CN112332688A - 一种用于三电平直流变换器的复合控制器及其复合控制方法与能量控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于三电平直流变换器的复合控制器及其复合控制方法与能量控制方法。所述控制单元接收滤波电感电流、三电平直流变换器的输出电压和三电平直流变换器的输出电流，所述控制单元向状态切换单元发送电压信号，所述状态切换单元向选取单元发送电压信号，所述选取单元向反向弹跳单元和比较单元发送电压信号，所述比较单元向状态切换单元Ⅱ和分析单元发送电压信号。本发明能量均衡控制器可以大大抑制这种中点电压不平衡的情况，因此非常适合控制器的均压控制要求。

Description

一种用于三电平直流变换器的复合控制器及其复合控制方法 与能量控制方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术领域，具体涉及到一种用于三电平直流变换器的复合控制器及其复合控制方法与能量控制方法。

背景技术

三电平DC/DC变换器由于具有适合高压大功率，功率密度高，效率高等优点，受到工程师和学者的广泛青睐，而三电平全桥变换器相比较同类的全桥隔离变换器，能够选用参数更小的中频变压器和滤波装置，缩小变换器模块体积，实现装置小型化。另外三电平全桥变换器具有更高的输入阻抗，更加适合级联运行。但是此类变换器采用均压电容来产生多种电平时会因线路阻抗等的影响而产生交替放电不均衡。这样会导致电容损坏甚至会导致中点引出电压不对称，恶化输出稳态性能指标，使系统效率降低。

发明内容

本发明提供一种应用于三电平直流变换器中点电压平衡的能量均衡控制方法，采用复合控制手段来实现三电平直流变换器的闭环控制，使得三电平直流变换器能够稳定运行。当系统稳定运行时由于线路阻抗的影响会导致C1、C2产生电压偏差，这会导致中点电压不对称，所以采用一种能量均衡控制的手段来抑制两均压电容的偏差。

本发明通过以下技术方案实现：

一种用于三电平直流变换器的复合控制器，所述复合控制器包括控制单元、状态切换单元、选取单元、反向弹跳单元、比较单元、分析单元，所述控制单元接收滤波电感电流、三电平直流变换器的输出电压和三电平直流变换器的输出电流，所述控制单元向状态切换单元发送电压信号，所述状态切换单元向选取单元发送电压信号，所述选取单元向反向弹跳单元和比较单元发送电压信号，所述比较单元向状态切换单元Ⅱ和分析单元发送电压信号。

进一步的，所述控制单元包括权重控制器和预测控制器，所述权重控制器接收滤波电感电流信号和三电平直流变换器的输出电压信号，所述预测控制器接收滤波电感电流信号、三电平直流变换器的输出电流和三电平直流变换器的输出电压信号；

所述状态切换单元包括状态切换模块Ⅰ，所述权重控制器和预测控制器均向状态切换模块Ⅰ发送电压信号；

所述选取单元包括最优波形选取器，所述状态切换模块Ⅰ向最优波形选取器发送电压信号，所述最优波形选取器向备选电压1和比较单元的比较器发送电压信号，所述最优波形选取器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述反向弹跳单元包括目标反向弹跳器，所述最优波形选取器向目标反向弹跳器发送电压信号，所述目标反向弹跳器向备选电压2发送电压信号，所述目标反向弹跳器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述比较单元包括比较器，所述比较器向状态切换单元Ⅱ的状态切换模块Ⅱ、分析单元的误差分析选择器发送电压信号，所述比较器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述分析单元包括误差分析选择器和状态切换模块Ⅱ，所述状态切换模块Ⅱ向分析单元的误差分析选择器发送电压信号，所述状态切换模块Ⅱ同时接收三电平直流变换器的输出电压信号和备选电压2的电压信号；所述误差分析选择器同时接收状态切换模块Ⅱ和备选电压1的电压信号，所述误差分析选择器输出最优电压。

进一步的，所述复合控制器控制的控制流程为，将权重控制器和预测控制器模块输出作为筛选电压的来源，同时将权重控制器和预测控制器来源输入到最优波形选取器中，通过估计值本身、估计值的算术以及几何平均数来规划一个最优的估计电压值，当电压值过小的时候，即与电压给定值相差过大时，反向弹跳器模块进行工作，可以实现将预测的下一时刻电压估计值弹跳到给定值附近，弹跳精度为给定数值上下0.01，当精度达到要求弹跳器自动失效，最终得到下一时刻电压的最优解，将最优解输送到PI控制器中，实现复合控制器的功能即输出移相角控制信号。

