CN104052323B - 基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法。该系统包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、数字锁相环单元、中点电压控制单元和SPWM脉宽调制单元。采样单元采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压和三相电流信号，经闭环控制单元处理得到三相调制波、经数字锁相环单元运算得到功率因数角；三相调制波、功率因数角和直流母线中点电压信号经中点电压控制单元处理得到新的三相调制波，然后经SPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，该信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态。本发明方法能够降低中点电压的低频脉动幅值、实现中点电压平衡。

Description

基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术中的控制技术领域，特别是一种基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法。

背景技术

近年来，多电平逆变器已经广泛地应用在高压中大功率变换场合；其电路拓扑结构与控制方法成为了当今的研究热点。与两电平逆变器相比，多电平逆变器输出电平数多，所得到的阶梯波平台阶数多，从而越接近标准正弦波，其谐波成分越少。

多电平逆变器的拓扑大体可以分为三类：二极管箝位型、级联型、飞跨电容型，其中应用最广泛的为二极管箝位型逆变器。以三电平逆变器为例，三电平二极管箝位型逆变器可分为中点箝位型(NPC)逆变器和T型逆变器。理想情况下，这两种拓扑中直流母线电压被上下直流母线电容均分；但实际应用中，由于各种原因使得上下直流母线电容电压出现波动和上下直流母线电容电压不相等情况，即中点电压不平衡。中点电压不平衡现象会导致功率开关管不安全运行，输出电压波形质量降低，严重时影响系统正常工作。所以中点电压平衡控制问题一直是三电平逆变器的研究重点。针对该问题，国内外学者提出诸多解决中点电压平衡问题的方法，主要分为两类主流的方法：(1)基于空间矢量调制进行中点电压平衡的研究；(2)基于载波调制进行中点电压平衡的研究。第一种方法的实现主要是通过重新分配冗余正负小矢量的作用时间实现中点电压平衡。第二种方法的实现主要是通过在调制波中加入零序分量实现中点电压平衡。例如：文献1(龚博,程善美,秦忆.基于载波的三电平中点电压平衡控制策略[J].电工技术学报,2013,28(6):172-177.)和专利1(程善美,龚博,宁博文,刘江.一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法:中国,CN201210140269.0.2012-09-19.)提出了一种基于载波变幅的SPWM控制方案，通过采样中点电压实时改变载波幅值实现中点电压平衡，但该方法控制的对象为中点电压不平衡分量在一个工频周期的平均值，因此对于中点电压的低频脉动无控制效果，且调节周期长、调节精度不高。

发明内容

本发明的目的在于提供一种控制方法简单、易于数字实现的基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于功率因数角的中点电压平衡控制系统，包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、数字锁相环单元、中点电压控制单元和SPWM脉宽调制单元；所述采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；SPWM脉宽调制单元的输出端经驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管；

在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相调制波V_a、V_b、V_c；采样单元采集到的相电压、相电流信号经数字锁相环单元处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角；闭环控制单元得到的三相调制波、数字锁相环单元得到的功率因数角、采样单元得到的直流母线中点电压信号经中点电压控制单元处理得到新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'，该三相调制波经SPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，所述脉宽调制控制信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态，从而降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡。

一种基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，该方法根据当前直流母线中点电压信号、调制比、功率因数角动态选取合适的调制波偏置量实时调节三相调制波，从而达到调节中点电压的目的，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相调制波V_a、V_b、V_c；

步骤3、数字锁相环单元对步骤1中采集到的相电压、相电流信号进行处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角；

步骤4、中点电压控制单元对步骤1中采集到的直流母线中点电压信号、步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c和步骤3中得到的功率因数角进行动态选取调制波偏置调节量，并将该偏置调节量叠加到三相调制波V_a、V_b、V_c上，得到新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'；

步骤5、SPWM脉宽调制单元将步骤4中得到的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'与三角波进行交截，获得能够降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡的脉宽调制控制信号；

步骤6、驱动电路将步骤5中所得脉宽调制控制信号分配给多电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态，同时降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、调节中点电压平衡。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)该控制方法的动态响应快，只需增加一路采样电路，能够准确根据功率因数角有效控制中点电压平衡，当出现中点电压不平衡时，该控制方法能迅速消除中点电压不平衡直流分量；(2)该控制方法实现了多电平逆变器的中点电压平衡，并降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值，克服了输出电感电流纹波大的缺点；(3)该控制方法减少了输出电压、电流谐波，提高了输出波形质量，且控制方法简单、实时性好，便于数字化实现。

