KR101410731B1

KR101410731B1 - 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법

Info

Publication number: KR101410731B1
Application number: KR1020130015280A
Authority: KR
Inventors: 박정우; 강대욱; 김종현; 유동욱; 문지우; 권진수; 김춘성; 배득우
Original assignee: 한국전기연구원
Priority date: 2013-02-13
Filing date: 2013-02-13
Publication date: 2014-06-24
Also published as: DE102013110685B4; CN103986357B; DE102013110685A1; US20140226373A1; CN103986357A; US9444322B2

Abstract

본 발명은 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 나타나는 순환전류의 AC 성분을 완벽하게 제거하여, 모듈형 멀티레벨 컨버터에 적용되는 IGBT와 커패시터의 전류 사양을 상대적으로 작게 선정함으로써 원가를 절감할 수 있고, 모듈형 멀티레벨 컨버터를 가지는 고압직류송전용 컨버터의 서브모듈 전압을 안정화하고, 멀티레벨 컨버터의 효율을 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라, 고압 직류선로에 흐르는 전류 파형을 크게 개선시킬 수 있는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법에 관한 것이다.

Description

고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법{Method for suppressing circulating currents from modular multi-level converter based high voltage direct-current system}

본 발명은 순환전류 억제 특성을 보다 개선시키면서, 직류 선로단에 흐르는 전류를 보다 개선시킬 수 있는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법에 관한 것이다.

고압 직류송전(HVDC;High voltage direct-current transmission)은 교류 송전(HVAC;High voltage alternating-current transmission)에 비하여 장거리 송전, 비동기 계통 연계, 해저 케이블 사용 및 전력제어 가능 등의 장점을 가지고 있어서, 그 응용 사례가 꾸준히 증가하고 있다.

예를 들어, 에너지 생성위치와 에너지 소비 장소 사이에 해상을 경유한다든지, 에너지 생성위치와 에너지 소비 장소 사이의 거리가 1000km 이상인 경우에 고압직류송전 시스템이 고압 교류 송전 시스템보다 에너지 수송 비용이 저렴한 것으로 알려져 있다.

따라서 신재생에너지원 중에 하나인 해상풍력발전에 대해 상용화 규모가 커지고 있고, 대규모로 개발하고자 하는 장기 계획이 발표되면서 해상에서 발전된 에너지를 육상까지 송전하는데 저렴하고 유연적이며 안정적인 고압직류송전 기술이 주목을 받고 있다.

이러한 이유 이외에도 고압직류송전 기술은 국가와 국가 사이에서 에너지 거래(전력 거래)를 목적으로 하거나, 전력계통 주파수가 서로 다른 전력계통 사이에서 에너지를 거래할 수 있게 하거나, 인구 밀집 지역인 대도심에서 집중적인 에너지 소비로 인하여 에너지 병목현상이 발생하는 경우 저비용으로 추가선로를 신설할 필요가 있는 경우 등 다양한 목적으로 연구되고 있다.

HVDC(고압직류 송전)용 컨버터는 고압직류송전 시스템의 핵심을 이루는 장치로서, 전류형 컨버터와 전압형 컨버터로 크게 분류되며, 본 발명은 전압형 컨버터에 대한 것이며, 전압형 컨버터 중에서도 서브모듈(submodule: SM)을 직렬로 쌓아서 고압을 견디도록 하는 “모듈형 멀티레벨 컨버터를 가지는 고압직류송전용 컨버터”에 대한 것이다.

도 1은 모듈형 멀티레벨 컨버터(MMC)를 갖는 HVDC 시스템의 전체 구성을 나타내는 도면으로서, HVDC(High Voltage Direct Current) 시스템을 구성하는 모듈형 멀티레벨 컨버터(MMC-1;3,MMC-2;4)는 주파수와 전압이 서로 다른 2개의 고압 AC 계통(High Voltage AC Transmission System;1,2) 사이에 적용되어, 어느 한 고압 AC 계통(1)에서 갖는 AC 에너지를 DC 에너지로 변환하고, 변환된 DC 에너지는 DC 케이블을 이용하여 장거리까지 전송하고, 도착된 DC 에너지를 또 다른 고압 AC 계통(2)에 부합되는 전압과 주파수를 가지는 AC 에너지로 다시 변환하는 과정을 통하여 에너지를 수송한다.

상기 모듈형 멀티레벨 컨버터(Modular Multilevel Converter)는 AC 에너지를 DC 에너지로 변환하거나, DC 에너지를 AC 에너지로 변환할 때에, 저전압원을 가지는 다수개의 서브모듈(Sub-Module;5)을 직렬로 적층하여 고-전압원(High Voltage Source)을 생성할 수 있다.

모듈형 멀티레벨 컨버터(Modular Multi-level Converter, MMC)는 상별로 하나씩, 총 3개의 레그(LEG)로 구성되며, 하나의 레그(LEG)는 상부암(upper arm;6a)과 하부암(lower arm;6b)으로 구성되고, 각각의 암은 직렬로 연결된 서브 모듈(5)로 구성된다.

도 2는 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈의 종류를 나타내는 도면으로서, 서브 모듈의 종류로 HB(Half Bridge-type) 서브모듈, FB(Full Bridge-type) 서브모듈, CD(Camp Double-type) 서브모듈 등 여러 형태가 제안되어 있으며, 상용화된 대부분의 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터는 HB(Half Bridge)서브모듈을 이용하고 있다.

상기 MMC는 저압 사양을 갖은 IGBT를 이용하여 단위 서브 모듈을 만들고, 이 서브모듈을 직렬로 쌓아서 수백 kV 고압까지 내전압(耐電壓) 능력을 가지도록 하며, 별도의 필터 없이 다수의 서브 모듈을 이용하여 기본파(사인파)에 가까운 파형을 만들 수 있고, 전류형 컨버터의 문제점으로 알려져 있던, 유효전력 제어와 무효전력 제어를 독립적으로 수행할 수 있으며, 유효전력 제어를 위해 전송 전력의 50%에 상당하는 무효전력을 함께 공급해야 할 필요도 없으며, 고압 직류전압 양단에 위치한 컨버터 각각은 상대방 컨버터의 상태나 정보를 사용하지 않고도 안정적으로 제어할 수 있다는 장점을 갖고 있다.

하지만, 모듈형 멀티레벨 컨버터를 가지는 고압직류송전용 컨버터는 전류형 컨버터에서는 갖지 않는 문제점이 있다.

즉, 서브모듈 내 커패시터 전압이 일정하지 않으며, 상부암(upper arm)과 하부암(lower arm)의 합성 전압이 DC 링크(DC_Link) 전압과 동일하지 않기 때문에 각각의 암(arm)에는 상 전류(phase current)의 1/2에 상당하는 전류과 계통주파수의 2배 주파수를 갖는 AC 성분으로 구성된 순환전류가 멀티레벨 컨버터 내부에 흐르며, 이 순환전류는 멀티레벨 컨버터의 내부를 순환할 뿐 전기에너지를 전달하는데 불필요한 것으로 알려져 있다.