进一步的，所述复合控制器的权重控制模块中根据公式：

其中a,b为权重系数，代表前后两变量决定下一时刻输出电压量的权重；u_ok1是当前时刻的输出电压值；u_ok2是对下一时刻输出电压值的估计值；i_Lk1是当前时刻副边电感上的电流值；C是滤波电容；R是额定负载；T_s是开关周期；

所述复合控制器的预测模块采用迭代法，根据系统的电气关系可以得到：

其中i_o(k)是当前时刻的输出电流值。

一种用于三电平直流变换器的复合控制器的能量控制方法，所述能量控制方法包括以下步骤，

步骤1：采用状态空间描述法在稳态工作点对三电平全桥直流变换器的电压进行小信号建模，作出系统开环传递函数伯德图，得到数学模型；

步骤2：根据步骤1得到的数学模进行求解原边电流初始值表达式；

步骤3：根据已经求出的电流初始值表达式再与电压进行实时运算得到两个电容瞬时储存的能量；

步骤4：将三电平全桥直流变换器中C₁、C₂的存储能量求和后再取一半存储能量作为新的能量给定值，并将两能量值做差比较，将得到的差作为误差信号经过比例积分环节得出一个关于移相角的补偿信号；

步骤5：将输出电压值v_o与u_ref作差，在误差反馈控制律中，采用复合控制器对误差进行运算得到控制量，在三电平全桥直流变换器中，控制信号为移相角和移相角补偿信号的叠加，通过PWM模块，生成控制驱动脉冲，控制主电路。

进一步的，所述步骤2中求解原边电流初始值表达式如下：

式中，a₁的含义是第一状态下电感电流初始值，a₂的含义是第二状态下电感电流初始值，a₃的含义是第三状态下电感电流初始值，a₄的含义是第四状态下电感电流初始值，n的含义是变压器的变比，T_s的含义是开关周期时间，U_d的含义是直流母线电压，U_o的含义是三电平直流变换器的输出电压，L_r的含义是变压器的漏感，L_m的含义是变压器的励磁电感，d_α的含义是移相角的占空比形式，d _γ的含义是半个导通角的占空比形式，d_τ的含义是占空比丢失角的占空比形式。

进一步的，所述步骤3中储存的能量的表达式如下：

式中，P_c的含义是均压电容瞬时功率，I_c的含义是均压电容电流，U_c的含义是均压电容电压。

本发明的有益效果是：

1.本发明相比较PI算法具有更快的建压速度，加减载、输入电压变化恢复时间更短。

2.本发明能够对一周期内均压电容放电不均衡情况进行抑制补偿。

3.本发明相较于电压补偿控制方式具有均压速度更加快速以及均压效果更明显的特点。

附图说明

图1三电平全桥直流变换器的主电路图。

图2基于状态空间描述法的Bode图。

图3本发明复合控制器的结构示意图。

图4本发明的复合控制器控制流程图。

图5本发明的能量控制结构框图。

图6本发明的工况一输出电压对比图，图6(a)系统模拟传统控制器和复合控制器输出电压对比图，图6(b)系统模拟传统控制器输出电压图，图6(c) 复合控制器输出电压图。

图7本发明的工况二变压器原边及均压电容电压图，图7(a)两个均压电容的电压图，图7(b)变压器原边电压图。

图8本发明的工况三均压电容电压对比图，图8(a)未进行均压控制的电容电压情况，图8(b)采用直接电压控制方式的电容电压情况，图8(c)采用能量均衡控制方式的电容电压情况。

图9本发明的工况三变压器原边电压图。

图10本发明的方法执行流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

一种用于三电平直流变换器的复合控制器，其特征在于，所述复合控制器，所述复合控制器包括控制单元、状态切换单元、选取单元、反向弹跳单元、比较单元、状态切换单元Ⅱ和分析单元，所述控制单元接收滤波电感电流、三电平直流变换器的输出电流和三电平直流变换器的输出电压信号，所述控制单元向状态切换单元发送电压信号，所述状态切换单元向选取单元发送电压信号，所述选取单元向反向弹跳单元和比较单元发送电压信号，所述比较单元向状态切换单元Ⅱ和分析单元发送电压信号。