附图说明

图1是本发明基于功率因数角的中点电压平衡控制系统的结构图。

图2是三电平逆变器拓扑结构图，其中(a)为NPC型，(b)为T型。

图3是传统SPWM控制方法下中点电流与上下电容电压差变化量的变化趋势图，其中(a)m＝1,Φ＝0时中点电流与上下电容电压差变化量关于时间t的波形，(b)上下电容电压差变化量脉动幅值dV_cmax关于调制比m、功率因数角Φ的波形。

图4是本发明控制方法中调节量k值的包络曲线。

图5是不同功率因数角时dV_c随时间t的波形，其中(a)为m＝0.8、Φ＝0时本发明的控制方法在k取不同值时dV_c随时间t的波形，(b)为m＝0.8、Φ＝π/4时本发明的控制方法在k取不同值时dV_c随时间t的波形。

图6是实施例中本发明的控制方法下k取不同值时上下电容电压差变化量波形图，其中(a)为k＝0.2时V_c2波形、(b)为k＝0.3时V_c2波形、(c)为k＝0.4时V_c2波形、(d)为严重不平衡时V_c2波形。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法，实时采集直流母线中点电压信号乘以调节量k作为三相调制波V_a、V_b、V_c的偏置量；叠加偏置量后的新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'与三角波交截，获得能够降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡的脉宽调制控制信号。

结合图1，本发明基于功率因数角的中点电压平衡控制系统，包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、数字锁相环单元、中点电压控制单元和SPWM脉宽调制单元；所述采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；SPWM脉宽调制单元的输出端经驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管；

在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相调制波V_a、V_b、V_c；采样单元采集到的相电压、相电流信号经数字锁相环单元处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角；闭环控制单元得到的三相调制波、数字锁相环单元得到的功率因数角、采样单元得到的直流母线中点电压信号经中点电压控制单元处理得到新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'，该三相调制波经SPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，所述脉宽调制控制信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态，从而降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡。

优选的，所述数字处理控制模块为STM32F407芯片。

一种基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，该方法根据当前直流母线中点电压信号、调制比、功率因数角动态选取合适的调制波偏置量实时调节三相调制波，从而达到调节中点电压的目的，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相调制波V_a、V_b、V_c；

步骤3、数字锁相环单元对步骤1中采集到的相电压、相电流信号进行处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角；

步骤4、中点电压控制单元对步骤1中采集到的直流母线中点电压信号、步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c和步骤3中得到的功率因数角进行动态选取调制波偏置调节量，并将该偏置调节量叠加到三相调制波V_a、V_b、V_c上，得到新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'，具体步骤为：

(4.1)根据步骤3中得到的功率因数角，确定调节量k的取值范围，k取其取值范围的最小值；所述调节量k的取值范围，具体如下：

式中，m为调制比，Φ为功率因数角，I_m为三相负载电流幅值，c为直流母线电容的容值，T_s为一个开关周期。

(4.2)根据步骤1中采集到的直流母线中点电压信号和直流母线电压信号得到上下电容电压差变化量，将上下电容电压差变化量乘以调节量k作为偏置量；所述上下电容电压差变化量dV_c的表达式为：

dV_c＝V_c1-V_c2

式中，V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压。

(4.3)步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c叠加第(4.2)步中所得偏置量获得调节后新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'，确定调节后的上下电容电压差变化量并得到上下电容电压差变化量的幅值；

(4.4)判断k是否满足其取值范围：若满足，k以固定步长δ递增，并重复第(4.2)步；若不满足，执行第(4.5)步；该固定步长δ的取值为：k取值范围上下限差值的1/10。

(4.5)比较不同k值时上下电容电压差变化量的幅值，使得上下电容电压差变化量幅值最小时的k值即为最优调节量；

(4.6)将步骤1中采集到的直流母线中点电压信号乘以最优调节量k作为偏置量叠加至步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c获得新的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'。