상기와 같이 HVDC용 멀티레벨 컨버터 내부에서 순환전류가 커지게 되면 에너지 변환에 작용하지 않는 무효성분 성격의 전류가 추가로 흐르는 것이 되므로, 서브모듈(sub module)에 사용되는 구성 요소(IGBT, capacitor, SCR, fast switch )의 전류사양이 더 높아지게 되어 재료비를 상승시키는 단점이 있고, 서브모듈 전압의 변동폭을 커지게 하므로 서브모듈을 안정적으로 제어할 수 없게 하며, 암(arm) 전류 파형에 고조파 성분이 많이 포함된 신호형태를 가지도록 함으로써, 컨버터 손실이 증가하여 컨버터 효율을 높이는데 장애 요인으로 작용한다.

상기와 같이 모듈형 멀티레벨 컨버터가 적용된 고압직류송전용 컨버터에서 발생하는 순환전류 성분을 억제하기 위한 대표적인 방법을 분석하면 다음과 같다.

HVDC 시스템용 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 각 상 마다 상부암(Upper Arm)과 하부암(Lower Arm)으로 분리하여 제어하는 방법과 서브모듈 전압을 평활화하는 방법이 Antonios Antonopoulos (2009년)에 의해서 크게 발전되었으며, 불평형 계통전압 조건에 대해서도 유효전력(혹은 DC_Link 전압 일정 제어)과 무효전력제어를 속응성 있게 제어할 수 있는 전류제어 방법에 대해 Maryam Saeedifard (2010년)가 발전을 시킨 바 있다. 이를 도 3에 나타내었다.

이러한 기술적 토대 위에서, 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 발생하는 순환전류를 억제하는 하는 방법에 대해서도 여러 가지 방법이 제안된 바 있으며, 평형전압 조건과 불평형 계통전압 모두에서 순환전류를 억제할 수 있는 방법을 Qingrui Tu (2012년)가 제시하였다.

도 4는 Qingrui Tu[IEEE Trans. on Power Delivery, vol. 27, 2012]에 의해서 발표된 HVDC 시스템용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법을 설명하기 위한 개략도로서, Qingrui Tu (2012년)는 순환전류를 제거하기 위해 순환전류의 성분 중 역상성분(negative sequence component)과 영상성분(zero sequence component)을 0으로 제어하는 방식을 도입함으로써 순환전류를 억제하는 방법을 제시하였다.

즉, Qingrui Tu는 2012년 논문을 통해 도 3에서 A에 의해 지시된 보상값 v^* _diffj 을 계산하여 순환전류를 억제하는 방법을 제시하였다.

Qingrui Tu 가 제시한 방법을 좀 더 자세하게 살펴보면, 도 4에 도시한 바와 같이 역상성분의 경우 d-q 프레임(d-q 회전좌표계)에서 제어목적(지령치)(iⁿ ^* _ccd=0, i^n* _ccq=0)을 부여하고, 순환전류의 역상 성분 중 d축 성분(iⁿ _ccd)과 q축 성분(iⁿ _ccq)이 추종하도록 PI 제어기(7)를 통해 vⁿ _ccd , vⁿ _ccq을 출력하도록 제어하고, T^- ¹(2θ_s)를 통해 2상을 3상으로 다시 역변환하여 보상값(v_diff _{_} _abc) 계산에 합산한다.

또한, 상기 영상성분의 경우 abc 프레임(3상 정지좌표계)에서 제어목적을 부여하고, 각 상(a,b,c 상)에서 상부암과 하부암의 전압값(u_pa(여기서, 하첨자 p는 상부암, a는 상을 가리킴),u_na(여기서, 하첨자 n은 하부암을 가리킴), u_pb,u_nb, u_pc,u_nc) 6개를 모두 합산한 다음, 합산된 값을 3으로 나눈 뒤에 대역통과필터(band pass filter;8)를 통해 v_diff0 _{_} _abc 를 출력하여 보상값(v_diff _{_} _abc)을 계산하는 방법을 적용하였다.

다시 말해서, 상기 Qingrui Tu가 제시한 방법은 순환전류의 성분 중 역상성분과 영상성분만을 고려하여 순환전류를 억제하는 방법이다.

따라서, 종래의 순환전류 억제방법(Qingrui Tu, 2012)은 순환전류 성분을 정상성분, 역상성분, 그리고 영상성분으로 분리할 필요가 있으며, 상부암 전압과 하부암 전압 정보를 모두 알아야 하며, 순환전류의 정상성분을 제거하는 개념이 포함되어 있지 않으며, 정상상태 특성은 양호하지만 고압 직류 선로에서 과도특성이 좋지 않고 전류 맥동이 발생하는 문제점이 있다.

본 발명은 상기와 같은 점을 감안하여 발명한 것으로서, HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 나타나는 순환전류의 AC 성분을 완벽하게 제거함으로써, 모듈형 멀티레벨 컨버터에 적용되는 IGBT와 커패시터의 전류 사양을 상대적으로 작게 선정함으로써 원가를 절감하고, 모듈형 멀티레벨 컨버터를 가지는 고압직류송전용 컨버터의 서브모듈 전압을 안정화하며, 멀티레벨 컨버터의 효율을 향상시키는데 기여할 수 있는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 모듈형 멀티레벌 컨버터의 순환전류 억제 방법은, 복수의 고압 AC 계통 사이에서 AC 에너지를 DC 에너지로 변환하는 컨버터와 DC 에너지를 AC 에너지로 변환하는 컨버터를 가지며, 컨버터와 컨버터 사이에는 DC 케이블로 연결하여 DC 에너지를 전송하는 고압직류송전 시스템에 대한 것으로, 특히 다수개의 서브모듈을 직렬로 적층하여 고전압원을 생성하는 모듈형 멀티레벌 컨버터를 적용한 고압직류송전 시스템의 내부에서 발생하는 순환전류를 억제하기 위해,

abc 3상 정지좌표계에서 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj; j=a,b,c), DC 케이블에 흐르는 직류전류(i_dc), DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 입력받는 단계; 상기 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj)에서 각각

제거한 성분이 0 이 되도록 제어하는 단계; 및 상기 순환전류의 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)을 계산하여 출력하는 단계로 구분되어 구성되며, 기본적으로 순환전류 성분을 정상성분, 역상성분, 영상성분으로 구분하지 않으며, 3상 평형 전압 조건과 3상 불평형 전압 조건 모두에서 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 발생하는 순환전류(i_diffj)를 억제할 수 있는 것을 특징으로 한다.