进一步的，所述控制单元包括权重控制器和预测控制器，所述权重控制器接收滤波电感电流信号和三电平直流变换器的输出电压信号，所述预测控制器接收滤波电感电流信号、三电平直流变换器的输出电流和三电平直流变换器的输出电压信号；

所述状态切换单元包括状态切换模块Ⅰ，所述权重控制器和预测控制器均向状态切换模块Ⅰ发送电压信号；

所述选取单元包括最优波形选取器，所述状态切换模块Ⅰ向最优波形选取器发送电压信号，所述最优波形选取器向备选电压1和比较单元的比较器发送电压信号，所述最优波形选取器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述反向弹跳单元包括目标反向弹跳器，所述最优波形选取器向目标反向弹跳器发送电压信号，所述目标反向弹跳器向备选电压2发送电压信号，所述目标反向弹跳器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述比较单元包括比较器，所述比较器向状态切换单元Ⅱ的状态切换模块Ⅱ、分析单元的误差分析选择器发送电压信号，所述比较器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述分析单元包括误差分析选择器和状态切换模块Ⅱ，所述状态切换模块Ⅱ向分析单元的误差分析选择器发送电压信号，所述状态切换模块Ⅱ同时接收三电平直流变换器的输出电压信号信号和备选电压2的电压信号；所述误差分析选择器同时接收状态切换模块Ⅱ和备选电压1的电压信号，所述误差分析选择器输出最优电压。

进一步的，所述复合控制器控制的控制流程为，将权重控制器和预测控制器模块输出作为筛选电压的来源，同时将权重控制器和预测控制器来源输入到最优波形选取器中，这里的选取规则有两点，(1)寻求最快的建压波形(2)寻求最小的超调波形；通过估计值本身、估计值的算术以及几何平均数来规划一个最优的估计电压值，当电压值过小的时候，即与电压给定值相差过大时，反向弹跳器模块进行工作，可以实现将预测的下一时刻电压估计值弹跳到给定值附近，弹跳精度为给定数值上下0.01，当精度达到要求弹跳器自动失效，最终得到下一时刻电压的最优解，将最优解输送到PI控制器中，实现复合控制器的功能输出移相角控制信号。

进一步的，所述复合控制器的权重控制模块中根据公式：

其中a,b为权重系数，代表前后两变量决定下一时刻输出电压量的权重；u_ok1是当前时刻的输出电压值；u_ok2是对下一时刻输出电压值的估计值；i_Lk1是当前时刻副边电感上的电流值；C是滤波电容；R是额定负载；T_s是开关周期；

所述复合控制器的预测模块采用迭代法，根据系统的电气关系可以得到：

其中i_o(k)是当前时刻的输出电流值。

进一步的，所述能量控制方法包括以下步骤，

步骤1：采用状态空间描述法在稳态工作点对三电平全桥直流变换器的电压进行小信号建模，作出系统开环传递函数伯德图，得到数学模型；

步骤2：根据步骤1得到的数学模进行求解原边电流初始值表达式；

步骤3：根据已经求出的电流初始值表达式再与电压进行实时运算得到两个电容瞬时储存的能量；

步骤4：将三电平全桥直流变换器中C₁、C₂的存储能量求和后再取一半存储能量作为新的能量给定值，并将两能量值做差比较，将得到的差作为误差信号经过比例积分环节得出一个关于移相角的补偿信号；

步骤5：将输出电压值v_o与u_ref作差，在误差反馈控制律中，采用复合控制器对误差进行运算得到控制量，在三电平全桥直流变换器中，控制信号为移相角和移相角补偿信号的叠加，通过对称双移相PWM模块，生成控制驱动脉冲，控制主电路工作。