步骤5、SPWM脉宽调制单元将步骤4中得到的三相调制波V_a'、V_b'、V_c'与三角波进行交截，获得能够降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡的脉宽调制控制信号；

步骤6、驱动电路将步骤5中所得脉宽调制控制信号分配给多电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态，同时降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、调节中点电压平衡。

下面以三电平逆变器为例，详细阐述本发明实施过程。

(1)传统控制方法下中点电压不平衡原理分析

如果以“P”、“0”、“N”代表逆变器桥臂输出电平的三种状态，则对应的输出桥臂电压及开关状态见表1。

表1 三电平逆变器桥臂输出电压和开关状态参考表

其中S_Xn(X＝a,b,c；n＝1,2,3,4)分别对应图2中的逆变器各桥臂的开关管，V_dc表示直流母线电压，式中V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压。因此，当中点电压平衡时，当中点电压不平衡，直流母线电容C₁、C₂的电压不相等时，上下电容电压差变化量dV_c的表达式为：

dV_c＝V_c1-V_c2 (1)

图2为T型和NPC型三电平逆变器拓扑，在一个开关周期内，令中点电流瞬时值i_o(t)的平均值为i_o。为了分析方便，近似认为一个开关周期内，i_o(t)＝i_o。由图2可知，一个开关周期T_s内，dV_c与i_o的关系为：

其中，c为直流母线电容C₁、C₂的容值。

一个开关周期的中点电流平均值i_o的表达式为：

i_o＝D_a·i_a+D_b·i_b+D_c·i_c (3)

其中i_a、i_b、i_c为逆变器三相输出负载电流，可表示为：

i_a＝I_msin(ωt-Φ)

i_b＝I_msin(ωt-2π/3-Φ) (4)

i_c＝I_msin(ωt+2π/3-Φ)

其中D_a、D_b、D_c为A、B、C三相的每个开关周期的占空比，以传统SPWM控制方法为例，可表示为：

D_a＝m|sin(ωt)|

D_b＝m|sin(ωt-2π/3)| (5)

D_c＝m|sin(ωt+2π/3)|

式(5)中m为调制比，Φ为功率因数角，I_m为三相负载电流幅值，ω为工频角频率。

由式(3)、(4)、(5)可得i_o的表达式写成矩阵形式如下：

由式(2)、(6)，可得dV_c的表达式：

将m、I_m、T_s、c、Φ变量标幺化处理后，由式(6)、(7)可分别作出i₀与时间t、dV_c与时间t的波形，如图3(a)所示。从图3(a)中可以看出，传统控制方法下，i_o和dV_c以三倍的工频频率波动，表现为上下直流母线电容电压以三倍频波动，dV_c的三倍频脉动幅值dV_cmax为关于调制比m、功率因数角Φ的函数：

为直观的分析dV_cmax与调制比m、功率因数角Φ关系，将I_m、T_s、c变量标幺化处理，可得dV_cmax的波形如图3(b)所示。由图中可知，上下电容电压差变化量的三倍频脉动幅值在功率因数角Φ＝±π/2处最大，在Φ＝±π,0处最小，且随着调制比m的增大而增大。

(2)本发明控制方法下中点电压控制原理分析

本发明所提出基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，该方法是一种SPWM控制方法：在每个载波周期以k·dV_c作为三相调制波偏置量的调节信号，调节后的三相调制波如表达式(9)所示：

V_a'＝msin(ωt)+k·dV_c

式中k为调节量。

由(9)式可得，调节后的A、B、C三相的每个开关周期的占空比为：

D_a＝|msin(ωt)+k·dV_c|

为保证调节后占空比D_a∈[0,1]、D_b∈[0,1]、D_c∈[0,1]范围内，由式(7)、(10)可得k必须满足以下条件：

为直观的分析调节量k的取值范围随功率因数角Φ变化的趋势，所以将m、I_m、T_s、c变量标幺化，k的取值范围与功率因数角Φ的关系如图4所示：k的取值为图中阴影部分。

将调节后的A、B、C三相的每个开关周期的占空比式(10)带入式(3)，可得调节后的上下电容电压差变化量dV_c表达式

选取不同的k值，上下电容电压差变化量dV_c的幅值不同，可以通过多次迭代搜索得到最优的k值使得dV_c的幅值最小。

例如当功率因数角Φ＝0，m＝0.8时，由式(11)可求得k的取值范围满足(13)式

0≤k≤1.5 (13)