특히, 상기 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj)를 각각 0이 되게 제어하는 단계는 상기 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)에서 발생하는 순환전류(i_diffj)를 DC 성분(i_dc/3)과 AC 성분(i_zj)으로 구분하는 단계; 하기식 (55)에 의해 상기 순환전류(i_diffj)에서 DC 성분(i_dc/3)을 소거하는 방식으로 순환전류 성분의 AC 성분(i_zj)을 계산하는 단계; 상기 DC 성분이 소거된 순환전류 성분의 AC 성분(i_zj)을 정상성분(i^p _zj), 역상성분(iⁿ _zj), 영상성분(i⁰ _zj) 모두가 존재하는 형태로 모델링하는 단계; 하기식 (54)에 의해 순환전류 성분의 AC 성분인 정상성분(i^p _zj), 역상성분(iⁿ _zj), 영상성분(i⁰ _zj)을 동시에 제거하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 한다.

(54)

(55)

상기 순환전류 성분의 AC 성분을 제거하기 위한 제어수단으로 전력계통 주파수 f₀에서 각주파수(ω₀)가 ω₀=2πf₀ 일 때 ±2ω₀ 주파수에서 무한이득을 가지는 PIR 제어기(10)(Resonant and Proportional-Integral controller)를 적용하여 하기식 (56)과 (57)에 의해 3상 정지좌표계에서 순환전류의 AC 성분을 제거하는 것을 특징으로 한다.

(56)

(57)

상기 (56),(57)에서, i^* _zj : 순환전류 성분 중 AC 성분 기준치

V_{j_diffcrtripple_rej_ref} : 순환전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값

K_p, K_i, K_r : 비례 이득, 적분 이득, 공진제어기의 비례이득

error : 오차 정보를 포함하는 신호 입력

a,b,c : 3상 계통전압을 a상, b상, c상으로 구분한 구분 인자

s : 라플라스 변환(transform)에서 d()/dt

상기 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj)를 각각 0이 되게 제어하는 단계는 AC 계통(1,2)에서 측정한 에너지(P_acpower)와 DC 계통에서 측정한 에너지(P_dcpower)가 서로 같다는 에너지 보존법칙을 이용하여 DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 산정하는 단계; 상기 산정된 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)에서 DC 링크단에 흐르는 전류(i_dc)를 소거하는 방식으로 DC 링크단에 흐르는 AC 고조파 성분의 전류(i^* _dc-i_dc)를 추출하는 단계; 상기 추출된 AC 고조파 성분의 전류(i^* _dc-i_dc)값을 PIR 제어기의 입력값으로 하고, ±2ω₀ 주파수에서 공진점을 가지는 PIR 제어기(10)(Resonant and Proportional-Integral controller)에서 하기 식 (61)에 의해 상기 AC 고조파 성분의 전류값(i^* _dc-i_dc)이 0이 되도록 제어하는 단계를 포함하고, DC 케이블에 흐르는 직류전류에 포함되어 있는 AC 고조파 성분을 제거할 수 있는 것을 특징으로 한다.

(58)

(59)

(60)

(61)

V_dc : HVDC의 DC 케이블 전압(DC_link 전압)

V_{dccrtripple_rej_ref} : HVDC의 DC 케이블 전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값

K_p, K_i, K_r : 비례 이득, 적분 이득, 공진제어기의 비례이득

error : 오차 정보를 포함하는 신호 입력

s : 라플라스 변환(transform)에서 d()/dt

상기 순환전류 중 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)을 계산하는 단계는 하기식 (62)에 의해 순환전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값(V_{j_diffcrtripple_rej_ref})과 DC 케이블 전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값(V_{dccrtripple_rej_ref})을 합산하여 순환전류 억제 성분의 전압 기준치(V^* _diffa,V^* _diffb,V^* _diffc)를 생성하는 단계인 것을 특징으로 한다.

(62)

상기 순환전류 중 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)을 계산하는 단계에서는 하기식 (63)과 (64)에 의해 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)의 상부암(6a)과 하부암(6b)의 전압 기준치(V_pj,V_nj)를 계산하여, 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)의 제어 알고리즘과 연계할 수 있도록 된 것을 특징으로 한다.

(63)

(64)

상기 (63)과 (64)에서, V_j-ref : 멀티레벨 컨버터의 유효전력(혹은 DC 링크 전압 제어)과 무효전력을 제어하는 제어기 출력

V_dc : HVDC의 DC 케이블 전압(DC 링크 전압)

상기 순환전류(i_diffj)에서 DC 성분(i_dc/3)을 소거하는 방식으로 순환전류 성분의 AC 성분(i_zj)을 계산하는 단계는 AC 계통(1,2)에서 측정한 에너지와 DC 계통에서 측정한 에너지가 서로 같다는 에너지 보존법칙을 이용하여 DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 적용하고, 식 i_zj= i_diffj - i^* _dc/3 에 의해 순환전류(i_diffj)의 AC 성분 (i_zj)을 계산하는 것을 특징으로 한다.

상기 3상 정지좌표계에서의 순환전류(i_diffa,i_diffb,i_diffc)를 2상의 정지좌표계(α-β frame)로 표현하는 경우에 순환전류 중 α축 AC 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(전압 기준치)은 식

에 의해 계산되고, 순환전류 중 β축 AC 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(전압 기준치)은 식

에 의해 계산되고, 상기 α축 성분을 i_diff _α, β축 성분을 i_diff _β라고 표현하고, α축 순환전류에 대한 기준치를 i^* _diff _α, β축 순환전류에 대한 기준치를 i^* _diff _β 라고 표현하는 것을 특징으로 한다.

상기 3상 정지좌표계에서의 순환전류(i_diffa,i_diffb,i_diffc)를 d-q 회전좌표계로 표현하는 경우에 정상성분(i^p _diffd,i^p _diffq), 역상성분(iⁿ _diffd,iⁿ _diffq) 및 영상성분(i⁰ _diff)로 구분할 때 5개의 순환전류 성분(i^p _diffd,i^p _diffq,iⁿ _diffd,iⁿ _diffq,i⁰ _diff)을 동시에 모두 제거하는 것을 특징으로 한다.

상기 d-q 회전좌표계로 표현하는 경우에서 d축 정상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 V^p _diffd는 식

에 의해 계산되고, q축 정상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 V^p _diffq는 식

에 의해 계산되고, d축 역상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 Vⁿ _diffd는 식

에 의해 계산하고, q축 역상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 Vⁿ _diffq는 식

에 의해 계산되고, 영상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 V⁰ _diff는 식

에 의해 계산되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법의 장점을 설명하면 다음과 같다.

1) HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 나타나는 순환전류의 AC 성분을 완벽하게 제거함으로써, 모듈형 멀티레벨 컨버터에 적용되는 IGBT와 커패시터의 전류 사양을 상대적으로 작게 선정하여 경제적으로 가격 경쟁력을 가질 수 있다.