进一步的，所述步骤2中求解原边电流初始值表达式如下：

式中，a₁的含义是第一状态下电感电流初始值，a₂的含义是第二状态下电感电流初始值，a₃的含义是第三状态下电感电流初始值，a₄的含义是第四状态下电感电流初始值，n的含义是变压器的变比，T_s的含义是开关周期时间，U_d的含义是直流母线电压，U_o的含义是三电平直流变换器的输出电压，L_r的含义是变压器的漏感，L_m的含义是变压器的励磁电感，d_α的含义是移相角的占空比形式，d _γ的含义是半个导通角的占空比形式，d_τ的含义是占空比丢失角的占空比形式。进一步的，所述步骤3中储存的能量的表达式如下：

式中，P_c的含义是均压电容瞬时功率，I_c的含义是均压电容电流，U_c的含义是均压电容电压。

实施例2仿真结果

对发明所述方法进行仿真验证，结果如下：

在Matlab/Simulink中搭建全桥三电平直流变换器，进行建压速度以及均压性能的验证，额定输入电压V_d＝300V，开关频率f_s＝1kHz，采用对称双移相调制方式，额定负载3.07Ω，额定输出电压V_o＝53V，PI控制器参数k_pu＝0.5，k_pi＝50， k_iu＝1.56，k_ii＝20。下面分别就PI控制器与复合控制器达到稳态的建压速度进行对比。同时就能量均衡控制器的控制效果进行对比模拟并与直接电压控制方式进行对比。有如下几种工况：

工况一：理想情况下，即电容放电均衡电容电压平衡时，分别对系统模拟传统控制器以及复合控制器作用的控制效果。得到的输出电压对比如附图6所示，从图中可以看出，复合控制器可以大大提高系统的建压速度，提升系统的快速性。

工况二：模拟电容电压不均衡工况，在直流母线经均压电容均压后，不对两均压电容进行中点平衡控制，形成均压电容不均压的状态。如附图7所示，可以看出电压不均衡会导致原边电压的左右两边1/2电平大小不相同，同时电容会因放电不均匀导致一个一直在充电而另一个一直在放电的现象。

工况三：模拟在电容电压不均衡工况下，分别采用本发明的能量均衡控制方法以及直接电压控制方法，观察两均压电容电压的均压效果。为了使控制有效，对输出的移相角补偿信号进行限幅，补偿信号大小不得超过理想移相角的0.5倍。均压效果对比图如附图8和附图9所示。可以看出该种能量均衡控制方法可以更好的实现电容的均压控制，减小电压的不均衡程度。同时这种能量均衡控制方法相较于直接电压控制精度更高，速度更快。

根据以上仿真结果，可以得出能量均衡控制器在三电平全桥直流变换器中使用合理，具有很强的适应性，在PWM调制中，能够抑制由于电容放电不均匀导致的原边中点引出电压的电平不均的影响；相较于直接电压控制方式具有更快的速度以及更小的偏差；利用复合控制器可以达到比PI控制器更快的建压速度以及无超调的电压输出。本发明所属技术领域的技术人员，对所描述的具体措施在其他变换器中，比如多电平直流变换器、多电平逆变器等，做各种各样的修改都在本发明的范围之内。

Claims (7)

1.一种用于三电平直流变换器的复合控制器，其特征在于，所述复合控制器包括控制单元、状态切换单元、选取单元、反向弹跳单元、比较单元、分析单元，所述控制单元接收滤波电感电流、三电平直流变换器的输出电压和三电平直流变换器的输出电流，所述控制单元向状态切换单元发送电压信号，所述状态切换单元向选取单元发送电压信号，所述选取单元向反向弹跳单元和比较单元发送电压信号，所述比较单元向状态切换单元Ⅱ和分析单元发送电压信号。

2.根据权利要求1所述一种用于三电平直流变换器的复合控制器，其特征在于，所述控制单元包括权重控制器和预测控制器，所述权重控制器接收滤波电感电流信号和三电平直流变换器的输出电压信号，所述预测控制器接收滤波电感电流信号、三电平直流变换器的输出电流信号和三电平直流变换器的输出电压信号；

所述状态切换单元包括状态切换模块Ⅰ，所述权重控制器和预测控制器均向状态切换模块Ⅰ发送电压信号；

所述选取单元包括最优波形选取器，所述状态切换模块Ⅰ向最优波形选取器发送电压信号，所述最优波形选取器向备选电压1和比较单元的比较器发送电压信号，所述最优波形选取器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述反向弹跳单元包括目标反向弹跳器，所述最优波形选取器向目标反向弹跳器发送电压信号，所述目标反向弹跳器向备选电压2发送电压信号，所述目标反向弹跳器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述比较单元包括比较器，所述比较器向状态切换单元Ⅱ的状态切换模块Ⅱ、分析单元的误差分析选择器发送电压信号，所述比较器同时接收三电平直流变换器的输出电压信号；