将I_m、T_s、c变量标幺化后，k取不同值时，dV_c随时间t的波形变化如图5(a)所示，从图中可知k＝0.3时，dV_c的峰峰值最小，控制效果最好；

例如当功率因数角Φ＝π/3，m＝0.8时，由式(11)可求得k的取值范围满足(14)式

0≤k≤0.706 (14)

k取不同值时dV_c随时间t的波形变化如图5(b)所示，从图中可知k＝0.4时，dV_c的峰峰值最小，控制效果最好。

综上，k的取值范围由功率因数角决定，该控制方法下k取不同值时，不会改变上下电容电压差变化量的波动频率，却可以改变上下电容电压差变化量峰峰值，在k的取值范围内，选取合适的k值将使得上下电容电压差变化量峰峰值最小。同理，在不同调制比、功率因数角下通过选取合适的调节量k值使得dV_c的幅值最小，从而降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡。

实施例1

为验证本发明提出一种基于功率因数角的中点电压平衡控制方法的可行性和有效性，利用MATLAB中的Simulink工具搭建了SPWM方法控制下的三电平逆变电路。仿真过程中的电气参数设置如下表：

图6给出了k取不同值情况下的仿真运行波形。0.4s之前采用传统的SPWM调制方法，上下电容电压差变化量峰峰值约10V，在0.4s切换为本发明所提变基于功率因数角的中点电压平衡控制方法。k取不同值时，上下电容电压差变化量的脉动幅值如图6(a)～(c)所示，由图可知，k＝0.2时，上下电容电压差变化量的峰峰值约为4V；k＝0.3时为1V；k＝0.4时为4.5V；在k＝0.3时，对中点电压控制效果较其余两种情况好，这与图5中理论分析相一致。

为验证当出现严重不平衡时，即上下电容电压相差很大时本发明所提的方法的控制效果。上母线电容C₁并联2150Ω的电阻，使上下电容等效阻抗不一致时得到下电容电压V_c2波形如图6(d)所示。由图可知因为电路参数的不一致导致中点电压严重偏离参考值，以三倍工频波动并包含较大的直流偏置。0.4s切换为本发明所提基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，经过约0.01s的调节时间达到消除中点电压直流偏置，降低其波动幅值的稳定状态。仿真验证了本发明提出的一种基于功率因数角的中点电压平衡控制方法控制效果显著。

综上所述，本发明基于功率因数角的中点电压平衡控制系统及方法，应用于多电平逆变器，该控制方法在每个开关周期进行控制，根据相电压、相电流的相角差确定调节量k取值范围，实时采集到的直流母线中点电压信号乘以调节量k作为三相调制波偏置量，通过选取合适的k，使得中点电压低频脉动幅值最小，控制效果最优。当出现中点电压不平衡时，该控制方法能迅速消除中点电压不平衡直流分量；该控制方法动态响应快并能有效降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值，克服了输出电感电流纹波大的缺点；该控制方法只需增加一路采样电路，具有输出波形谐波含量低、实时性好、控制方法简单、便于数字化实现等优点。

Claims (7)

1.一种基于功率因数角的中点电压平衡控制系统，其特征在于，包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、数字锁相环单元、中点电压控制单元和SPWM脉宽调制单元；所述采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；SPWM脉宽调制单元的输出端经驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管；

在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；采集到的所有信号经闭环控制单元处理得到三相调制波V_a、V_b、V_c；采样单元采集到的多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号经数字锁相环单元处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角；闭环控制单元得到的三相调制波、数字锁相环单元得到的功率因数角、采样单元得到的直流母线中点电压信号经中点电压控制单元处理得到新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c，该新的三相调制波经SPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，所述脉宽调制控制信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态，从而降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡；

所述闭环控制单元得到的三相调制波、数字锁相环单元得到的功率因数角、采样单元得到的直流母线中点电压信号经中点电压控制单元处理得到新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c，具体如下：

