CN111342646B - 一种模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种模块化多电平变换器的环流抑制方法和系统，该方法包括以下步骤：获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm；利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数。本发明基于电容电压前馈来对模块化多电平变换器的各相的环流抑制，无需环流的频率和相序信息，尤其适应于交流电压系统不平衡、谐波含量大或者基频频率变化的场合。

Description

一种模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统。
背景技术
模块化多电平变换器由于其扩展性、冗余性、有功无功的独立控制、优良的谐波特性、低损耗和低开关频率等特性，受到了国内外研究人员广泛的关注，成为最具潜力的多电平变换器拓扑结构，并广泛应用于中高压大功率领域。
由于电容电压和模块化多电平变换器产生的共模电压相耦合，导致了共模电流的存在。共模电流中的直流分量用于交直流侧的功率传输；而共模电流在三相间流动的环流成分将会使变换器的损耗增大、运行效率降低和开关器件的使用寿命缩短，使变换器的运行稳定性降低。基于上述背景，模块化多电平变换器中环流成分的抑制和消除是亟需解决的问题。
现有的模块化多电平变换器的低频环流抑制方法主要有以下几种：
1.B.Bahrani等人在文章”Circulating current suppression of the modularmultilevel converter in a double-frequency rotating reference frame.”(IEEETrans.Power Electron.,vol.31,no.1,pp.783-792,Jan.2016.)中提出:在dq坐标系中，采用带有两个比例积分调节器的二倍频负序旋转坐标变换来抑制环流。
2.X.She等人在文章”AC circulating currents suppression in modularmultilevel converter.”(in Proc.Conf.IEEE Ind.Electron.Soc.,pp.191-196,2012.)中提出:在静止的αβ坐标系中，使用几个比例谐振调节器来抑制环流。
3.A.Antonopoulos等人在文章”On dynamics and voltage control of themodular multilevel converter.”(in Proc.Eur.Conf.Power Electron.Appl.,pp.1-10,Sep.2009.)中提出:一种闭环调制的方法，分别前馈上下桥臂的瞬时电容电压来补偿上下桥臂的调制系数。
4.L.Angquist等人在文章”Open-loop control of modular multilevelconverters using estimation of stored energy.”(IEEE Trans.Ind.Appl.,vol.47,no.6,pp.02516-2524,Nov./Dec.2011.)中提出:一种开环控制方法，用电容电压的估计值代替电容电压的测量值。
5.L.Harnefors等人在文章”Global asymptotic stability of current-controlled modular multilevel converters.”(IEEE Trans.Power Electron.,vol.30,no.1,pp.249-258,Jan.2015.)中提出:用带通滤波器来得到电容电压纹波。
综上，对低频环流的抑制方法，主要包括第1和2中的直接抑制方法以及第3、4和5的前馈电容电压间接补偿方法；
其中，直接抑制方法主要包括传统的环流抑制策略，需要知道环流谐波的频率和相序信息，只能对特定次谐波进行抑制，很难应用于非三相系统和基波频率变化的场合；采用比例谐振调节器时，每个调节器只能抑制某次谐波分量，同样需要频率信息。
而前馈电容电压间接补偿方法，在闭环调制时，前馈瞬时桥臂电容电压分别补偿上下桥臂调制系数，会导致平均电容电压失控，使系统不稳定；为了解决这个问题，用电容电压的估计值代替测量值实现开环控制，可以使系统全局渐进稳定；然而，电容电压估计值的显式计算特别复杂，在实际实现过程中很困难，并且该方法对系统参数依赖性强。为了解决这个问题，使用带通滤波来得到桥臂电容电压纹波，但同样需要系统的频率信息，如果基波频率变化，则测量非常不准确，环流抑制效果就会很差。
因此，一种实现简单、不需要额外的环流控制环路，且不需要环流的频率和相序信息，可以对环流实现宽频带抑制，且适用于交流系统不平衡、谐波含量大或者基频频率变化场合的模块化多电平变换器环流抑制方法是迫切需要的。
发明内容
本发明实施例提供一种模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统，该方法基于电容电压前馈来对模块化多电平变换器的各相的环流抑制，无需环流的频率和相序信息，尤其适应于不平衡系统和基波电压频率变化的场合。
第一方面，本发明实施例提供一种模块化多电平变换器的环流抑制方法，所述方法包括以下步骤：
获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；
获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；
利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm；
利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数。
