CN106026731A - 模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，通过非均衡控制，上下桥臂轮换，其中一个桥臂主要输出交流电压和交流电流，而另外一个桥臂主要输出直流电压而不输出交流电流。经过轮流切换，三相上下桥臂模块电容电压差异得到很好的抑制。该方法用于解决模块化多电平变换器用于电机驱动时，低频段存在的模块电容电压波动过大问题，避免了高频注入方法带来的对负载的负面影响。该方法不需要对硬件电路进行改动，极大提高了模块化多电平变换器低频段工作性能，在工业上应用范围广，实用性强。

Description

模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法

技术领域

本发明涉及模块化多电平变换器的低频段低压驱动技术，特别是一种模块化多电平变换器低频低压段减小电容电压波动的控制方法。

背景技术

模块化多电平变换器通过级联(电压叠加)，用常规等级的功率模块，获得高电压输出。模块化多电平变换器自出现以来，在很多领域都获得了应用，例如高压直流输电，中压DC/DC变换器，以及中压电机驱动等。理论分析证明，模块化多电平变换器的输出电压谐波性能优于常规使用移相变压器结构的H桥级联多电平变换器。目前，一些厂家已经推出了相应的用于电机驱动的模块化多电平变频器。

模块化多电平变换器在电机驱动中存在的主要难题是低速恒转矩驱动问题。如果低速时负载为恒转矩，负载电流较大，由于模块化多电平变换器拓扑结构特点，会造成上下桥臂电容电压出现极大波动。该难题使得现有的模块化多电平变换器主要用于驱动风机水泵类负载，这类负载在低速下转矩电流小，相对电容电压波动会减小，而且运行时这类负载也不会长期工作于低速工况，电容电压波动问题不突出。

为了进一步拓宽低速应用范围，不少研究者提出了各种解决方案。目前最为实用的一种解决方案是注入高频电流电压分量。其中高频电流注入于环流中，而高频共模电压注入在变换器三相交流输出端。对于电机来说，虽然三相输入注入了共模电压，但两相之间电压差保持不变，对电机运行不会产生影响，同时，注入的环流高频分量，也不会输出到电机，因此高频注入方法不会影响电机运行。注入的高频电压和高频电流，将产生有功分量，通过适当控制，能够抵消上下桥臂的功率差异，从而平衡桥臂电容电压。这种方法存在的主要问题是：注入高频成分，将影响电机的绝缘设计，同时，要彻底抵消上下桥臂的电压波动，需要注入的共模电压达到直流母线电压大小，而注入的电流要达到负载电流大小，这在负载电流较大时，显然会带来变换器设计上的难题，使得变换器需要提高电压和电流等级，增加变换器成本。

发明内容

本发明的目的在于提供一种模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，以克服现有技术中存在的缺陷。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，提供一上桥臂电容电压闭环控制器、一下桥臂电容电压闭环控制器、一选择器、一第一加法器，一环流控制器、一第二加法器，一定时器以及一模式选择器；按照如下步骤实现：

步骤S1：通过所述上桥臂电容电压闭环控制器采集当前上桥臂电容电压，并与一参考电压进行比较，通过第一PI控制后，得到第一环流补偿量I_cirP；通过所述下桥臂电容电压闭环控制器采集当前下桥臂电容电压，并与所述参考电压进行比较，通过第二PI控制后，得到第二环流补偿量I_cirL；

步骤S2：根据不同的工作模式，通过所述选择器所述第一环流补偿量I_cirP或所述第二环流补偿量I_cirL作为环流充电电流值I_cir，并通过所述第一加法器与一环流交流值叠加，得到环流控制参考量并输入至所述环流控制器；

步骤S3：通过所述环流控制器进行环流控制，得到环流控制量u_comm；

步骤S4：将所述环流控制量u_comm分别与不同的工作模式下的上桥臂电容电压以及下桥臂电容电压相加，得到不同的工作模式下上桥臂输出电压以及下桥臂输出电压；

步骤S5：通过所述定时器以及所述模式选择器确定当前模块化多电平变换器上桥臂与下桥臂的工作模式，上桥臂以及下桥臂输出对应的电压以及电流。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明提出的一种模块化多电平变换器低频低压段减小电容电压波动的控制方法，在电机处于低速运行时，通过非均衡控制，上下桥臂轮换，其中一个桥臂主要输出交流电压，以及交流电流，而另外一个桥臂仅输出直流电压，同时使其电流为零，使得上下桥臂的能量波动极小。经过轮流切换，三相上下桥臂模块电容电压差异得到很好的抑制。该方法用于解决模块化多电平变换器用于电机驱动时，低频段存在的模块电容电压波动过大问题，避免了高频注入方法带来的对负载的负面影响。该方法不需要对硬件电路进行改动，极大提高了模块化多电平变换器低频段工作性能，在工业上应用范围广，实用性强，有效地解决了电机低速运行时模块化多电平变换器的控制难题。