(1)根据得到的功率因数角，确定调节量k的取值范围，k取其取值范围的最小值；所述调节量k的取值范围，具体如下：

式中，m为调制比，Φ为功率因数角，I_m为三相负载电流幅值，c为直流母线电容的容值，T_s为一个开关周期；

(2)根据采集到的直流母线中点电压信号和直流母线电压信号得到上下电容电压差变化量，将上下电容电压差变化量乘以调节量k作为偏置量；所述上下电容电压差变化量dV_c的表达式为：

dV_c＝V_c1-V_c2

式中，V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压；

(3)三相调制波V_a、V_b、V_c叠加第(2)步中所得偏置量获得调节后新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c，确定调节后的上下电容电压差变化量并得到上下电容电压差变化量的幅值；

(4)判断k是否满足其取值范围：若满足，k以固定步长δ递增，并重复第(2)步；若不满足，执行第(5)步；该固定步长δ的取值为：k取值范围上下限差值的1/10；

(5)比较不同k值时上下电容电压差变化量的幅值，使得上下电容电压差变化量幅值最小时的k值即为最优调节量；

(6)将采集到的直流母线中点电压信号乘以最优调节量k作为偏置量叠加至三相调制波V_a、V_b、V_c获得新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c。

2.根据权利要求1所述的基于功率因数角的中点电压平衡控制系统，其特征在于，所述数字处理控制模块为STM32F407芯片。

3.一种基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，其特征在于，该方法根据当前直流母线中点电压信号、调制比、功率因数角动态选取合适的调制波偏置量实时调节三相调制波，从而达到调节中点电压的目的，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、直流母线中点电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的所有信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相调制波V_a、V_b、V_c；

步骤3、数字锁相环单元对步骤1中采集到的多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号进行处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角；

步骤4、中点电压控制单元对步骤1中采集到的直流母线中点电压信号、步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c和步骤3中得到的功率因数角进行动态选取调制波偏置调节量，并将该偏置调节量叠加到三相调制波V_a、V_b、V_c上，得到新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c；

步骤5、SPWM脉宽调制单元将步骤4中得到的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c与三角波进行交截，获得能够降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、实现中点电压平衡的脉宽调制控制信号；

步骤6、驱动电路将步骤5中所得脉宽调制控制信号分配给多电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态，同时降低多电平逆变器直流母线中点电压低频脉动幅值、调节中点电压平衡。

4.根据权利要求3所述的基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，其特征在于，步骤4中所述中点电压控制单元对步骤1中采集到的直流母线中点电压信号、步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c和步骤3中得到的功率因数角进行动态选取调制波偏置调节量，并将该偏置调节量叠加到三相调制波V_a、V_b、V_c上，得到新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c，具体步骤为：

(4.1)根据步骤3中得到的功率因数角，确定调节量k的取值范围，k取其取值范围的最小值；

(4.2)根据步骤1中采集到的直流母线中点电压信号和直流母线电压信号得到上下电容电压差变化量，将上下电容电压差变化量乘以调节量k作为偏置量；

(4.3)步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c叠加第(4.2)步中所得偏置量获得调节后新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c，确定调节后的上下电容电压差变化量并得到上下电容电压差变化量的幅值；

(4.4)判断k是否满足其取值范围：若满足，k以固定步长δ递增，并重复第(4.2)步；若不满足，执行第(4.5)步；

(4.5)比较不同k值时上下电容电压差变化量的幅值，使得上下电容电压差变化量幅值最小时的k值即为最优调节量；

(4.6)将步骤1中采集到的直流母线中点电压信号乘以最优调节量k作为偏置量叠加至步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c获得新的三相调制波V′_a、V′_b、V′_c。

5.根据权利要求4所述的基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，其特征在于，(4.1)中所述根据步骤3中得到的功率因数角，确定调节量k的取值范围，具体如下：

式中，m为调制比，Φ为功率因数角，I_m为三相负载电流幅值，c为直流母线电容的容值，T_s为一个开关周期。

6.根据权利要求4所述的基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，其特征在于，(4.2)中所述上下电容电压差变化量dV_c的表达式为：

dV_c＝V_c1-V_c2

式中，V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压。

7.根据权利要求4所述的基于功率因数角的中点电压平衡控制方法，其特征在于，(4.4)中所述k以固定步长δ递增，其中固定步长δ的取值为：k取值范围上下限差值的1/10。