进一步的，所述输出电压参考值vs *通过以下子步骤获得：
输入有功功率指令P*和无功功率指令Q*，获取PCC点交流电压前馈值va和输出电流is；
根据有功功率指令P*和无功功率指令Q*，计算输出电流参考值is *；
利用比例谐振调节器将输出电流参考值is *与实际值is的误差进行调节，将调节后的误差结果加上PCC点交流电压的前馈值va，获得所述输出电压参考值vs *。
进一步的，所述共模电压参考值vcm *是利用零序电流控制环获得的，所述零序电流控制环包括电容电压平均值的控制外环和零序电流的控制内环，具体包括以下子步骤：
(1)将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vcl Σ以及获取共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
(2)基于上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ和直流电压Vdc，并利用低通滤波和比例积分调节器得到共模零序电流参考值icm *，公式如下：
Figure GDA0002450361950000031
其中，kpv、τv分别为比例积分调节器的比例系数和时间常数；
(3)基于共模零序电流参考值icm *、共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc，并利用比例调节器输出所述共模电压参考值vcm *；
Figure GDA0002450361950000032
其中，kpi为比例调节器的比例系数，Vdc/2为前馈直流电压分量。
进一步的，所述利用补偿算法计算所述共模电压参考的补偿项Δvcm具体包括以下子步骤：
(1)根据所述上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ、输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到第一中间变量Ⅰ和第二中间变量Ⅱ：
Figure GDA0002450361950000033
Figure GDA0002450361950000034
(2)根据第一中间变量Ⅰ、第二中间变量Ⅱ和共模电压参考值vcm *，获得所述共模电压参考的补偿项Δvcm：
Figure GDA0002450361950000041
进一步的，所述上桥臂补偿后的调制系数nu c、下桥臂补偿后的调制系数nl c和上下桥臂各个时刻投入的子模块个数是通过以下子步骤获得：
(1)根据所述输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到差模调制系数ndm：
Figure GDA0002450361950000042
(2)利用所述共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc得到补偿后的共模调制系数ncm c：
Figure GDA0002450361950000043
(3)将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm做差，得到所述上桥臂补偿后的调制系数nu c：
Figure GDA0002450361950000044
(4)将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm求和，得到所述下桥臂补偿后的调制系数nl c：
Figure GDA0002450361950000045
(5)根据所述上下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获取上下桥臂各时刻投入的子模块个数。
第二方面，本发明实施例提供一种模块化多电平变换器的环流抑制系统，该环流抑制系统包括第一获取模块、第二获取模块、计算模块和第三获取模块，其中：
所述第一获取模块用于获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；
所述第二获取模块用于获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；
所述计算模块利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm；
所述第三获取模块利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数。
进一步的，所述第一获取模块具体执行以下操作：
输入有功功率指令P*和无功功率指令Q*，获取PCC点交流电压前馈值va和输出电流is；
根据有功功率指令P*和无功功率指令Q*，计算输出电流参考值is *；
利用比例谐振调节器将输出电流参考值is *与实际值is的误差进行调节，将调节后的误差结果加上PCC点交流电压的前馈值va，获得所述输出电压参考值vs *。
进一步的，所述第二获取模块利用零序电流控制环获得所述共模电压参考值vcm *，所述零序电流控制环包括电容电压平均值的控制外环和零序电流的控制内环，该第二获取模块具体执行以下操作：
将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vcl Σ以及获取共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
基于上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ和直流电压Vdc，并利用低通滤波和比例积分调节器得到共模零序电流参考值icm *，公式如下：
Figure GDA0002450361950000051
其中，kpv、τv分别为比例积分调节器的比例系数和时间常数；