附图说明

图1是本发明中模块化多电平变换器基本拓扑结构。

图2是本发明中三相系统各相上下桥臂功率及轮换示意图。

图3是本发明中非对称模式电流控制方法。

图4是本发明中上下桥臂轮换充电控制方法。

图5是本发明中控制原理框图。

图6是本发明中采用图5中控制方法的上下桥臂电压与电流。

图7是本发明中采用图5中控制方法的桥臂电容电压等实验波形。

图8是不采用本发明中图5控制方法及不采取其他平衡措施的桥臂电容电压等波形。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

如图1所示，为模块化多电平变换器结构。常规模块化多电平变换器控制中，为了使上下桥臂共同分担输出功率，上下桥臂采用对称工作运行方式，其上下桥臂输出电压

$u_P=\frac{U_{dc}}{2}+\frac{U_{O}sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{2}$

$u_L=\frac{U_{dc}}{2}-\frac{U_{O}sin\left(\mathrm{\ω}t\right)}{2}---\left(1\right)$

其中U_dc是直流侧电压，U_o为输出侧交流电压最大值。同样，上下桥臂输出电流为，

其中I_cir为环流量。因此变换器运行时，其上下桥臂功率分别为，

从上述内容中可以看出，在电机低速驱动时，U_O≈0，上下桥臂功率存在很大的波动，幅值近似为U_dcI_o/4。如果不采取其他措施，变换器在低速运行时，模块电容电压将产生极大波动，需要增大电容电压容量，增加装置成本。

进一步的，在本实施例中，采用一种模块化多电平变换器的非对称工作控制策略，其原理如下：

(1)通过控制，使上桥臂和下桥臂电压及电流为模式1(上桥臂输出交流电压、电流)：

u_P＝U_O sin(ωt)+KU_dc

u_L＝-U_O sin(ωt)+(1-K)U_dc i_L＝0 (4)

或者模式2(下桥臂输出交流电压、电流)：

u_P＝U_O sin(ωt)+(1-K)U_dc i_P＝0

u_L＝-U_O sin(ωt)+KU_dc

其中，K＝U_o/U_dc，以保证上下桥臂输出电压为正，因为半桥型模块化多电平变换器桥臂只能输出正的电压。以模式1为例，此时上下桥臂功率分别为(上桥臂输出交流量为例，)

P_L＝0 (6)

下桥臂能量变化为0，而上桥臂电压主要与交流侧输出电压和输出电流有关，在低频时输出电压低，因此上桥臂能量变化也很小，有利于减小模块电容电压波动。

(2)此外，在上式中，上桥臂输出功率到负载，电容电压会逐渐减小，因此应该给上桥臂适当充电，以补充能量。但给上桥臂充电，同样又会引起下桥臂电容电压升高，假设在环流量中加入充电电流，上下桥臂电压和电流为，

u_P＝U_O sin(ωt)+KU_dc

u_L＝-U_O sin(ωt)+(1-K)U_dc i_L＝I_cir (7)

上下桥臂对应的功率为，

P_L＝(1-K)U_dcI_cir (8)

当输出电压很小且桥臂充电时，下桥臂将接收主要功率，上桥臂吸收有功较少。为此，变换器按如下方式工作：上桥臂输出交流电流时，对下桥臂充电；下桥臂输出交流电流时，对上桥臂充电；上下桥臂轮换工作模式，上一阶段，上桥臂输出交流电流，下一阶段，下桥臂输出交流电流，不输出交流电流的桥臂承受尽可能多的直流侧电压。

(3)轮换间隔优化

从式(8)可以看到，输出交流电流的桥臂，其功率波动频率为输出频率的2倍。以三相系统为例，假设上下桥臂均处于输出交流量情况，则6个桥臂依次输出功率达到最大值，如图2所示，其中，P_xP，P_xN分别表示x相上下桥臂的功率。由于功率积分即为能量，能量变化最终引起电容电压出现波动。因此，应避免功率最大的桥臂输出交流量，例如，当某相上桥臂功率可能输出最大值时，应使该桥臂不输出交流电流，而令该相下桥臂输出交流电流。采用这种方式，一个周期内上下桥臂轮换6次工作模式。同样，对于两相情况，则一个周期内轮换4次。