2) 모듈형 멀티레벨 컨버터의 서브모듈 전압 폭을 줄일 수 있으며,

3) 멀티레벨 컨버터의 상부 혹은 하부의 암 전류(arm current) 파형을 개선시킬 수 있으며,

4) 컨버터의 효율 개선에 기여할 수 있으며,

5) 고압 직류선로에 흐르는 전류 파형을 크게 개선시킬 수 있으며,

6) 불평형 전압 조건에서도 HVDC 시스템과 연결되어 있는 AC 계통측의 유효전력 성분에 고조파가 포함되지 않는 품질로 제어할 수 있는 특징을 가지며,

7) 상기 특성을 모두 갖는 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터를 개발할 수 있다.

도 1은 모듈형 멀티레벨 컨버터를 갖는 HVDC 시스템의 전체 구성도
도 2는 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 서브 모듈 종류를 보여주는 회로도
도 3은 HVDC 시스템용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 제어 블록도
도 4는 종래기술에 따른 HVDC 시스템용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법(Qingrui Tu,2012)을 보여주는 제어블록도
도 5는 순환전류 억제제어를 수행하지 않은 경우 HVDC용 멀티레벨 컨버터의 제어 특성을 보여주는 그래프
도 6은 종래의 Qingrui 방법에 따른 순환전류 억제 특성을 포함하는 HVDC용 멀티레벨 컨버터의 제어 특성을 보여주는 그래프
도 7은 도 1에서 HVDC 시스템의 스테이션 1(Station 1)만 나타낸 모듈형 멀티레벨 컨버터의 구성도
도 8a는 본 발명의 일실시예에 따른 순환전류 고조파 성분 억제방법을 보여주는 블록도
도 8b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 순환전류 고조파 성분 억제방법을 보여주는 블록도
도 9는 본 발명에 따른 순환전류 고조파성분 억제방법을 포함한 모듈형 멀티레벨컨버터의 제어방법 블록도
도 10은 본 발명에 따른 순환전류 고조파성분 억제방법을 포함한 모듈형 멀티레벨컨버터의 제어특성을 보여주는 그래프

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세하게 설명하기로 한다.

본 발명은 HVDC(High Voltage Direct Current)용 순환전류 성분 중 정상성분, 역상성분, 영상성분을 모두 고려하여, 3상 평형 전압 조건과 3상 불평형 전압 조건 모두에서 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 발생하는 순환전류(Circulating Current)를 완벽하게 제거할 수 있는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제 방법에 관한 것이다.

또한, 본 발명에서 제시한 순환전류 억제 방법은 PIR(PI 제어기와 공진제어기를 함께 가짐) 제어기를 통해 순환전류의 성분을 정상성분, 역상성분, 영상성분으로 구분하지 않고 abc 프레임에서 일반화시킴으로써, 구현방법이 간단하고 정상성분, 역상성분 및 영상성분을 모두 고려한 것과 동일한 효과, 즉 정상성분, 역상성분 및 영상성분 모두를 완벽하게 제거할 수 있다.

기존 기술(Qingrui Tu, 2012년)과 본 발명의 차별점을 상세하게 설명하면 다음과 같다.

첫째로, 기존에는 순환전류의 성분 중 정상성분을 고려하지 않고(정상성분은 제어대상이 아님) 역상성분과 역상성분을 고려하였지만, 본 발명에서는 정상, 역상 및 영상 성분 모두를 고려하였다.

둘째로, 기존에는 역상성분을 d-q 프레임에서 제어하고, PI 제어기를 통해 제어목적을 달성, 즉 역상성분을 d축 성분과 q축 성분으로 나누어 각각을 0(Zero)로 만들지만, 본 발명에서는 PIR을 사용하여 abc 프레임(3상 정지좌표계)에서 a,b,c 상의 순환전류를 제어함으로써, 즉 이와 같은 일반화된 제어방법을 통해 기존 기술에서 고려하지 않았던 정상성분, 역상성분 및 영상 성분 모두를 고려하는 것과 동일한 효과를 얻게 되는 것이다.

또한, 구현방법에 있어서도 기존의 PI 제어기를 이용하여 구현할 경우에 정상성분과 역상성분을 나누고 정상성분과 역상성분을 다시 d축과 q축 성분으로 나누어 제어하므로 제어방법이 매우 복잡하지만, 본 발명에서 PIR 제어기를 이용하여 정상성분, 역상성분으로 구분할 필요가 없고 단지 a,b,c상으로 나누기만 하면 되므로 구현방법이 간단해지는 장점이 있다.

셋째로, 영상성분의 경우 기존 기술과 본 발명 둘 다 abc 3상 정지좌표계에서 구현되는 유사한 측면이 있지만, 기존 기술에서는 상부암 및 하부암 각각의 서브모듈(5)에 인가되는 전압값을 모두 합산하는 방법을 채용하고 있으나, 본 발명에서는 PIR 제어기를 통해 a,b,c 상별로 각각 순환전류 i_diffj에서 dc 전류 i_dc를 빼는 방식으로 구현하여 그 접근 방법에 있어서 차이점이 있다고 하겠다.

이하, 본 발명에 따른 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터 순환전류 억제방법을 상세하게 설명하기로 한다.

본 발명에 따른 HVDC 시스템은 주파수와 전압이 서로 다른 2개의 고압 AC 계통(High Voltage AC Transmission System;1,2) 사이, 혹은 주파수와 전압이 서로 동일한 2개의 고압 AC 계통(1,2) 사이, 혹은 주파수와 전압 중 어느 하나가 다른 2개의 고압 AC 계통(1,2) 사이에 적용된다.

상기 HVDC 시스템은 AC 에너지를 DC 에너지로 변환하는 에너지변환장치(컨버터)와 DC 에너지를 AC 에너지로 변환하는 에너지변환장치(컨버터)를 포함하며, 컨버터와 컨버터 사이에는 DC 케이블을 이용하여 장거리까지 에너지를 수송한다.

본 발명에 따른 에너지변환장치는 AC 에너지를 DC 에너지로 변환하거나 DC 에너지를 AC 에너지로 변환할 때에 저전압원을 가지는 다수개의 서브모듈(5)을 직렬로 적층하여 고전압원을 생성할 수 있는 모듈형 멀티레벨 컨버터(Modular Multilevel Converter)이다.

여기서, 본 발명에 따른 순환전류 억제방법은 순환전류 성분을 정상성분, 영상성분, 영상성분으로 분해하거나 영상성분 추정기를 사용하지 않으면서, 3상 평형 전압 조건과 3상 불평형 전압 조건 모두에서 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 발생하는 순환전류를 억제할 수 있는 특징을 가진다.

HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 발생하는 순환전류는 DC 성분과 AC 성분으로 구분되며, 상기 순화전류의 AC 성분(i_zj)을 정상성분(positive sequence component, i^p _zj), 역상성분(negative sequence component, iⁿ _zj), 영상성분(zero sequence component, i⁰ _zj) 모두가 존재하는 형태로 모델링하고, 상기 AC 성분의 정상성분, 역상성분, 영상성분을 모두 제거하는 것을 제어목적으로 한다.

여기서, DC 성분은 직류 선로 상에서 에너지 전달 능력을 가지기 위해 반드시 필요한 성분이므로 제거대상이 아니다.

모듈형 멀티레벨 컨버터의 제어 수식을 도출하기 위하여, 모듈형 멀티레벨 컨버터에 대한 모델링 수식을 우선 언급하기로 한다.

멀티레벨 컨버터의 상부암(6a)(upper arm)에 있는 커패시터 전압이 v_cpj(j=a,b,c) 이고, 하부암(6b)(lower arm)에 있는 커패시터 전압이 v_cnj (j=a,b,c), 순환전류 억제용 인덕터를 L_s, 상하 암의 케이블 저항을 R_s라고 할 때 상부암 전류(i_pj)과 하부암 전류 (i_nj)가 도 7에 나타낸 바와 같이 흐른다고 하면 상부암의 전압 방정식 (v_pj)은 식 (1)과 같이 얻을 수 있으며, 하부암(6b)의 전압 방정식(v_nj)은 식 (2)와 같이 얻을 수 있다.

(1)

(2)

v_pj : 상부암(upper arm) 전압

v_cpj : 상부암 커패시터 전압 (j=a,b,c)

i_pj : 상부암 전류

v_nj : 하부암(lower arm) 전압

v_cnj : 하부암 커패시터 전압 (j=a,b,c)

i_nj : 하부암 전류

L_s : 순환전류 억제용 인덕터

R_s : 상하 암의 케이블 저항

N_pj, N_nj : 상 (phase) j에서 상부암 (하부암) 내에 있는 서브모듈 수

식(1)의 첫 번째 항은 상부암(6a)이 갖는 커패시터 전압의 합계(u_pj)를 나타내는 것이며, 식(2)의 첫 번째 항은 하부암(6b)이 갖는 커패시터 전압의 합계(u_nj)를 나타낸다. 이를 각각 식(3)과 식(4)로 정의하면 식(5)와 식(6)을 얻을 수 있다.

(3)

(4)

u_pj : 상부암 커패시터 전압의 합

u_nj : 하부암 커패시터 전압의 합

(5)

(6)

다음은 모듈형 멀티레벨 컨버터에서 상부암(6a)에 흐르는 전류(i_pj)와 하부암(6b)에 흐르는 전류(i_nj)에 대해서 관계성을 정리하고자 한다.

멀티레벨 컨버터와 연결되어 있는 3상 AC 계통에 흐르는 상전류를 i_j (j=a,b,c), 순환전류의 직류 성분을 i_dc/3 , 그리고 순환전류의 AC 성분을 i_zj라고 정의하면 상부암(6a)에 흐르는 전류(i_pj)와 하부암(6b)에 흐르는 전류(i_nj )는 식 (7)과 식 (8)로 나타낼 수 있다는 것이 알려져 있다.

(7)

(8)

(9)

i_zj : 순환 전류의 AC 성분

식(7)과 식(8)에서, 오른쪽 2번째 항과 3번째 항은 순환전류를 나타내는 것이므로 하나의 순환전류 파라미터로 표현하면 식 (10)과 식 (11)로 나타낼 수 있다.

(10)

(11)

(12)

i_diffj : 순환전류

식(10)과 식(11)을 더하여 정리하면 식(13)을 얻을 수 있다. 즉 상부암(6a)에 흐르는 전류(i_pj)와 하부암(6b)에 흐르는 전류(i_nj )를 측정할 수 있다면 두 신호를 평균함으로써 순환전류를 추정할 수 있다는 것이다.

(13)

모듈형 멀티레벨 컨버터의 직류 선로 양단에는 저항 소자가 연결되어 있지 않지만, 가상의 중성점 “o”이 존재하며, AC 계통 전압(v_tj) (j=a,b,c)의 중성점“o"과 동일한 전위라고 하면 상부암 전압(v_pj)과 상전압(v_tjo), 가상의 중성점을 경유하여 직류 선로전압의 반에 해당되는 전압 (V_dc/2)으로 구성되는 폐루프를 구성할 수 있어서 상부암(6a)에 대한 폐루프 전압 방정식 (14)을 얻을 수 있다.

하부암(6b)에 대해서도 동일한 방법으로, 하부암 전압(v_pj)과 가상의 중성점을 경유하여 직류 선로전압의 반에 해당되는 전압(V_dc/2), 그리고 컨버터 출력단자 전압(v_tjo)으로 구성되는 폐루프를 구성할 수 있어서 하부암(6b)에 대한 폐루프 전압 방정식 (15)을 얻을 수 있다.

(14)

(15)

v_tj : AC 계통전압

V_dc/2 : 직류 선로 전압의 반

v_tj : 컨버터 출력단자 전압

식(14)에 식(5)를 대입하고, 식(15)에 식(6)을 대입하여 정리하면 식 (16)과 식(17)을 얻을 수 있다.

(16)

(17)

식(16)에서 왼쪽 항은 순환전류 성분에 의한 모듈형 멀티레벨 컨버터 내부의 전압을 나타내는 내부 동특성(internal dynamics)을 나타내므로 u_diffj으로 정의하면 식 (18)과 같이 나타낼 수 있다.

(18)

(19)

u_diffj : 순환전류 성분에 의한 MMC 내부의 전압

식(17)의 오른쪽 첫 번째 항은 멀티레벨 컨버터에서 상부암 전압과 하부암 전압을 제어함으로써 결정되어지는 컨버터의 순수 출력전압에 해당되므로 이를 각 상의 순수 컨버터 전압 (e_j)으로 정의하여 식(20)로 다시 표현할 수 있다.

(20)

(21)

e_j : 각 상의 순수 컨버터 전압

식(18)과 식(21)을 이용하여 u_pj에 대해 정리하면, 순환전류에 의해서 각 상에 걸리는 추가적인 전압 성분을 고려한 상부암의 전압은 식 (22)로 나타낼 수 있다.

(22)

식(18)과 식(21)을 이용하여 u_nj에 대해 정리하면, 순환전류에 의해서 각 상에 걸리는 추가적인 전압 성분을 고려한 하부암(6b)의 전압은 식(23)과 같이 나타낼 수 있다.