基于共模零序电流参考值icm *、共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc，并利用比例调节器输出所述共模电压参考值vcm *；
Figure GDA0002450361950000052
其中，kpi为比例调节器的比例系数，Vdc/2为前馈直流电压分量。
进一步的，所述计算模块利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm，该计算模块具体执行以下操作：
根据所述上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ、输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到第一中间变量Ⅰ和第二中间变量Ⅱ：
Figure GDA0002450361950000061
Figure GDA0002450361950000062
根据第一中间变量Ⅰ、第二中间变量Ⅱ和共模电压参考值vcm *，获得所述共模电压参考的补偿项Δvcm：
Figure GDA0002450361950000063
进一步的，所述第三获取模块利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数，该第三获取模块具体执行以下操作：
根据所述输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到差模调制系数ndm：
Figure GDA0002450361950000064
利用所述共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc得到补偿后的共模调制系数ncm c：
Figure GDA0002450361950000065
将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm做差，得到所述上桥臂补偿后的调制系数nu c：
Figure GDA0002450361950000066
将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm求和，得到所述下桥臂补偿后的调制系数nl c：
Figure GDA0002450361950000067
根据所述上下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获取上下桥臂各时刻投入的子模块个数。
本发明的模块化多电平变换器环流抑制方法，可以将三相模块化多电平变换器的每一相作为控制对象，首先推导出抑制环流所需要的共模电压参考的补偿项，将该补偿项所得到的共模调制系数叠加上传统的共模调制系数，形成新的共模调制系数，与差模调制系数一起控制上下桥臂投入的子模块个数，以实现电容电压波动和共模电压之间的解耦，从而消除低频环流的驱动源。
相较于现有技术中的环流抑制方法，本发明的模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统，实现简单，不需要控制环路，且不需要环流谐波的频率和相序信息，可以对环流实现宽频带抑制；并且该环流抑制方法非常适合应用于交流电压系统不平衡、谐波含量大或者基频频率变化的场合。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种模块化多电平变换器的环流抑制方法示意框图；
图2为本发明实施例提供的一种模块化多电平变换器的环流抑制方法的控制原理示意图；
图3为本发明实施例提供的一种单相模块化多电平变换器的结构图及半桥子模块的内部结构图；
图4为本发明实施例环流抑制时的桥臂间电容电压自调节过程波形示意图；
图5为波形为a相使用本发明实施例提供的环流抑制方法的前后稳态波形的比较示意图；
图6为PCC点三相交流电压不平衡的运行情况下，使用本发明实施例提供的环流抑制方法时的动态性能示意图。
具体实施方式
下面结合附图所示的各实施方式对本发明进行详细说明，但应当说明的是，这些实施方式并非对本发明的限制，本领域普通技术人员根据这些实施方式所作的功能、方法、或者结构上的等效变换或替代，均属于本发明的保护范围之内。
实施例一
本实施例所述的模块化多电平变换器的环流抑制方法，参见图1，图1为本发明实施例提供的一种模块化多电平变换器的环流抑制方法的示意框图，该环流抑制方法主要用于对模块化多电平变换器的低频环流进行抑制。
图2为本发明实施例提供的一种模块化多电平变换器的环流抑制方法的控制原理示意图，图2示出了传统输出电流控制、传统零序电流控制、补偿算法和上下桥臂补偿后调制系数计算的具体结构，参见图1和图2，根据上下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c，可以获得期望的输出交流电压波形，并采用最近电平逼近方法调制得出各个时刻桥臂上需要投入的子模块个数；进一步的，结合排序算法产生触发脉冲，使得模块化多电平变换器子模块能够合理地投入和切出，具体过程不再赘述。
由于上述环流抑制方法是分相控制，所以无论是单相还是多相系统，该环流抑制方法均可适用。因此，为了简述方便，下面以单相系统为例加以说明基于电容电压前馈的模块化多电平变换器环流抑制方法，参见图3，图3为本发明实施例提供的一种单相模块化多电平变换器的结构图及半桥子模块的内部结构图，每个子模块均为半桥子模块。在该单相模块化多电平变换器的主电路中，每相上下两个桥臂包括串联的N个半桥子模块SM、等效桥臂电阻Rarm及电感Larm串联；vu、vl分别为上、下桥臂的电压，iu、il分别为上、下桥臂的电流；其中，半桥子模块包括两个功率开关器件T1、T2、两个二极管和一个储能电容C；vcuj为上桥臂第j个子模块电容上的电压(j＝1,2,3...,N)；vSM为子模块的输出电压；Lk为交流线路和变压器的等效漏抗；P&Q为从模块化多电平变换器向交流电网传送的有功功率和无功功率。
