(j=0,...,17)---\left(2\right)$

其中Τ_3/2为三相静止坐标到二相静止坐标系变换矩阵，可表示为：

$T_{3/2}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]---\left(3\right)$

图2中，e_a、e_b、e_b分别为三相电网相电压；i_a、i_b、i_c分别为三相并网逆变器输出相电流；u_a、u_b、u_c分别为三相并网逆变器输出相电压；C2、C4分别为直流母线电容；V_P、V_N分别为电容C2和C4电压；V_dc＝V_p+V_n为直流母线电压；L2和C4为三相储能逆变器的滤波电感和滤波电容。

在本实用新型系统中，可设定额定功率为5KW，锂电池组的电压范围为100V—130V，锂电池组滤波电容C1＝1000uF，高频变压器T1的开关频率为40k，高频变压器变比为1：6，高频变压器滤波电感L1＝0.1mH，直流母线电容C2＝C3＝1000uF，电网相压有效值为220V，直流-交流逆变器滤波电感L2＝0.8mH，滤波电容C4＝4.7uF，直流-交流逆变器的开关频率为20k。

根据图2，高频隔离低成本T型三电平三相储能逆变器系统中的直流-交流逆变器在三相静止坐标系的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_a}{dt}=u_a-e_a\\ L\frac{{\mathrm{di}}_b}{dt}=u_b-e_a\\ L\frac{{\mathrm{di}}_c}{dt}=u_c-e_c\end{array}\right.---\left(4\right)$

三相储能逆变器系统中的直流-交流逆变器输出电流在静止αβ坐标系下的动态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\α}}}{dt}=u_a-e_{\mathrm{\α}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{\β}}}{dt}=u_{\mathrm{\β}}-e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

式中，i_α、i_β为直流-交流逆变器输出电流在αβ坐标系下α、β分量；u_α、u_β为直流-交流逆变器输出电压在αβ坐标系下α、β分量；e_α、e_β为电网电压在αβ坐标系下α、β分量。

假定采样周期T_s为比较小，将式(5)离散化可得：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{i_{\mathrm{\α}}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)}{T_s}=u_a\left(k\right)-e_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ L\frac{i_{\mathrm{\β}}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)}{T_s}=u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)-e_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(6\right)$

则在k+1时刻直流-交流逆变器预测电流为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}(k+1)=\frac{T_s}{L}\[u_a\left(k\right)-e_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\]+i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{\β}}(k+1)=\frac{T_s}{L}\[u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)-e_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\]+i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(7\right)$

假定在k+1时刻并网逆变器电流达到给定电流，即

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}(k+1)=i_{\mathrm{\α}}^{*}\left(k\right)\\ i_{\mathrm{\β}}(k+1)=i_{\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

储能逆变器系统中的直流-交流逆变器直流母线电容电压为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_P\left(t\right)=V_P\left(0\right)+{\∫}_{0^{+}}^t{i}_{C1}\left(\mathrm{\τ}\right)d\mathrm{\τ}\\ V_N\left(t\right)=V_N\left(0\right)+{\∫}_{0^{+}}^t{i}_{C2}\left(\mathrm{\τ}\right)d\mathrm{\τ}\end{array}\right.---\left(9\right)$

假定离散化的采样时间为T_s，将式(9)离散化可得：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_P(k+1)=V_P\left(k\right)+\frac{T_s}{C2}{i}_{C1}\left(k\right)\\ V_N(k+1)=V_N\left(k\right)+\frac{T_s}{C3}{i}_{C2}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

其中，i_C1(k)和i_C2(k)可以通过储能逆变器系统中的直流-交流逆变器的输出电流和逆变器的开关函数得到，无需直接测量。

三相储能逆变器系统中的直流-交流逆变器电流内环采用有限开关状态模型预测控制，外环电压环采用传统的比例积分控制器。电流内环采用有限开关状态模型预测控制的主要目的是实现对给定电流的快速、精确跟踪以及低成本T型三电平三相逆变器中性点电压平衡控制。在本实用新型中，有限开关状态模型预测控制的目标函数选择为：

$g\left(k\right)=\left(\right|i_{\mathrm{\α}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)|+|i_{\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\left|\right)+{\mathrm{\λ}}_v\left(\right|V_P\left(k+1\right)-V_N\left(k+1\right)\left|\right)---\left(11\right)$

其中，i_α(k)、i_β(k)为三电平逆变器输出电流在αβ静止坐标系下α、β分量。λ_v是目标函数的权重系数，目标函数的权重系数越大，其这一功能将加强，而其它功能将减弱。在本系统中目标函数的权重系数可选择λ_v＝0.2。