所述分析单元包括误差分析选择器和状态切换模块Ⅱ，所述状态切换模块Ⅱ向分析单元的误差分析选择器发送电压信号，所述状态切换模块Ⅱ同时接收三电平直流变换器的输出电压信号和备选电压2的电压信号；所述误差分析选择器同时接收状态切换模块Ⅱ和备选电压1的电压信号，所述误差分析选择器输出最优电压。

3.根据权利要求1所述一种用于三电平直流变换器的复合控制器的复合控制方法，其特征在于，所述复合控制器的控制方法为：将权重控制器和预测控制器模块输出作为筛选电压的来源，同时将权重控制器和预测控制器来源输入到最优波形选取器中，通过估计值本身、估计值的算术以及几何平均数来规划一个最优的估计电压值，当电压值过小的时候，即与电压给定值相差过大时，反向弹跳器模块进行工作，可以实现将预测的下一时刻电压估计值弹跳到给定值附近，弹跳精度为给定数值上下0.01，当精度达到要求弹跳器自动失效，最终得到下一时刻电压的最优解，将最优解输送到PI控制器中，实现复合控制器的功能即输出移相角控制信号。

4.根据权利要求3所述一种用于三电平直流变换器的复合控制器的复合控制方法，其特征在于，所述复合控制器的权重控制模块中根据公式：

其中a,b为权重系数，代表前后两变量决定下一时刻输出电压量的权重；u_ok1是当前时刻的输出电压值；u_ok2是对下一时刻输出电压值的估计值；i_Lk1是当前时刻副边电感上的电流值；C是滤波电容；R是额定负载；T_s是开关周期；

所述复合控制器的预测模块采用迭代法，根据系统的电气关系可以得到：

其中i_o(k)是当前时刻的输出电流值。

5.利用权利要求1所述一种用于三电平直流变换器的能量控制方法，其特征在于，所述能量控制方法包括以下步骤，

步骤1：通过复合控制器的复合控制方法使三电平直流变换器稳定运行后，采用状态空间描述法在稳态工作点对三电平全桥直流变换器的电压进行小信号建模，作出系统开环传递函数伯德图，得到数学模型；

步骤2：根据步骤1得到的数学模进行求解原边电流初始值表达式；

步骤3：根据已经求出的电流初始值表达式再与电压进行实时运算得到两个电容瞬时储存的能量；

步骤4：将三电平全桥直流变换器中C₁、C₂的存储能量求和后再取一半存储能量作为新的能量给定值，并将两能量值做差比较，将得到的差作为误差信号经过比例积分环节得出一个关于移相角的补偿信号；

步骤5：将输出电压值v_o与u_ref作差，在误差反馈控制律中，采用复合控制器对误差进行运算得到控制量，在三电平全桥直流变换器中，控制信号为移相角和移相角补偿信号的叠加，通过PWM模块，生成控制驱动脉冲，控制主电路。

6.根据权利要求5所述一种用于三电平直流变换器的能量控制方法，其特征在于，所述步骤2中求解原边电流初始值表达式如下：

式中，a₁的含义是第一状态下电感电流初始值，a₂的含义是第二状态下电感电流初始值，a₃的含义是第三状态下电感电流初始值，a₄的含义是第四状态下电感电流初始值，n的含义是变压器的变比，T_s的含义是开关周期时间，U_d的含义是直流母线电压，U_o的含义是三电平直流变换器的输出电压，L_r的含义是变压器的漏感，L_m的含义是变压器的励磁电感，d_α的含义是移相角的占空比形式，d _γ的含义是半个导通角的占空比形式，d_τ的含义是占空比丢失角的占空比形式。

7.根据权利要求5所述一种用于三电平直流变换器的复合控制器的能量控制方法，其特征在于，所述步骤3中的储存的能量的表达式如下：

式中，P_c的含义是均压电容瞬时功率，I_c的含义是均压电容电流，U_c的含义是均压电容电压。

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