(23)

HVDC용 멀티레벨 컨버터의 유효전력 (혹은 DC_Link 전압 일정 제어 )과 무효전력을 제어하는 제어방식이 불평형 전압에 대해서도 제어 특성을 갖도록 하기 위해서 정상성분 제어와 역상성분 제어를 수행하는 형태를 가지는 일반화된 전류제어기를 갖고 있다고 전제하면, 멀티레벨 컨버터의 출력 성분 e_j는 식(24)와 같이 표현할 수 있다.

(24)

e^p _j 에서 위첨자 p는 정상 성분(positive sequence component), eⁿ _j 에서 위첨자 n은 역상성분(negative sequence component)을 의미한다.

모듈형 멀티레벨 컨버터의 상부암(6a)과 하부암(6b)에서 가지는 전체 전력을 순시전력(P_PUj)으로 표현하면 식(25)로 나타낼 수 있다.

(25)

순시전력을 계산하기 위해 필요한 관계식 식(7)-식(8), 식(22)-식(23), 그리고 각 파라미터에 대한 정지좌표계(a,b,c frame)에서의 표현을 식(26)부터 식(41)에 나타내었다.

(26)

(27)

(28)

(29)

(30)

(31)

(32)

(33)

(34)

(35)

(36)

(37)

(38)

(39)

(40)

(41)

식(26)부터 식(41)을 식(25)에 대입하여 정리하면 정지좌표계에서 계산한 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순시전력은 식 (42)-(44)와 같이 계산할 수 있다.

(42)

(43)

(44)

식 (42)에서 식(44)로부터, 첫 번째 항은 계통주파수의 2배 주파수를 가지면서 역방향으로 회전하는 성분의 역상성분이 있음을 나타내며, 두 번째 항은 계통주파수의 2배 주파수를 가지면서 정방향으로 회전하는 성분의 정상성분이 있음을 나타내며, 세 번째 항은 계통 주파수의 2배 주파수를 갖고 회전하되 3상에서 동일한 위상으로 변동되는 영상성분이 있음을 나타내며, 마지막으로 네 번째 항은 시간에 따라 변동이 없고 3상에 서로 다른 크기이기는 하지만 일정하게 분포된 DC 성분이 있음을 나타낸다.

따라서 순시전력에서 DC 전력성분 이외에는 모두 고조파 전력이므로, 2배 주파수를 가지는 정상성분 전력, 역상성분 전력, 그리고 영상성분 전력을 모두 “0”이 되도록 제어기를 설계한다.

이로부터 순환전류의 정상성분에 대한 관계식으로 식 (45) ~ 식 (47)을 얻을 수 있으며, 순환전류의 역상성분에 대한 관계식으로 식 (48) ~ 식 (50)을 얻을 수 있으며, 순환전류의 영상성분에 대한 관계식으로 식 (51) ~ 식 (53)을 얻을 수 있다.

(45)

(46)

(47)

(48)

(49)

(50)

(51)

(52)

(53)

식 (45) ~ 식(53)은 순환전류(i_diffj) 성분 중에서 AC 성분(i_zj)을 나타내는 것이며, 정상성분(i^p _zj), 역상성분(iⁿ _zj), 영상성분(i⁰ _zj) 모두를 제거해야 한다는 것이므로 이로부터 식 (54)와 같이 식을 얻을 수 있으며, 이러한 AC 성분의 순환전류는 식(12)로부터 식(55)와 같은 관계식을 얻을 수 있다.

2ω₀ 성분을 공통으로 가지는 정상성분, 역상성분, 영상성분의 순환전류는 ±2ω₀ 주파수에서 무한이득을 가지는 공진제어기 (Resonant controller : R-제어기)와 PI(Proportional-Integral controller : PI-제어기)를 적용함으로써 식(56)과 같이 순환전류의 고조파 성분을 동시에 제거할 수 있다.

식(56)에서 PIR[] 제어기는 PI-제어기와 R-제어기를 합성한 제어기로 식(57)를 나타낸다.

(54)

(55)

(56)

(57)

i^* _zj : 순환전류 성분 중 AC 성분 기준치

V_j _{_} _{diffcrtripple} _{_} _rej _{_} _ref : 순환전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값

K_p, K_i, K_r : 비례 이득, 적분 이득, 공진제어기의 비례이득

error : 오차 정보를 포함하는 신호 입력

a,b,c : 3상 계통전압을 a상, b상, c상으로 구분한 구분 인자

s : 라플라스 변환(transform)에서 d()/dt

또한, 기존의 방법에서는 순환전류 억제방법을 적용하게 되면 순환전류의 고조파 성분은 억제되지만 멀티레벨 컨버터 사이의 직류케이블에 흐르는 전류 파형(i_dc)에 고조파가 증가되는 단점이 있었다.

이를 해결하기 위해, 식 (58) ~ 식 (60)으로 나타낼 수 있는 AC 계통에서 측정한 에너지(P_acpower)와 DC 계통에서 측정한 에너지(P_dcpower)가 같다는 에너지 보존법칙으로부터 직류케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 산정하고, DC 성분의 전류기준치에서 DC_Link 단에 흐르는 전류(i_dc)를 소거함으로써 AC 성분의 직류전류를 얻을 수 있다.

추출된 AC 성분 전류는 2ω₀ 주파수 성분을 가지므로, 2ω₀ 주파수에서 공진점을 가지는 공진제어기 (Resonant controller : R-제어기)와 PI (proportional-Integral controller : PI-제어기)를 적용함으로써 식(61)과 같이 직류전류에 포함되어 있는 AC 고조파 성분을 제거할 수 있다.

(58)

(59)

(60)

(61)

Vdc : HVDC의 DC 케이블 전압(DC_link 전압)

V_dccrtripple _{_} _rej _{_} _ref : HVDC의 DC 케이블 전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값

K_p, K_i, K_r : 비례 이득, 적분 이득, 공진제어기의 비례이득

error : 오차 정보를 포함하는 신호 입력

s : 라플라스 변환(transform)에서 d()/dt

식(57)과 식(61)을 이용하여, HVDC용 멀티레벨 컨버터의 순환전류 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)은 식(62)과 같이 계산한다. 이것을 그림으로 나타내면 도 8a와 같이 나타낼 수 있다.

(62)

V^* _diffj : HVDC용 멀티레벨 컨버터의 순환전류 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값

도 8b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 순환전류 고조파 성분 억제방법을 보여주는 블록도로서, 상기 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)에서 발생하는 순환전류(i_diffj)의 AC 성분 (i_zj)을 식 (55)와 같이 i_zj = i_diffj - i_dc/3 으로 계산하지 않고, i_dc/3 대신에 식 (58) ~ 식 (60)으로 나타낼 수 있는 에너지 보존법칙으로부터 DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 적용하여, 즉 i_zj = i_diffj - i^* _dc/3 에 의해 순환전류(i_diffj)의 AC 성분 (i_zj)을 계산하여 적용함으로써, 도 8b와 같이 순환전류의 고조파 성분을 억제하기 위한 제어방법을 간단하게 구현할 수 있다.