为了让本领域技术人员进一步了解该控制方法，下面结合附图和实施例，对本发明提出的控制方法的原理、实现及效果作一详细阐述。

首先，通过对环流进行控制，实现模块化多电平变换器的非对称工作模式。以上桥臂输出交流量为例，此时上桥臂以及下桥臂的输出电压为式(4)所示。根据图1，输出电流i_O与桥臂电流i_P、i_L、环流i_cir有如下关系：

$\begin{array}{c}{i}_P-i_L=i_O\\ \frac{i_P+i_L}{2}=i_{cir}\end{array}---\left(9\right)$

为使i_L＝0，只需使i_cir＝1/2i_P，即环流中的交流量为上桥臂电流一半。根据图1，可得电路方程，

$\begin{array}{c}{u}_P+L\frac{{\mathrm{di}}_P}{dt}=\frac{U_{dc}}{2}-u_O-u_N\\ u_L+L\frac{{\mathrm{di}}_L}{dt}=i_O+u_N+\frac{U_{dc}}{2}\end{array}---\left(10\right)$

其中，u_N为输出端共模电压，，也即输出侧中点电压，在本发明中不利用其进行控制，记u_N＝0。

根据(10)，可得

$(u_P+u_L)+2L\frac{i_{cir}}{dt}=U_{dc}---\left(11\right)$

根据(11)可对环流进行控制，最终可控制的电流为式(4)所示。在本实施例中，对于下桥臂输出交流量的情况，其控制过程和上述类似。

对于两种模式的环流控制过程和表达式都是相同的，只是输入量i_cir和输出量u_P+u_N不同。该控制过程如图3所示，环流控制结果u_comm最终叠加于按式(4)或(5)计算得到的u_P和u_L上。

其次，采用交换轮流工作模式。上桥臂和下桥臂按式(4)和(5)轮流输出交流量和直流量。为进一步减小上下桥臂的电压波动，对于两相系统，上下桥臂工作1/4周期后互换工作模式，对于三相系统，上下桥臂工作1/6周期后互换工作模式。

最后，实现轮流充电。如图4所示，根据上下桥臂电容电压V_dcP和V_dcL各自进行闭环控制，对输出直流量的桥臂进行充电，得到环流参考值的直流量，并叠加环流交流量i_cir＝1/2i_P或者i_cir＝1/2i_L，目的在于使得不同模式下只有一个桥臂包含交流量，作为最终的环流参考值i^* _cir，并通过图3所示控制器进行控制。

进一步的，本实施例中的控制方法的实现框图如图5所示。提供一上桥臂电容电压闭环控制器1、一下桥臂电容电压闭环控制器2、一选择器3、一第一加法器4，一环流控制器5、一第二加法器6，一定时器7以及一模式选择器8；按照如下步骤实现：

步骤S1：通过上桥臂电容电压闭环控制器采集当前上桥臂电容电压，并与一参考电压进行比较，通过第一PI控制后，得到第一环流补偿量I_cirP；通过下桥臂电容电压闭环控制器采集当前下桥臂电容电压，并与参考电压进行比较，通过第二PI控制后，得到第二环流补偿量I_cirL；

步骤S2：根据不同的工作模式，通过选择器第一环流补偿量I_cirP或第二环流补偿量I_cirL作为环流充电电流值I_cir，并通过第一加法器与一环流交流值叠加，得到环流控制参考量并输入至环流控制器；

步骤S3：通过环流控制器进行环流控制，得到环流控制量u_comm；

步骤S4：将环流控制量u_comm分别与不同的工作模式下的上桥臂及下桥臂电压相加，得到不同的工作模式下上桥臂输出电压以及下桥臂输出电压；

步骤S5：通过定时器以及模式选择器确定当前模块化多电平变换器上桥臂与下桥臂的工作模式，上桥臂以及下桥臂输出对应的电压以及电流。

进一步的，在本实施例中，上桥臂或下桥臂其中一桥臂输出交流电流，而另外一个桥臂只有微小的直流(充电)电流。输出直流量的桥臂有较高的直流电压，几乎承受所有直流侧电压。上下桥臂会轮换充电以满足功率平衡，且在上述步骤中，充电电流选取在不同工作模式下以不同桥臂电容电压闭环结果作为充电电流参考值，也即对环流的直流量控制实现桥臂充电，在不同工作模式下，充电电流参考值为不同桥臂电容电压闭环结果。