本实施例中的模块化多电平变换器的环流抑制方法将模块化多电平变换器的每一相作为控制对象，该环流抑制方法包括以下步骤：
S100:获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；
具体的，上述步骤S100包括以下子步骤S110-S130：
S110：输入有功功率指令P*和无功功率指令Q*，通过测量获取PCC点交流电压va和输出电流is；
S120：根据有功功率指令P*和无功功率指令Q*，计算输出电流参考值is *；例如，常用的三相模块化多电平变换器可通过Clark变换到αβ坐标系中，进行两相控制，此时
Figure GDA0002450361950000081
其中iα *和iβ *分别为：
Figure GDA0002450361950000082
式中，iα *为输出电流参考值is *的α分量；iβ *为输出电流参考值is *的β分量。
S130：利用比例谐振调节器(Proportional Resonance,PR)将输出电流参考值is *与实际值is的误差进行调节，将调节后的误差结果加上PCC点交流电压的前馈值va，获得所述输出电压参考值vs *。
S200：获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；
具体的，上述步骤S200包括以下子步骤S210-S230：
S210：将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vcl Σ以及获取共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
例如，可通过测量得到上、下桥臂的各个电容电压(一般在最近电平逼近调制时用于排序后选择合适的子模块投入和切出)，将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vcl Σ；同时可通过测量分离得到共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
S220：基于上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ和直流电压Vdc，并利用低通滤波和比例积分调节器得到共模零序电流参考值icm *；
由于上、下桥臂的电容电压之和的平均值为2Vdc，所以电压外环为将上、下桥臂的电容电压之和通过低通滤波器(Low Pass Filter,LPF)滤波后，再通过比例积分调节器(Proportional Integral,PI)调节输出所述共模零序电流参考值icm *，公式如下：
Figure GDA0002450361950000091
其中，kpv和τv分别为比例积分调节器的比例系数和时间常数。
S230：基于共模零序电流参考值icm *、共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc，并利用比例调节器输出所述共模电压参考值vcm *；
由于零序电流内环调节零序电流，并且零序电流是直流，所以只用比例调节器P调节即可输出所述共模电压参考值vcm *，公式如下：
Figure GDA0002450361950000092
其中，kpi为比例调节器的比例系数，Vdc/2为前馈直流电压分量。
S300:利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm；；
具体的，上述步骤S300包括以下子步骤S310和S320:
S310：根据所述上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ、输出电压参考值vs *，和直流电压Vdc得到第一中间变量Ⅰ和第二中间变量Ⅱ：
Figure GDA0002450361950000093
S320：根据第一中间变量Ⅰ、第二中间变量Ⅱ和共模电压参考值vcm *获得所述共模电压参考的补偿项Δvcm；
Figure GDA0002450361950000101
S400:利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数；
具体的，上述步骤S400包括以下子步骤S410-S450：
S410：根据所述输出电压参考值vs *和Vdc，得到差模调制系数ndm:
Figure GDA0002450361950000102
S420:利用所述共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc得到补偿后的共模调制系数ncm c：
Figure GDA0002450361950000103
S430:将补偿后的共模调制系数ncm c与差模调制系数ndm做差，得到所述上桥臂补偿后的调制系数nu c：
Figure GDA0002450361950000104
S440:将补偿后的共模调制系数ncm c与差模调制系数ndm求和，得到所述下桥臂补偿后的调制系数nl c：
Figure GDA0002450361950000105
S450:根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数，可选的，所述上下桥臂在各时刻投入的子模块个数是采用最近电平逼近方法调制得出的。
下面将结合图4、图5和图6来说明应用本实施例的环流抑制方法的仿真结果。
图4为本发明实施例环流抑制时的桥臂间电容电压自调节过程波形示意图，其中，
图4(a)为上下桥臂总电容电压vcu Σ和vcl Σ的波形示意图；
图4(b)为上下桥臂共模和差模电压vcapcm和vcapdm的波形示意图；
图4(c)为输出电流is的波形示意图；
图4(d)为共模电流icm的波形示意图。
采用实施例的环流抑制方法后，从图4(a)-4(d)可以得出以下结论：