HVDC용 멀티레벨 컨버터 제어 알고리즘과 본 발명에서 제시한 순환전류 고조파 성분 억제방법과의 연계방법은 식(63)과 같다. 순환전류 고조파성분 억제방법을 포함한 모듈형 멀티레벨컨버터의 제어방법을 블록도로 나타내면 도 9와 같다.

(63)

(64)

다시 말해서, 도 8a 및 도 8b는 본 발명에서 제시하는 HVDC용 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제를 위한 제어블록도이고, 도 9는 기존의 HVDC용 멀티레벨 컨버터 제어 알고리즘과 본 발명을 어떻게 연계하는지를 보여준다.

도 9에 도시한 바와 같이 본 발명에서 제시한 순환전류방법(PIR을 이용한 순환전류 억제 제어기)는 i_diffj, i_dc, i^* _dc, P를 입력값으로 하고 순환전류 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값 V^* _diffj 을 출력값으로 하고, V^* _diffj 는 HVDC용 멀티레벨 컨버터의 출력전압값에서 정상, 역상, 영상성분 모두를 고려한 순환전류의 AC 성분을 제거한 값이다.

본 발명은 좌표계에 따라 다른 표현으로 동일한 목적을 달성할 수 있으므로, 정지좌표게에서의 구현 방법과 d-q 회전좌표계에서 구현하는 방법을 함께 제시한다.

3상 정지좌표계에서의 순환전류 (i_diffa, i_diffb, i_diffc)를 2상 정지좌표계 (α-β frame)로 표현하여 α축 성분을 i_diff _α, β축 성분을 i_diff _β 라고 표현하고, α축 순환전류에 대한 기준치를 i^* _diff _α , β축 성분에 대한 순환전류 기준치를 i^* _diff _β라고 표현하면 식 (56) ~ 식 (57)은 식 (66)~ 식 (67)처럼 2상 정지 좌표계에서 구현할 수 있다.

2상 정지 좌표계에서 계산한 V_{α_} _{diffcrtripple} _{_} _rej _{_} _ref 와 V_{β_} _{diffcrtripple} _{_} _rej _{_} _ref 을 다시 3상 정지좌표계로 표현한 것을 V_j _{_} _{diffcrtripple} _{_} _rej _{_} _ref 라고 하고, 직류전류에 포함되어 있는 AC 고조파 성분을 제거할 수 있도록 식(61)을 더하여 식(62)을 구현하면 동일하게 목적을 달성할 수 있다.

(66)

(67)

또한, 3상 정지좌표계에서의 순환전류 (i_diffa, i_diffb, i_diffc)를 d-q 회전좌표계로 표현하게 되면 정상성분 (i^p _diffd,i^p _diffq), 역상성분 (iⁿ _diffd, iⁿ _diffq), 그리고 영상성분(i⁰ _diff)으로 분해할 수 있으므로, 각각의 모든 성분을 제거하기 위한 제어기를 d-q 회전좌표계에서 표현하면 식 (68)~ 식 (72)와 같다.

이는 좌표계만 다른 것이지 식 (56)~ 식 (57)과 동일한 의미를 가지는 다른 표현에 해당되는 것이다. 여기서 PI[ ]는 식(73)의 PI-제어기를 의미한다.

(68)

(69)

(70)

(71)

(72)

(73)

이하, 본 발명에 따른 순환전류 고조파 성분 억제방법을 적용하여 그 효과를 검증하기 위해 실험한 결과를 설명하면 다음과 같다.

본 특허에서 제시한 순환전류 고조파 성분 억제방법을 적용한 표 1의 HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터에 대한 제어 특성을 도 10에 나타내었다.

3상 계통전압 중 1상이 지락(정상상태가 아닌 불평형 상태임)된 도 10의 a) 조건에서 도 6과 도 10을 비교하여 설명하면, 기존의 Qingrui 방식에 의한 순환전류 억제 방법의 경우에서는 각 상에서의 순환전류가 상하로 오실레이션되는 과도 특성을 가지는 순환전류 제어 특성을 나타내었으나(도 6의 d 참조), 본 발명을 적용하면 순환전류의 속응성과 수렴성이 매우 우수하다는 것을 도 10의 d)로부터 알 수 있다(동그라미로 표시함).

그리고 기존의 Qingrui 방식에서는 DC_링크 전류의 과도 특성도 좋지 않고 정상상태에서도 고조파 성분이 포함된 특성을 가지고 있었으나(도 6의 e 참조), 본 발명을 적용한 경우에서는 DC_링크의 전류 특성을 보여주는 도 10의 e)로부터 과도 특성과 정상상태 특성 모두가 크게 개선되었음을 알 수 있다(동그라미로 표시함).

또한, 유효전력 제어 관점에서도 기존의 방법에서는 액티브 파워(active power)가 고조파 성분을 가지는 특성을 나타내었지만(도 6의 f 참조), 본 발명을 적용하게 되면 유효전력 성분에서도 고조파 성분이 완전히 제거됨을 알 수 있다.

따라서 본 발명을 적용하면 계통전력이 3상 평형 혹은 3상 불평형 인가에 관계없이, 언제나 순환전류의 고조파 성분을 완전히 제거할 수 있으며, 동시에 유효전력의 고조파 성분을 완전히 제거할 수 있다.

1,2 : AC 계통
3,4 : 모듈형 멀티레벨 컨버터
5 : 서브모듈
6a : 상부암
6b : 하부암
10 : PIR 제어기
11 : PI 제어기
12 : 공진제어기

Claims

복수의 고압 AC 계통(1,2) 사이에서 AC를 DC로 혹은 DC를 AC로 에너지를 변환하고 DC 케이블을 이용하여 에너지를 전송하는 고압직류송전 시스템에 있어서,, 다수개의 서브모듈(5)을 직렬로 적층하여 고전압원(High Voltage Source)을 생성하는 모듈형 멀티레벌 컨버터를 갖는 고압직류송전 시스템에 대한 것으로,
고압직류송전 시스템의 모듈형 멀티레벌 컨버터에서 발생되는 순환전류 억제 방법에 있어서,
abc 3상 정지좌표계에서 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj; j=a,b,c), DC 케이블에 흐르는 직류전류(i_dc), DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 입력받는 단계;
상기 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj)를 각각 0이 되게 제어하는 단계; 및
상기 순환전류 중 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)을 출력하는 단계;
를 포함하는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.
청구항 1에 있어서,
상기 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj)를 각각 0이 되게 제어하는 단계는
HVDC용 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)에서 발생하는 순환전류(i_diffj)를 DC 성분(i_dc/3)과 AC 성분(i_zj)으로 구분하는 단계;
하기식 (55)에 의해 상기 순환전류(i_diffj)에서 DC 성분(i_dc/3)을 소거하는 방식으로 순환전류 성분의 AC 성분(i_zj)을 계산하는 단계;
상기 DC 성분이 소거된 순환전류 성분의 AC 성분(i_zj)을 정상성분(i^p _zj), 역상성분(iⁿ _zj), 영상성분(i⁰ _zj) 모두가 존재하는 형태로 모델링하는 단계;
하기식 (54)에 의해 순환전류 성분의 AC 성분인 정상성분(i^p _zj), 역상성분(iⁿ _zj), 영상성분(i⁰ _zj)을 동시에 제거하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.