进一步的，在本实施例中，上下桥臂1Hz输出时波形图如图6-图8所示(未对模块进行充电控制)。图6显示了上下桥臂电流和输出电流，可以看到上下桥臂轮流输出交流量，而输出电流始终保持正弦交流输出。图7显示了采用本发明方法桥臂电容电压，与不采用该方法的图8相比，大大减小了桥臂电容电压波动。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，提供一上桥臂电容电压闭环控制器、一下桥臂电容电压闭环控制器、一选择器、一第一加法器，一环流控制器、一第二加法器，一定时器以及一模式选择器；按照如下步骤实现：

步骤S1：通过所述上桥臂电容电压闭环控制器采集当前上桥臂电容电压，并与一参考电压进行比较，通过第一PI控制后，得到第一环流补偿量I_cirP；通过所述下桥臂电容电压闭环控制器采集当前下桥臂电容电压，并与所述参考电压进行比较，通过第二PI控制后，得到第二环流补偿量I_cirL；

步骤S2：根据不同的工作模式，通过所述选择器分别选择所述第一环流补偿量I_cirP或所述第二环流补偿量I_cirL作为环流充电电流值I_cir，并通过所述第一加法器与一环流交流值叠加，得到环流控制参考量并输入至所述环流控制器；

步骤S3：通过所述环流控制器进行环流控制，得到环流控制量u_comm；

步骤S4：将所述环流控制量u_comm分别与不同的工作模式下的上桥臂电容电压以及下桥臂电容电压相加，得到不同的工作模式下上桥臂输出电压以及下桥臂输出电压；

步骤S5：通过所述定时器以及所述模式选择器确定当前模块化多电平变换器上桥臂与下桥臂的工作模式，上桥臂以及下桥臂输出对应的电压以及电流。

2.根据权利要求1所述的模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，在所述步骤S2中，所述工作模式包括第一工作模式以及第二工作模式；在所述第一工作模式下，所述环流交流值为i_cir＝1/2i_P；在所述第二工作模式下，所述环流交流值为i_cir＝1/2i_L，其中，i_P为上桥臂电流，i_L为下桥臂电流。

3.根据权利要求2所述的模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，在所述步骤S3中，通过下式进行环流控制：

$(u_P+u_L)+2L\frac{i_{cir}^{*}}{dt}=U_{dc}$

其中，u_P以及u_L分别为第一工作模式或第二工作模式下上桥臂电压以及下桥臂电压，U_dc是模块化多电平变换器直流侧电压。

4.根据权利要求2所述的模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，在所述步骤S4中，在所述第一工作模式下，上桥臂电容电压：u_P＝U_Osin(ωt)+KU_dc，上桥臂电容电流：下桥臂电容电压：u_L＝-U_Osin(ωt)+(1-K)U_dc；下桥臂电容电流：i_L＝0；

在所述第二工作模式下，上桥臂电容电压：u_P＝U_Osin(ωt)+(1-K)U_dc，上桥臂电容电流：i_P＝0；下桥臂电容电压：u_L＝-U_Osin(ωt)+KU_dc；下桥臂电容电流：

其中，U_dc是直流侧电压，U_o为输出侧交流电压最大值，K＝U_o/U_dc。

5.根据权利要求2所述的模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，在所述步骤S5中，在所述第一工作模式下：上桥臂输出交流电压以及交流电流，下桥臂输出直流电压，且下桥臂输出电流为零；在所述第二工作模式下：上桥臂输出直流电压，且上桥臂输出电流为零，下桥臂输出交流电压以及交流电流。

6.根据权利要求1所述的模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，在所述步骤S5中，对于两相系统，上桥臂与下桥臂工作1/4周期后，转换工作模式；对于三相系统，上桥臂与下桥臂工作1/6周期后，转换工作模式。

7.根据权利要求1所述的模块化多电平变换器低频低压下电容电压波动抑制方法，其特征在于，在所述步骤S5中，为了满足功率平衡，上桥臂输出交流电流时，对下桥臂充电；下桥臂输出交流电流时，对上桥臂充电。