从图4(a)可以看出，在下桥臂电容电压vcl Σ发生阶跃并远大于上桥臂电容电压vcu Σ后，可以实现桥臂间总电容电压的自动平衡调节；
从图4(b)可以看出，共模电压值vcapcm被控制到400kV附近波动，差模电压vcapdm被控制到0kV附近波动；
从图4(c)可以看出，输出电流is为正弦波，波形质量高；
从图4(d)可以看出，共模电流icm被控制为直流量。
图5波形为a相使用本发明实施例提供的环流抑制方法前后稳态波形的比较示意图，其中，环流抑制方法在1s时投入使用，运行工况为P＝-1.0p.u.，Q＝0p.u.，其中，
图5(a)为共模电压实际值vcm和理想参考值vcm *ideal的波形示意图；
图5(b)为上、下桥臂总电容电压vcu Σ和vcl Σ的波形示意图；
图5(c)为共模电流icm的波形示意图；
图5(d)为共模电流icm的频谱图。
采用实施例的环流抑制方法后，从图5(a)-5(d)可以得出以下结论：
从图5(a)可以看出，本实施例所提供的环流抑制方法可以使共模电压vcm很好地追踪其理想参考值vcm *ideal；
从图5(b)可以看出，本实施例所提供的环流抑制方法可以减小电容电压vcu Σ和vcl Σ纹波幅值，从而进一步减小功率开关器件的电压应力并提高系统运行的安全性；
从图5(c)可以看出，本实施例所提供的环流抑制方法可以使得共模电流icm中的谐波成分被很好地抑制，使其成为直流量；
从图5(d)可以看出，1s前，共模电流icm中存在多种谐波分量，在1s后，本实施例所提供的环流抑制方法使得这些谐波分量均被很好地抑制，实现了环流谐波的宽频带抑制，这样可以减小桥臂电流的均方根值，并减小系统的损耗从而提高系统的有效性。
从上面的图5(a)-5(d)可以看出，施加本实施例所提供的环流抑制方法，系统可以稳定运行。
图6为PCC(公共联接点Point of Common Coupling)点三相交流电压不平衡的运行情况下，使用本发明实施例提供的环流抑制方法时的动态性能示意图，其中，
图6(a)为PCC点三相交流电压va、vb、vc的波形示意图；
图6(b)为三相输出电流ia、ib、ic的波形示意图；
图6(c)为三相共模电流icma,、icmb,、icmc的波形示意图；
图6(d)为a相上下桥臂总电容电压vcua Σ和vcla Σ的波形示意图。
在本实施例中，在2s时对系统施加所述环流抑制方法，在2.3s时，a相交流电压va下降20％来模拟三相交流电压不平衡电网，具体模拟情况如下：
从图6(b)可以看出，无论交流系统是否平衡，三相输出电流ia、ib、ic均可以成功地被控制为期望值；
从图6(c)可以看出，三相共模电流icma、icmb、icmc在电网电压不平衡时，将会分别变化，这样可以确保每相的有功平衡；
更重要的是，从图6(d)可以看出，在交流电网三相电压不平衡的情况下，上下桥臂的总电容电压vcua Σ和vcla Σ仍然可以实现自动平衡。
实施例二
本实施例中的模块化多电平变换器的环流抑制系统包括第一获取模块、第二获取模块、计算模块和第三获取模块，其中：
所述第一获取模块用于获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；
所述第二获取模块用于获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；
所述计算模块利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm；
所述第三获取模块利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数。
进一步的，所述第一获取模块具体执行以下操作：
输入有功功率指令P*和无功功率指令Q*，获取PCC点交流电压前馈值va和输出电流is；
根据有功功率指令P*和无功功率指令Q*，计算输出电流参考值is *；
利用比例谐振调节器将输出电流参考值is *与实际值is的误差进行调节，将调节后的误差结果加上PCC点交流电压的前馈值va，获得所述输出电压参考值vs *。
进一步的，所述第二获取模块利用零序电流控制环获得所述共模电压参考值vcm *，所述电流零序控制环包括电容电压平均值的控制外环和零序电流的控制内环，该第二获取模块具体执行以下操作：
将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vcl Σ以及获取共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
基于上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ和直流电压Vdc，并利用低通滤波和比例积分调节器得到共模零序电流参考值icm *，公式如下：
Figure GDA0002450361950000131
其中，kpv、τv分别为比例积分调节器的比例系数和时间常数；
基于共模零序电流参考值icm *、共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc，并利用比例调节器输出所述共模电压参考值vcm *：
Figure GDA0002450361950000132
其中，kpi为比例调节器的比例系数，Vdc/2为前馈直流电压分量。
进一步的，所述计算模块利用补偿算法计算所述共模电压参考的补偿项Δvcm，具体操作如下：
根据所述上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vcl Σ、输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到第一中间变量Ⅰ和第二中间变量Ⅱ：
Figure GDA0002450361950000133
Figure GDA0002450361950000134
根据第一中间变量Ⅰ、第二中间变量Ⅱ和共模电压参考值vcm *获得所述共模电压参考的补偿项Δvcm：