如图4所示，三相电网相电压(e_a、e_b、e_c)通过锁相环(phaselockedloop,PLL)得到电网电压的空间角度θ。直流母线电压给定信号和实际的直流母线电压V_dc(V_dc＝V_P+V_N)的偏差信号通过比例积分控制器和反号得到给定的d轴电流给定信号q轴电流给定信号可以根据无功功率(发送无功功率和吸收无功功率)的要求进行给定。d轴电流给定信号和q轴电流给定信号通过从dq旋转坐标系到静止坐标系变换得到静止坐标系下α轴给定电流和β轴给定电流根据第(k)采样时刻三相电网相电压e_a(k)、e_b(k)、e_c(k)、直流正母线电压V_P(k)、直流负母线电压V_N(k)、逆变器输出三相电流i_a(k)、i_b(k)、i_c(k)和逆变器的开关组合(Sa、Sb、Sc)预测出第(k+1)采样时刻逆变器输出电流i_α(k+1)、i_β(k+1)和直流正母线电压V_P(k+1)、直流负母线电压V_N(k+1)。根据式(11)，使目标函数(11)最小的逆变器开关组合(总共18种)在下一个开关周期中应用。当实际直流母线电压V_dc大于给定直流母线电压两相电压信号的偏差经过PI控制器和反号得到d轴电流给定信号大于0，此时，三相储能逆变系统直流-交流逆变器工作在逆变状态，将能量输送给电网，锂电池组工作在放电状态；当实际直流母线电压V_dc小于给定直流母线电压电压信号的偏差经过PI控制器和反号得到d轴电流给定信号小于0，此时，三相储能逆变系统直流-交流逆变器工作在整流状态，能量从电网输送给电池组，锂电池组工作在充电状态。因此，三相储能逆变系统中的直流-交流逆变器根据给定的直流母线电压自动实现能量的双向流动。三相储能逆变系统中的DA/AC逆变器有限开关状态模型预测控制没有PWM调制模块和电流内环，实现直流母线电压、有功功率、无功功率灵活控制。

如图5所示，系统根据锂电池组的特性，锂电池组给定电压或电流分别为或锂电池组给定电压或电流与锂电池组实际的电压或电流经过PI控制器得到直流-直流变换器控制移相角度通过控制不同的移相角，可以实现锂电池组的充电与放电，实现能量的双向流动。

本实施例方法所述的功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算设备可读取存储介质中。基于这样的理解，本实用新型实施例对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算设备(可以是个人计算机，服务器，移动计算设备或者网络设备等)执行本实用新型各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-OnlyMemory)、随机存取存储器(RAM，RandomAccessMemory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同或相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (7)

1.一种T型三电平三相储能逆变器系统，其特征在于，包括：锂电池组、能量双向流动直流-直流变换器、直流-直流变换器控制器、能量双向流动直流-交流变换器和直流-交流变换器控制器；其中：

所述锂电池组与所述能量双向流动直流-直流变换器相连；

所述直流-直流变换器与所述能量双向流动直流-交流变换器相连；

所述能量双向流动直流-交流变换器与电网相连；

所述直流-直流变换器控制器与所述能量双向流动直流-直流变换器相连；

所述直流-交流变换器控制器与所述能量双向流动直流-交流变换器相连。

2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述能量双向流动直流-直流变换器包括：高频低压MOSFET开关管S1、高频低压MOSFET开关管S2、高频低压MOSFET开关管S3、高频低压MOSFET开关管S4、高频升压变压器T1、滤波电感L1、高压IGBT开关管Sd1、高压IGBT开关管Sd2、高压IGBT开关管Sd3、高压IGBT开关管Sd4、直流母线电压电容C2和直流母线电压电容C4；其中：

所述高频低压MOSFET开关管S1、高频低压MOSFET开关管S2、高频低压MOSFET开关管S3、高频低压MOSFET开关管S4构成H4桥；

所述高压IGBT开关管Sd1、高压IGBT开关管Sd2、高压IGBT开关管Sd3和高压IGBT开关管Sd4构成T型三电平作为能量双向流动直流-直流变换器中变换压副边的一个桥臂，另一个桥臂为母线电压电容C2和直流母线电压电容C4中性点。

3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于，所述能量双向流动直流-交流变换器包括：T型三电平三相三桥臂逆变器、滤波电感L2和滤波电容C3；其中：

所述T型三电平三相三桥臂逆变器由三个桥臂构成，第一个桥臂由功率高压IGBT开关管Sa1、功率高压IGBT开关管Sa2、功率高压IGBT开关管Sa3和功率高压IGBT开关管Sa4构成，第二个桥臂由功率高压IGBT开关管Sb1、功率高压IGBT开关管Sb2、功率高压IGBT开关管Sb3和功率高压IGBT开关管Sb4构成，第三个桥臂由功率高压IGBT开关管Sc1和功率高压IGBT开关管Sc4构成。

4.根据权利要求3所述的系统，其特征在于，所述功率高压IGBT开关管Sa1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sa3的驱动信号互补，同时设置2us死区时间，功率高压IGBT开关管Sa2的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sa4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间；功率高压IGBT开关管Sb1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sb3的驱动信号互补，同时设置2us死区时间，功率高压IGBT开关管Sb2的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sb4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间；功率高压IGBT开关管Sc1的驱动信号和功率高压IGBT开关管Sc4的驱动信号互补，同时设置2us死区时间。

5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，所述直流-交流变换器控制器包括：有限开关状态预测模型和比例积分控制器。

6.根据权利要求5所述的系统，其特征在于，所述有限开关状态预测模型的目标函数为：

$g\left(k\right)=\left(\right|i_{\mathrm{\α}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)|+|i_{\mathrm{\β}}^{*}\left(k\right)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)\left|\right)+{\mathrm{\λ}}_v\left(\right|V_P(k+1)-V_N(k+1)\left|\right);$

其中，i_α(k)、i_β(k)为三电平逆变器输出电流在αβ静止坐标系下α、β分量，λ_v是目标函数的权重系数，V_P(k+1)为直流正母线电压，V_N(k+1)为直流负母线电压，为静止坐标系下α轴给定电流，为静止坐标系下β轴给定电流。

7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述直流-直流变换器控制器包括PI控制器。