(54)

(55)
청구항 2에 있어서,
상기 순환전류 성분의 AC 성분을 제거하기 위한 제어수단으로 전력계통 주파수 f₀에서 각주파수(ω₀)가 ω₀=2πf₀ 일 때 ±2ω₀ 주파수에서 무한이득을 가지는 PIR 제어기(10)(Resonant and Proportional-Integral controller)를 적용하여 하기식 (56)과 (57)에 의해 3상 정지좌표계에서 순환전류의 AC 성분을 제거하는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.

(56)

(57)
상기 (56),(57)에서, i^* _zj : 순환전류 성분 중 AC 성분 기준치
V_j _{_} _{diffcrtripple} _{_} _rej _{_} _ref : 순환전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값
K_p, K_i, K_r : 비례 이득, 적분 이득, 공진제어기의 비례이득
error : 오차 정보를 포함하는 신호 입력
a,b,c : 3상 계통전압을 a상, b상, c상으로 구분한 구분 인자
s : 라플라스 변환(transform)에서 d()/dt
청구항 2에 있어서,
상기 a,b,c 상의 순환전류(i_diffj)를 각각 0이 되게 제어하는 단계는
AC 계통(1,2)에서 측정한 에너지(P_acpower)와 DC 계통에서 측정한 에너지(P_dcpower)가 서로 같다는 에너지 보존법칙을 이용하여 DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 산정하는 단계;
상기 산정된 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)에서 DC 링크단에 흐르는 전류(i_dc)를 소거하는 방식으로 DC 링크단에 흐르는 AC 고조파 성분의 전류(i^* _dc-i_dc)를 추출하는 단계;
상기 추출된 AC 고조파 성분의 전류(i^* _dc-i_dc)값을 PIR 제어기의 입력값으로 하고, ±2ω₀ 주파수에서 공진점을 가지는 PIR 제어기(10)(Resonant and Proportional-Integral controller)에서 하기 식 (61)에 의해 상기 AC 고조파 성분의 전류값(i^* _dc-i_dc)이 0이 되도록 제어하는 단계;
를 포함하고, DC 케이블에 흐르는 직류전류에 포함되어 있는 AC 고조파 성분을 제거할 수 있는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.

(58)

(59)

(60)

(61)
V_dc : HVDC의 DC 케이블 전압(DC_link 전압)
V_dccrtripple _{_} _rej _{_} _ref : HVDC의 DC 케이블 전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값

K_p, K_i, K_r : 비례 이득, 적분 이득, 공진제어기의 비례이득
error : 오차 정보를 포함하는 신호 입력
s : 라플라스 변환(transform)에서 d()/dt
청구항 1에 있어서,
상기 순환전류 중 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)을 계산하는 단계는 하기식 (62)에 의해 순환전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값(V_j _{_} _{diffcrtripple} _{_} _rej _{_} _ref)과 DC 케이블 전류 중 AC 성분 억제 제어기를 거친 출력값(V_{dccrtripple_rej_ref})을 합산하여 순환전류 억제 성분의 전압 기준치(V^* _diffa,V^* _diffb,V^* _diffc)를 생성하는 단계인 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.

(62)
청구항 5에 있어서,
상기 순환전류 중 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(V^* _diffj)을 계산하는 단계에서는 하기식 (63)과 (64)에 의해 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)의 상부암(6a)과 하부암(6b)의 전압 기준치(V_pj,V_nj)를 계산하여, 상기 모듈형 멀티레벨 컨버터(3,4)의 제어 알고리즘과 연계할 수 있도록 된 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.

(63)

(64)
상기 (63)과 (64)에서, V_j-ref : 멀티레벨 컨버터의 유효전력(혹은 DC 링크 전압 제어)과 무효전력을 제어하는 제어기 출력
V_dc : HVDC의 DC 케이블 전압(DC 링크 전압)
청구항 2에 있어서,
상기 순환전류(i_diffj)에서 DC 성분(i_dc/3)을 소거하는 방식으로 순환전류 성분의 AC 성분(i_zj)을 계산하는 단계는 AC 계통(1,2)에서 측정한 에너지와 DC 계통에서 측정한 에너지가 서로 같다는 에너지 보존법칙을 이용하여 DC 케이블에 흘러야 하는 DC 성분의 전류 기준치(i^* _dc)를 적용하고, 식 i_zj = i_diffj - i^* _dc/3 에 의해 순환전류(i_diffj)의 AC 성분 (i_zj)을 계산하는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.
청구항 3에 있어서,
상기 3상 정지좌표계에서의 순환전류(i_diffa,i_diffb,i_diffc)를 2상의 정지좌표계(α-β frame)로 표현하는 경우에 순환전류 중 α축 AC 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(전압 기준치)은 식
에 의해 계산되고, 순환전류 중 β축 AC 고조파 성분을 억제하기 위한 보상값(전압 기준치)은 식
에 의해 계산되고, 상기 α축 성분을 i_diff _α, β축 성분을 i_diff _β라고 표현하고, α축 순환전류에 대한 기준치를 i^* _diff _α, β축 순환전류에 대한 기준치를 i^* _diff _β 라고 표현하는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.
청구항 3에 있어서,
상기 3상 정지좌표계에서의 순환전류(i_diffa,i_diffb,i_diffc)를 d-q 회전좌표계로 표현하는 경우에 정상성분(i^p _diffd,i^p _diffq), 역상성분(iⁿ _diffd,iⁿ _diffq) 및 영상성분(i⁰ _diff)로 구분할 때 5개의 순환전류 성분(i^p _diffd,i^p _diffq,iⁿ _diffd,iⁿ _diffq,i⁰ _diff)을 동시에 모두 제거하는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.
청구항 9에 있어서,
d축 정상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 V^p _diffd는 식
에 의해 계산되고, q축 정상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 V^p _diffq는 식
에 의해 계산되고, d축 역상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 Vⁿ _diffd는 식
에 의해 계산하고, q축 역상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 Vⁿ _diffq는 식
에 의해 계산되고, 영상성분 순환전류를 억제하기 위한 기준전압 V⁰ _diff는 식
에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 고압직류송전용 모듈형 멀티레벨 컨버터의 순환전류 억제방법.