Figure GDA0002450361950000135
进一步的，所述第三获取模块利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数nl c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获得上下桥臂投入的子模块个数，该第三获取模块具体执行以下操作：
根据所述输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到差模调制系数ndm：
Figure GDA0002450361950000136
利用所述共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc得到补偿
Figure GDA0002450361950000137
后的共模调制系数ncm c：
将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm做差，得到所述上桥臂补偿后的调制系数nu c：
Figure GDA0002450361950000141
将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm求和，得到所述下桥臂补偿后的调制系数nl c：
Figure GDA0002450361950000142
根据所述上下桥臂补偿后的调制系数nu c和nl c获取上下桥臂各时刻投入的子模块个数。优选的，所述第三获取模块采用最近电平逼近方法调制得出所述上下桥臂在各时刻投入的子模块个数。
综上所述，本发明具有以下优点：
本发明的模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统，可以将三相模块化多电平变换器的每一相作为控制对象，首先推导出抑制环流所需要的共模电压参考的补偿项，将该补偿项所得到的共模调制系数叠加上传统的共模调制系数，形成新的共模调制系数，与差模调制系数一起控制上下桥臂投入的子模块个数，以实现电容电压波动和共模电压之间的解耦，从而消除低频环流的驱动源。
相较于现有技术中的环流抑制方法，本发明模块化多电平变换器的环流抑制方法及系统，实现简单，不需要控制环路，且不需要环流谐波的频率和相序信息，可以对环流实现宽频带抑制；并且该环流抑制方法非常适合应用于交流电压系统不平衡、谐波含量大或者基频频率变化的场合。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本发明实施例中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (8)

1.一种模块化多电平变换器的环流抑制方法，该环流抑制方法包括以下步骤：
获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；
获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；
利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm,具体包括以下子步骤：
(1)根据上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vc1 Σ、输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到第一中间变量Ⅰ和第二中间变量Ⅱ：
Figure FDA0002884366830000011
Figure FDA0002884366830000012
(2)根据第一中间变量Ⅰ、第二中间变量Ⅱ和共模电压参考值vcm *，获得所述共模电压参考的补偿项Δvcm：
Figure FDA0002884366830000013
利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数n1 c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和n1 c获得上下桥臂投入的子模块个数。
2.根据权利要求1所述的环流抑制方法，其特征在于，所述输出电压参考值vs *通过以下子步骤获得：
输入有功功率指令P*和无功功率指令Q*，获取PCC点交流电压前馈值va和输出电流is；
根据有功功率指令P*和无功功率指令Q*，计算输出电流参考值is *；
利用比例谐振调节器将输出电流参考值is *与实际值is的误差进行调节，将调节后的误差结果加上PCC点交流电压的前馈值va，获得所述输出电压参考值vs *。
3.根据权利要求1所述的环流抑制方法，其特征在于，所述共模电压参考值vcm *是利用零序电流控制环获得的，所述零序电流控制环包括电容电压平均值的控制外环和零序电流的控制内环，具体包括以下子步骤：
(1)将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vc1 Σ以及获取共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
(2)基于上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vc1 Σ和直流电压Vdc，并利用低通滤波和比例积分调节器得到共模零序电流参考值icm *，公式如下：
Figure FDA0002884366830000014
其中，kpv、τv分别为比例积分调节器的比例系数和时间常数；
(3)基于共模零序电流参考值icm *、共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc，并利用比例调节器输出所述共模电压参考值vcm *；
Figure FDA0002884366830000021
其中，kpi为比例调节器的比例系数，Vdc/2为前馈直流电压分量。
4.根据权利要求1-3任一项所述的环流抑制方法，其特征在于，所述上桥臂补偿后的调制系数nu c、下桥臂补偿后的调制系数n1 c和上下桥臂各个时刻投入的子模块个数是通过以下子步骤获得：
(1)根据所述输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到差模调制系数ndm：
Figure FDA0002884366830000022
(2)利用所述共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc得到补偿后的共模调制系数ncm c：
Figure FDA0002884366830000023
(3)将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm做差，得到所述上桥臂补偿后的调制系数nu c：
Figure FDA0002884366830000024
(4)将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm求和，得到所述下桥臂补偿后的调制系数n1 c：
Figure FDA0002884366830000025
(5)根据所述上下桥臂补偿后的调制系数nu c和n1 c获取上下桥臂各时刻投入的子模块个数。
5.一种模块化多电平变换器的环流抑制系统，该环流抑制系统包括第一获取模块、第二获取模块、计算模块和第三获取模块，其中：
所述第一获取模块用于获取所述模块化多电平变换器的任一相的输出电压参考值vs *；
所述第二获取模块用于获取所述模块化多电平变换器的该相在零序电流控制时的共模电压参考值vcm *；
所述计算模块利用补偿算法计算共模电压参考的补偿项Δvcm,具体执行以下操作：
根据上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vc1 Σ、输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到第一中间变量Ⅰ和第二中间变量Ⅱ：
Figure FDA0002884366830000031
Figure FDA0002884366830000032
根据第一中间变量Ⅰ、第二中间变量Ⅱ和共模电压参考值vcm *，获得所述共模电压参考的补偿项Δvcm：
Figure FDA0002884366830000033
所述第三获取模块利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数n1 c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和n1 c获得上下桥臂投入的子模块个数。
6.根据权利要求5所述的环流抑制系统，其特征在于，所述第一获取模块具体执行以下操作：
输入有功功率指令P*和无功功率指令Q*，获取PCC点交流电压前馈值va和输出电流is；
根据有功功率指令P*和无功功率指令Q*，计算输出电流参考值is *；
利用比例谐振调节器将输出电流参考值is *与实际值is的误差进行调节，将调节后的误差结果加上PCC点交流电压的前馈值va，获得所述输出电压参考值vs *。
7.根据权利要求5所述的环流抑制系统，其特征在于，所述第二获取模块利用零序电流控制环获得所述共模电压参考值vcm *，所述零序电流控制环包括电容电压平均值的控制外环和零序电流的控制内环，该第二获取模块具体执行以下操作：
将上桥臂所有电容电压相加得到上桥臂总电容电压vcu Σ，将下桥臂所有电容电压相加得到下桥臂总电容电压vc1 Σ以及获取共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc；
基于上桥臂总电容电压vcu Σ、下桥臂总电容电压vc1 Σ和直流电压Vdc，并利用低通滤波和比例积分调节器得到共模零序电流参考值icm *，公式如下：
Figure FDA0002884366830000034
其中，kpv、τv分别为比例积分调节器的比例系数和时间常数；
基于共模零序电流参考值icm *、共模电流的直流分量icm0和直流电压Vdc，并利用比例调节器输出所述共模电压参考值vcm *；
Figure FDA0002884366830000041
其中，kpi为比例调节器的比例系数，Vdc/2为前馈直流电压分量。
8.根据权利要求5-7任一项所述的环流抑制系统，其特征在于，所述第三获取模块利用所述输出电压参考值vs *、共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc分别计算上桥臂补偿后的调制系数nu c和下桥臂补偿后的调制系数n1 c，并根据上、下桥臂补偿后的调制系数nu c和n1 c获得上下桥臂投入的子模块个数，该第三获取模块具体执行以下操作：
根据所述输出电压参考值vs *和直流电压Vdc，得到差模调制系数ndm：
Figure FDA0002884366830000042
利用所述共模电压参考值vcm *、共模电压参考的补偿项Δvcm和直流电压Vdc得到补偿后的共模调制系数ncm c：
Figure FDA0002884366830000043
将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm做差，得到所述上桥臂补偿后的调制系数nu c：
Figure FDA0002884366830000044
将所述补偿后的共模调制系数ncm c与所述差模调制系数ndm求和，得到所述下桥臂补偿后的调制系数n1 c：
Figure FDA0002884366830000045
根据所述上下桥臂补偿后的调制系数nu c和n1 c获取上下桥臂各时刻投入的子模块个数。
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